CN107147434B - 一种基于ldpc码的mimo传输分集方法 - Google Patents

一种基于ldpc码的mimo传输分集方法 Download PDF

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Abstract

一种基于LDPC码的MIMO传输分集方法，本发明涉及基于LDPC码的MIMO传输分集方法。本发明的目的是为了解决现有技术没有考虑到LDPC码本身的分集特性，导致误码率高以及没有考虑到信息位和校验位之间的对应关系的问题。具体过程为：一、利用不同时隙进行时间分集；基站发送信息；终端接收两个时隙的信号；计算信息位和校验位的初始LLR；获得修正后的LLR得到译码后的信息位；二、利用空间自由度进行空间分集；基站发射信息；终端两个天线接收到信号；计算信息位和校验位的初始LLR；获得修正后的LLR得到译码后的信息位。本发明用于无线通信领域。

Description

一种基于LDPC码的MIMO传输分集方法
技术领域
本发明涉及基于LDPC码的MIMO传输分集方法。
背景技术
目前关于MIMO与LDPC相结合的研究，大部分都是将LDPC码直接应用到MIMO系统中，采用联合迭代译码算法来进行信号检测。但是仍然存在两方面问题，其一这类方法没有考虑到LDPC码本身的分集特性，导致误码率高；其二是接收端对LDPC码直接进行译码，没有考虑到信息位和校验位之间的对应关系。
发明内容
本发明的目的是为了解决现有技术没有考虑到LDPC码本身的分集特性，导致误码率高以及没有考虑到信息位和校验位之间的对应关系的问题，而提出一种基于LDPC码的MIMO传输分集方法。
一种基于LDPC码的MIMO传输分集方法具体过程为：
步骤一、利用不同时隙进行时间分集：
步骤一一、基站发射端第一个时隙发送系统LDPC码的信息位u＝(u0,u1,…,uk-1)，第二个时隙发送与u对应的系统LDPC码的校验位b＝(b0,b1,…,bk-1)，将u和b经过BPSK调制得到信号s(1)和s(2)；
u0为基站发射端第一个时隙发送的第0个系统LDPC码的信息位，u1为基站发射端第一个时隙发送的第1个系统LDPC码的信息位，uk-1为基站发射端第一个时隙发送的第k-1个系统LDPC码的信息位，b0为基站发射端第二个时隙发送的第0个系统LDPC码的校验位，b1为基站发射端第二个时隙发送的第1个系统LDPC码的校验位，bk-1为基站发射端第二个时隙发送的第k-1个系统LDPC码的校验位；k为信息位的长度，取值为8的倍数的正整数；
步骤一二、终端接收两个时隙的信号
Figure BDA0001324015120000011
和
Figure BDA0001324015120000012
步骤一三、根据步骤一二得到的
Figure BDA0001324015120000013
和
Figure BDA0001324015120000014
计算系统LDPC码的信息位的初始LLR和校验位的初始LLR，分别得到
Figure BDA0001324015120000015
LLR为对数似然比；
步骤一四、使用基于信号处理和信息传递的软译码算法对步骤一三得到的
Figure BDA0001324015120000021
和
Figure BDA0001324015120000022
进行修正，获得修正后的系统LDPC码的LLR；
步骤一五、将步骤一四获得的修正后的系统LDPC码的LLR转化为满足RC约束条件非系统LDPC码的LLR；
步骤一六、根据步骤一五得到的非系统LDPC码的LLR，用SPA对非系统LDPC码进行译码，得到译码后的信息位；
SPA为和积译码算法；
步骤二、利用空间自由度进行空间分集：
步骤二一、基站发射端第一个天线发送系统LDPC码的信息位u＝(u0,u1,…,uk-1)，第二个天线发送与u对应的系统LDPC码的校验位b＝(b0,b1,…,bk-1)，将u和b经过BPSK调制得到信号s(1)和s(2)；
u0为基站发射端第一个天线发送的第0个系统LDPC码的信息位，u1为基站发射端第一个天线发送的第1个系统LDPC码的信息位，uk-1为基站发射端第一个天线发送的第k-1个系统LDPC码的信息位，b0为基站发射端第二个天线发送的第0个系统LDPC码的校验位，b1为基站发射端第二个天线发送的第1个系统LDPC码的校验位，bk-1为基站发射端第二个天线发送的第k-1个系统LDPC码的校验位；k为信息位的长度，取值为8的倍数的正整数；
步骤二二、终端两个天线接收到信号
Figure BDA0001324015120000023
和
Figure BDA0001324015120000024
步骤二三、根据步骤二二得到的
Figure BDA0001324015120000025
和
Figure BDA0001324015120000026
计算系统LDPC码的信息位的初始LLR和校验位的初始LLR，分别得到
Figure BDA0001324015120000027
和
Figure BDA0001324015120000028
步骤二四、使用基于信号处理和信息传递的软译码算法对步骤二三得到的
Figure BDA0001324015120000029
和
Figure BDA00013240151200000210
进行修正，获得修正后的系统LDPC码的LLR；
步骤二五、将步骤二四获得的修正后的系统LDPC码的LLR转化为满足RC约束条件非系统LDPC码的LLR；
步骤二六、根据步骤二五得到的非系统LDPC码的LLR，用SPA对非系统LDPC码进行译码，得到译码后的信息位。
本发明的有益效果为：
本发明提出的传输方案将LDPC码的分集特性与MIMO相结合，并且考虑LDPC码信息位与校验位的对应关系，提出一种基于信号处理和信息传递的软译码算法，考虑到LDPC码本身的分集特性，在不改变传输效率的前提下，达到降低误码率的目的；解决了现有技术没有考虑到LDPC码本身的分集特性，导致误码率高以及没有考虑到信息位和校验位之间的对应关系的问题。
如图5所示，当信噪比为2时，现有时间分集方法误码率为0.05，本发明基于LDPC码的时间分集方法在修正LLR条件下的误码率为0.18，本发明基于LDPC码的时间分集方法在未修正LLR条件下的误码率为0.182；当信噪比为8时，现有时间分集方法误码率为0.005，本发明基于LDPC码的时间分集方法在修正LLR条件下的误码率为0.004，本发明基于LDPC码的时间分集方法在未修正LLR条件下的误码率为0.0045；当信噪比为14时，现有时间分集方法误码率为0.0005，本发明基于LDPC码的时间分集方法在修正LLR条件下的误码率为0.00045，本发明基于LDPC码的时间分集方法在未修正LLR条件下的误码率为0.00047；如图6所示，当信噪比为2时，现有时间分集方法误码率为0.008，本发明基于LDPC码的时间分集方法在修正LLR条件下的误码率为0.012，本发明基于LDPC码的时间分集方法在未修正LLR条件下的误码率为0.014；当信噪比为8时，现有时间分集方法误码率为0.0008，本发明基于LDPC码的时间分集方法在修正LLR条件下的误码率为0.0002，本发明基于LDPC码的时间分集方法在未修正LLR条件下的误码率为0.0005；当信噪比为10时，现有时间分集方法误码率为0.0002，本发明基于LDPC码的时间分集方法在修正LLR条件下的误码率为0.00002，本发明基于LDPC码的时间分集方法在未修正LLR条件下的误码率为0.00005；根据图5和图6得出随着信噪比的增加，本发明的误码率逐渐小于现有时间分集方法误码率，达到降低误码率的目的。
附图说明
图1为本发明基于LDPC码的时间分集原理框图，
Figure BDA0001324015120000031
为译码后的信息位，Antenna为天线；
图2为本发明基于LDPC码的空间分集原理框图，
Figure BDA0001324015120000032
为译码后的信息位；
图3为信息位和校验位关系示意图；
图4为本发明流程图；
图5为本发明基于LDPC码的时间分集误码率与现有时间分集方法性能对比图；
图6为本发明基于LDPC码的空间分集误码率与现有时间分集方法性能对比图。
具体实施方式
具体实施方式一：结合图1、图2、图3、图4说明本实施方式，本实施方式的一种基于LDPC码的MIMO传输分集方法具体过程为：
LDPC为低密度奇偶校验码，MIMO(多输入,多输出)是一种用于无线通信的天线技术,在这种技术中,多路天线同时用于源(发射器)和目的地(接收器)。
步骤一、利用不同时隙进行时间分集：
步骤一一、基站发射端第一个时隙发送系统LDPC码的信息位u＝(u0,u1,…,uk-1)，第二个时隙发送与u对应的系统LDPC码的校验位b＝(b0,b1,…,bk-1)，将u和b经过BPSK调制得到信号s(1)和s(2)；
u0为基站发射端第一个时隙发送的第0个系统LDPC码的信息位，u1为基站发射端第一个时隙发送的第1个系统LDPC码的信息位，uk-1为基站发射端第一个时隙发送的第k-1个系统LDPC码的信息位，b0为基站发射端第二个时隙发送的第0个系统LDPC码的校验位，b1为基站发射端第二个时隙发送的第1个系统LDPC码的校验位，bk-1为基站发射端第二个时隙发送的第k-1个系统LDPC码的校验位；k为信息位的长度，取值为8的倍数的正整数；
步骤一二、终端接收两个时隙的信号
Figure BDA0001324015120000041
和
Figure BDA0001324015120000042
步骤一三、根据步骤一二得到的
Figure BDA0001324015120000043
和
Figure BDA0001324015120000044
计算系统LDPC码的信息位的初始LLR和校验位的初始LLR，分别得到
Figure BDA0001324015120000045
LLR为对数似然比；
步骤一四、使用基于信号处理和信息传递的软译码算法对步骤一三得到的
Figure BDA0001324015120000046
和
Figure BDA0001324015120000047
进行修正，获得修正后的系统LDPC码的LLR；
步骤一五、将步骤一四获得的修正后的系统LDPC码的LLR转化为满足RC约束条件非系统LDPC码的LLR；
步骤一六、根据步骤一五得到的非系统LDPC码的LLR，用SPA对非系统LDPC码进行译码，得到译码后的信息位；
SPA为和积译码算法；
步骤二、利用空间自由度进行空间分集:
步骤二一、基站发射端第一个天线发送系统LDPC码的信息位u＝(u0,u1,…,uk-1)，第二个天线发送与u对应的系统LDPC码的校验位b＝(b0,b1,…,bk-1)，将u和b经过BPSK调制得到信号s(1)和s(2)；
u0为基站发射端第一个天线发送的第0个系统LDPC码的信息位，u1为基站发射端第一个天线发送的第1个系统LDPC码的信息位，uk-1为基站发射端第一个天线发送的第k-1个系统LDPC码的信息位，b0为基站发射端第二个天线发送的第0个系统LDPC码的校验位，b1为基站发射端第二个天线发送的第1个系统LDPC码的校验位，bk-1为基站发射端第二个天线发送的第k-1个系统LDPC码的校验位；k为信息位的长度，取值为8的倍数的正整数；
步骤二二、终端两个天线接收到信号
Figure BDA0001324015120000051
和
Figure BDA0001324015120000052
步骤二三、根据步骤二二得到的
Figure BDA0001324015120000053
和
Figure BDA0001324015120000054
计算系统LDPC码的信息位的初始LLR和校验位的初始LLR，分别得到
Figure BDA0001324015120000055
和
Figure BDA0001324015120000056
步骤二四、使用基于信号处理和信息传递的软译码算法对步骤二三得到的
Figure BDA0001324015120000057
和
Figure BDA0001324015120000058
进行修正，获得修正后的系统LDPC码的LLR；
步骤二五、将步骤二四获得的修正后的系统LDPC码的LLR转化为满足RC约束条件非系统LDPC码的LLR；
步骤二六、根据步骤二五得到的非系统LDPC码的LLR，用SPA对非系统LDPC码进行译码，得到译码后的信息位。
具体实施方式二：本实施方式与具体实施方式一不同的是：所述步骤一二中终端接收两个时隙的信号
Figure BDA0001324015120000059
和
Figure BDA00013240151200000510
公式为：
Figure BDA00013240151200000511
其中
Figure BDA00013240151200000512
是第l个时隙信息位或校验位的信道状态信息向量，
Figure BDA00013240151200000513
是第l个时隙信息位或校验位的噪声向量，服从均值为零方差为N0/2的高斯分布；l＝1,2；
Figure BDA00013240151200000514
为第l个时隙第0个信息位或校验位的信道衰落系数，
Figure BDA00013240151200000515
为第l个时隙第1个信息位或校验位的信道衰落系数，
Figure BDA00013240151200000516
为第l个时隙第k-1个信息位或校验位的信道衰落系数，
Figure BDA00013240151200000517
为第l个时隙第0个信息位或校验位的均值为零方差为N0/2的加性高斯白噪声，
Figure BDA00013240151200000518
为第l个时隙第1个信息位或校验位的均值为零方差为N0/2的加性高斯白噪声，
Figure BDA00013240151200000519
为第l个时隙第k-1个信息位或校验位的均值为零方差为N0/2的加性高斯白噪声；
Figure BDA00013240151200000520
为终端接收到的信息位的信号，
Figure BDA0001324015120000061
为终端接收到的校验位的信号。
其它步骤及参数与具体实施方式一相同。
具体实施方式三：本实施方式与具体实施方式一或二不同的是：所述步骤一三中根据步骤一二得到的
Figure BDA0001324015120000062
和
Figure BDA0001324015120000063
计算系统LDPC码的信息位的初始LLR和校验位的初始LLR，分别得到
Figure BDA0001324015120000064
具体过程为：
Figure BDA0001324015120000065
Figure BDA0001324015120000066
其中，0≤j≤k-1；LLR为对数似然比，
Figure BDA0001324015120000067
为第1个时隙第j个系统LDPC码的信息位的信道衰落系数，
Figure BDA0001324015120000068
为终端接收到的第j个系统LDPC码的信息位的信号，
Figure BDA0001324015120000069
为第2个时隙第j个系统LDPC码的校验位的信道衰落系数，
Figure BDA00013240151200000610
为终端接收到的第j个系统LDPC码的校验位的信号，
Figure BDA00013240151200000611
为第j个系统LDPC码的信息位的LLR，
Figure BDA00013240151200000612
为第j个系统LDPC码的校验位的LLR。
其它步骤及参数与具体实施方式一或二相同。
具体实施方式四：本实施方式与具体实施方式一至三之一不同的是：所述步骤一四中使用基于信号处理和信息传递的软译码算法对步骤一三得到的
Figure BDA00013240151200000613
和
Figure BDA00013240151200000614
进行修正，获得修正后的系统LDPC码的LLR；具体过程为：
利用信息位和校验位的一一对应关系对初始LLR
Figure BDA00013240151200000615
和
Figure BDA00013240151200000616
进行修正，过程为：
当|h(1)|2＞＞|h(2)|2，这意味着信息位比校验位更可靠，可以使用信息位的
Figure BDA00013240151200000617
对校验位的
Figure BDA00013240151200000618
进行修正，信息位传递到校验位的
Figure BDA00013240151200000619
为：
Figure BDA00013240151200000620
Figure BDA00013240151200000621
表示第i个信息位传递到第j个校验位的LLR，0≤i≤k-1；i′为所有与第j个校验位相连的信息位；
Figure BDA00013240151200000622
为第i′个信息位的LLR；N(j)为与第j个校验位相连的所有信息位；
根据最大比合并(MRC)准则，校验位的LLR修正为：
Figure BDA00013240151200000623
其中C1和C2取决于信道状态信息，i∈N(j)为与第j个校验位相连的所有信息位；C1和C2具体计算如下式所示：
Figure BDA0001324015120000071
Figure BDA0001324015120000072
其中，C1、C2为合并系数；
当|h(1)|2＜＜|h(2)|2，这意味着校验位比信息位更可靠，可以使用校验位的
Figure BDA0001324015120000073
对信息位的
Figure BDA0001324015120000074
进行修正，信息位传递到校验位的
Figure BDA0001324015120000075
为：
Figure BDA0001324015120000076
其中，
Figure BDA0001324015120000077
表示第j个校验位传递到第i个信息位的LLR，0≤i≤k-1，j′为所有与第i个信息位相连的校验位；
Figure BDA0001324015120000078
为第j′个校验位的LLR；N(i)与第i个信息位相连的所有校验位；
根据最大比合并(MRC)准则，校验位的LLR修正为：
Figure BDA0001324015120000079
其中j∈N(i)为与第i个校验位相连的所有信息位；
当|h(1)|2≈|h(2)|2时，即信息位和校验位的可靠程度相近，令式
Figure BDA00013240151200000710
中的C1＝C2＝0.5。
其它步骤及参数与具体实施方式一至三之一相同。
具体实施方式五：本实施方式与具体实施方式一至四之一不同的是：所述步骤一五中将步骤一四获得的修正后的系统LDPC码的LLR转化为满足RC约束条件非系统LDPC码的LLR；具体过程为：
RC约束条件为行列约束条件；
步骤一五一、将非系统LDPC码的校验矩阵H转换为行满秩矩阵，过程为：
如果m＝n-k，即H是行满秩矩阵，则直接进行步骤一五二；如果m＞n-k，即H不是行满秩矩阵，将H矩阵经过初等行变换转化为矩阵A；
其中，m为H矩阵的行数，n为H矩阵的列数，A为n-k行、n列的矩阵且A的秩为n-k；
步骤一五二、将矩阵A经过初等列变换转化为矩阵[B|C]；
其中，B为n-k行、n-k列的满秩方矩阵，C为n-k行、k列的矩阵；
步骤一五三、对[B|C]进行初等行变换，因为B是满秩方阵，因此一定可以经过行变换得到形如[I(n-k)×(n-k)|P(n-k)×k]的矩阵，得到矩阵[I|P]，令Hsys＝[I|P]；
其中I表示n-k行、n-k列的单位矩阵；P表示n-k行、k列的矩阵；
步骤一五四、根据
Figure BDA0001324015120000081
获得系统码生成矩阵Gsys＝[PT|I]；
步骤一五五、将系统LDPC码的信息位u与系统生成矩阵Gsys相乘，即u·Gsys＝[b|u]，得到系统LDPC码的校验位b；
步骤一五六、对步骤一四获得的修正后的系统LDPC码的LLR做与步骤一五二中相反的列变换，得到满足RC约束条件非系统LDPC码的LLR。
其它步骤及参数与具体实施方式一至四之一相同。
具体实施方式六：本实施方式与具体实施方式一至五之一不同的是：所述步骤二二中终端两个天线接收到信号
Figure BDA0001324015120000082
和
Figure BDA0001324015120000083
公式为：
Figure BDA0001324015120000084
其中
Figure BDA0001324015120000085
是第p个发射天线到第q个接收天线信息位或校验位的信道状态信息向量，p,q＝1,2；
Figure BDA0001324015120000086
是第q个接收天线的噪声向量，服从均值为零方差为N0/2的高斯分布，q＝1,2；
Figure BDA0001324015120000087
为第p个发射天线到第q个接收天线在第0个信息位或校验位的信道衰落系数，
Figure BDA0001324015120000088
为第p个发射天线到第q个接收天线在第1个信息位或校验位的信道衰落系数，
Figure BDA0001324015120000089
为第p个发射天线到第q个接收天线在第k-1个信息位或校验位的信道衰落系数，
Figure BDA00013240151200000810
为第q个时隙第0个信息位或校验位的均值为零方差为N0/2的加性高斯白噪声，
Figure BDA00013240151200000811
为第q个时隙第1个信息位或校验位的均值为零方差为N0/2的加性高斯白噪声，
Figure BDA00013240151200000812
为第q个时隙第k-1个信息位或校验位的均值为零方差为N0/2的加性高斯白噪声；
Figure BDA00013240151200000813
为终端第一个天线接收到的系统LDPC码信息位和校验位叠加的信号，
Figure BDA0001324015120000091
为终端第二个天线接收到的系统LDPC码信息位和校验位叠加的信号。
其它步骤及参数与具体实施方式一至五之一相同。
具体实施方式七：本实施方式与具体实施方式一至六之一不同的是：所述步骤二三中根据步骤二二得到的
Figure BDA0001324015120000092
和
Figure BDA0001324015120000093
计算系统LDPC码的信息位的初始LLR和校验位的初始LLR，分别得到
Figure BDA0001324015120000094
和
Figure BDA0001324015120000095
具体过程为：
Figure BDA0001324015120000096
Figure BDA0001324015120000097
其中0≤j≤k-1；LLR为对数似然比，
Figure BDA0001324015120000098
为第1个发射天线到第1个接收天线在第j个信息位或校验位的信道衰落系数，
Figure BDA0001324015120000099
为第1个发射天线到第2个接收天线在第j个信息位或校验位的信道衰落系数，
Figure BDA00013240151200000910
为第2个发射天线到第1个接收天线在第j个信息位或校验位的信道衰落系数，
Figure BDA00013240151200000911
为第2个发射天线到第2个接收天线在第j个信息位或校验位的信道衰落系数，
Figure BDA00013240151200000912
为终端第一个天线接收到第j个系统LDPC码信息位和校验位叠加的信号，
Figure BDA00013240151200000913
为终端第二个天线接收到第j个系统LDPC码信息位和校验位叠加的信号，
Figure BDA00013240151200000914
第j个系统LDPC码的信息位的LLR，
Figure BDA00013240151200000915
第j个系统LDPC码的校验位的LLR。
其它步骤及参数与具体实施方式一至六之一相同。
具体实施方式八：本实施方式与具体实施方式一至七之一不同的是：所述步骤二四中使用基于信号处理和信息传递的软译码算法对步骤二三得到的
Figure BDA00013240151200000916
和
Figure BDA00013240151200000917
进行修正，获得修正后的系统LDPC码的LLR；具体过程为：
信息位传递到校验位的
Figure BDA00013240151200000918
为：
Figure BDA00013240151200000919
其中，
Figure BDA00013240151200000920
表示第i个信息位传递到第j个校验位的LLR，0≤i≤k-1，i′为所有与第j个校验位相连的信息位；
Figure BDA0001324015120000101
为第i′个信息位的LLR；N(j)为与第j个校验位相连的所有信息位；
根据最大比合并(MRC)准则，校验位的LLR修正为：
Figure BDA0001324015120000102
其中i∈N(j)为与第j个校验位相连的信息位；
校验位传递到信息位的
Figure BDA0001324015120000103
为：
Figure BDA0001324015120000104
其中，
Figure BDA0001324015120000105
表示第j个校验位传递到第i个信息位的LLR，0≤i≤k-1，j′为所有与第i个信息位相连的校验位；
Figure BDA0001324015120000106
为第j′个校验位的LLR；N(i)为与第i个信息位相连的所有校验位；
根据最大比合并(MRC)准则，信息位的LLR修正为：
Figure BDA0001324015120000107
其中j∈N(i)为与第i个校验位相连的信息位。
其它步骤及参数与具体实施方式一至七之一相同。
具体实施方式九：本实施方式与具体实施方式一至八之一不同的是：所述步骤二五中将步骤二四获得的修正后的系统LDPC码的LLR转化为满足RC约束条件非系统LDPC码的LLR；具体过程为：
步骤二五一、将非系统LDPC码的校验矩阵H转换为行满秩矩阵，过程为：
如果m＝n-k，即H是行满秩矩阵，则直接进行步骤一五二；如果m＞n-k，即H不是行满秩矩阵，将H矩阵经过初等行变换转化为矩阵A；
其中，m为H矩阵的行数，n为H矩阵的列数；A为n-k行、n列的矩阵且A的秩为n-k；
步骤二五二、将矩阵A经过初等列变换转化为矩阵[B|C]；
其中，B为n-k行、n-k列的满秩方矩阵，C为n-k行、k列的矩阵；
步骤二五三、对[B|C]进行初等行变换，因为B是满秩方阵，因此一定可以经过行变换得到形如[I(n-k)×(n-k)|P(n-k)×k]的矩阵，得到矩阵[I|P]，令Hsys＝[I|P]；
其中I表示n-k行、n-k列的单位矩阵；P表示n-k行、k列的矩阵；
步骤二五四、根据
Figure BDA0001324015120000111
获得系统码生成矩阵Gsys＝[PT|I]；
步骤二五五、将系统LDPC码的信息位u与系统生成矩阵Gsys相乘，即u·Gsys＝[b|u]，得到系统LDPC码的校验位b；
步骤二五六、对步骤一四获得的修正后的系统LDPC码的LLR做与步骤一五二中相反的列变换，得到满足RC约束条件非系统LDPC码的LLR。
其它步骤及参数与具体实施方式一至八之一相同。
采用以下实施例验证本发明的有益效果：
实施例一：基于LDPC码的时间分集系统；如图5；
本实施例一种基于LDPC码的MIMO时间分集方法具体是按照以下步骤制备的：
步骤一、发送端的数据长度为508，即k＝508；
步骤二、信道是块快衰落信道；
步骤三、信噪比为0dB到20dB；
步骤四、在误码率是10-4时，本发明提出的基于LDPC码的时间分集方法与现有的时间分集方法相比，误码率性能有3dB增益；本发明提出的基于信号处理和信息传递的软译码算法与现有的软译码算法相比，误码率性能有1dB增益。
实施例二：基于LDPC码的空间分集系统；如图6；
本实施例一种基于LDPC码的MIMO空间分集方法具体是按照以下步骤制备的：
步骤一、发送端的数据长度为508，即k＝508；
步骤二、信道是块快衰落信道；
步骤三、信噪比为0dB到12dB；
步骤四、在误码率是10-5时，本发明提出的基于LDPC码的空间分集方法与现有的空间分集方法相比，误码率性能有1dB增益；本发明提出的基于信号处理和信息传递的软译码算法与现有的软译码算法相比，误码率性能有1dB增益。
如图5所示，当信噪比为2时，现有时间分集方法误码率为0.05，本发明基于LDPC码的时间分集方法在修正LLR条件下的误码率为0.18，本发明基于LDPC码的时间分集方法在未修正LLR条件下的误码率为0.182；当信噪比为8时，现有时间分集方法误码率为0.005，本发明基于LDPC码的时间分集方法在修正LLR条件下的误码率为0.004，本发明基于LDPC码的时间分集方法在未修正LLR条件下的误码率为0.0045；当信噪比为14时，现有时间分集方法误码率为0.0005，本发明基于LDPC码的时间分集方法在修正LLR条件下的误码率为0.00045，本发明基于LDPC码的时间分集方法在未修正LLR条件下的误码率为0.00047；如图6所示，当信噪比为2时，现有时间分集方法误码率为0.008，本发明基于LDPC码的时间分集方法在修正LLR条件下的误码率为0.012，本发明基于LDPC码的时间分集方法在未修正LLR条件下的误码率为0.014；当信噪比为8时，现有时间分集方法误码率为0.0008，本发明基于LDPC码的时间分集方法在修正LLR条件下的误码率为0.0002，本发明基于LDPC码的时间分集方法在未修正LLR条件下的误码率为0.0005；当信噪比为10时，现有时间分集方法误码率为0.0002，本发明基于LDPC码的时间分集方法在修正LLR条件下的误码率为0.00002，本发明基于LDPC码的时间分集方法在未修正LLR条件下的误码率为0.00005；根据图5和图6得出随着信噪比的增加，本发明的误码率逐渐小于现有时间分集方法误码率，达到降低误码率的目的。
本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，本领域技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (9)

1.一种基于LDPC码的MIMO传输分集方法，其特征在于：所述方法具体过程为：
步骤一、利用不同时隙进行时间分集：
步骤一一、基站发射端第一个时隙发送系统LDPC码的信息位u＝(u0,u1,…,uk-1)，第二个时隙发送与u对应的系统LDPC码的校验位b＝(b0,b1,…,bk-1)，将u和b经过BPSK调制得到信号s(1)和s(2)；
u0为基站发射端第一个时隙发送的第0个系统LDPC码的信息位，u1为基站发射端第一个时隙发送的第1个系统LDPC码的信息位，uk-1为基站发射端第一个时隙发送的第k-1个系统LDPC码的信息位，b0为基站发射端第二个时隙发送的第0个系统LDPC码的校验位，b1为基站发射端第二个时隙发送的第1个系统LDPC码的校验位，bk-1为基站发射端第二个时隙发送的第k-1个系统LDPC码的校验位；k为信息位的长度，取值为8的倍数的正整数；
步骤一二、终端接收两个时隙信号
Figure FDA0002539864320000011
和
Figure FDA0002539864320000012
步骤一三、根据步骤一二得到的
Figure FDA0002539864320000013
和
Figure FDA0002539864320000014
计算系统LDPC码的信息位的初始LLR和校验位的初始LLR，分别得到
Figure FDA0002539864320000015
LLR为对数似然比；
步骤一四、使用基于信号处理和信息传递的软译码算法对步骤一三得到的
Figure FDA0002539864320000016
和
Figure FDA0002539864320000017
进行修正，获得修正后的系统LDPC码的LLR；
步骤一五、将步骤一四获得的修正后的系统LDPC码的LLR转化为满足RC约束条件非系统LDPC码的LLR；
步骤一六、根据步骤一五得到的非系统LDPC码的LLR，用SPA对非系统LDPC码进行译码，得到译码后的信息位；
SPA为和积译码算法；
步骤二、利用空间自由度进行空间分集：
步骤二一、基站发射端第一个天线发送系统LDPC码的信息位u＝(u0,u1,…,uk-1)，第二个天线发送与u对应的系统LDPC码的校验位b＝(b0,b1,…,bk-1)，将u和b经过BPSK调制得到信号s(1)和s(2)；
u0为基站发射端第一个天线发送的第0个系统LDPC码的信息位，u1为基站发射端第一个天线发送的第1个系统LDPC码的信息位，uk-1为基站发射端第一个天线发送的第k-1个系统LDPC码的信息位，b0为基站发射端第二个天线发送的第0个系统LDPC码的校验位，b1为基站发射端第二个天线发送的第1个系统LDPC码的校验位，bk-1为基站发射端第二个天线发送的第k-1个系统LDPC码的校验位；k为信息位的长度，取值为8的倍数的正整数；
步骤二二、终端两个天线接收到信号
Figure FDA0002539864320000021
和
Figure FDA0002539864320000022
步骤二三、根据步骤二二得到的
Figure FDA0002539864320000023
和
Figure FDA0002539864320000024
计算系统LDPC码的信息位的初始LLR和校验位的初始LLR，分别得到
Figure FDA0002539864320000025
和
Figure FDA0002539864320000026
步骤二四、使用基于信号处理和信息传递的软译码算法对步骤二三得到的
Figure FDA0002539864320000027
和
Figure FDA0002539864320000028
进行修正，获得修正后的系统LDPC码的LLR；
步骤二五、将步骤二四获得的修正后的系统LDPC码的LLR转化为满足RC约束条件非系统LDPC码的LLR；
步骤二六、根据步骤二五得到的非系统LDPC码的LLR，用SPA对非系统LDPC码进行译码，得到译码后的信息位。
2.根据权利要求1所述一种基于LDPC码的MIMO传输分集方法，其特征在于：所述步骤一二中终端接收两个时隙信号
Figure FDA0002539864320000029
和
Figure FDA00025398643200000210
公式为：
Figure FDA00025398643200000211
其中
Figure FDA00025398643200000212
是第l个时隙信息位或校验位的信道状态信息向量，
Figure FDA00025398643200000213
是第l个时隙信息位或校验位的噪声向量，服从均值为零方差为N0/2的高斯分布；l＝1,2；
Figure FDA00025398643200000214
为第l个时隙第0个信息位或校验位的信道衰落系数，
Figure FDA00025398643200000215
为第l个时隙第1个信息位或校验位的信道衰落系数，
Figure FDA00025398643200000216
为第l个时隙第k-1个信息位或校验位的信道衰落系数，
Figure FDA00025398643200000217
为第l个时隙第0个信息位或校验位的均值为零方差为N0/2的加性高斯白噪声，
Figure FDA00025398643200000218
为第l个时隙第1个信息位或校验位的均值为零方差为N0/2的加性高斯白噪声，
Figure FDA00025398643200000219
为第l个时隙第k-1个信息位或校验位的均值为零方差为N0/2的加性高斯白噪声；
Figure FDA00025398643200000220
为终端接收到的信息位的信号，
Figure FDA00025398643200000221
为终端接收到的校验位的信号。
3.根据权利要求2所述一种基于LDPC码的MIMO传输分集方法，其特征在于：所述步骤一三中根据步骤一二得到的
Figure FDA0002539864320000031
和
Figure FDA0002539864320000032
计算系统LDPC码的信息位的初始LLR和校验位的初始LLR，分别得到
Figure FDA0002539864320000033
具体过程为：
Figure FDA0002539864320000034
Figure FDA0002539864320000035
其中，0≤j≤k-1；LLR为对数似然比，
Figure FDA0002539864320000036
为第1个时隙第j个系统LDPC码的信息位的信道衰落系数，
Figure FDA0002539864320000037
为终端接收到的第j个系统LDPC码的信息位的信号，
Figure FDA0002539864320000038
为第2个时隙第j个系统LDPC码的校验位的信道衰落系数，
Figure FDA0002539864320000039
为终端接收到的第j个系统LDPC码的校验位的信号，
Figure FDA00025398643200000310
为第j个系统LDPC码的信息位的LLR，
Figure FDA00025398643200000311
为第j个系统LDPC码的校验位的LLR。
4.根据权利要求3所述一种基于LDPC码的MIMO传输分集方法，其特征在于：所述步骤一四中使用基于信号处理和信息传递的软译码算法对步骤一三得到的
Figure FDA00025398643200000312
和
Figure FDA00025398643200000313
进行修正，获得修正后的系统LDPC码的LLR；具体过程为：
当|h(1)|2＞＞|h(2)|2，使用信息位的
Figure FDA00025398643200000314
对校验位的
Figure FDA00025398643200000315
进行修正，信息位传递到校验位的
Figure FDA00025398643200000316
为：
Figure FDA00025398643200000317
Figure FDA00025398643200000318
表示第i个信息位传递到第j个校验位的LLR，0≤i≤k-1；
Figure FDA00025398643200000319
为第i′个信息位的LLR；N(j)为与第j个校验位相连的所有信息位；
根据最大比合并准则，校验位的LLR修正为：
Figure FDA00025398643200000320
i∈N(j)为与第j个校验位相连的所有信息位；C1和C2具体计算如下式所示：
Figure FDA0002539864320000041
Figure FDA0002539864320000042
其中，C1、C2为合并系数；
当|h(1)|2＜＜|h(2)|2，使用校验位的
Figure FDA0002539864320000043
对信息位的
Figure FDA0002539864320000044
进行修正，信息位传递到校验位的
Figure FDA0002539864320000045
为：
Figure FDA0002539864320000046
其中，
Figure FDA0002539864320000047
表示第j个校验位传递到第i个信息位的LLR，0≤i≤k-1，
Figure FDA0002539864320000048
为第j′个校验位的LLR；N(i)与第i个信息位相连的所有校验位；
根据最大比合并准则，校验位的LLR修正为：
Figure FDA0002539864320000049
其中j∈N(i)为与第i个校验位相连的所有信息位；
当|h(1)|2≈|h(2)|2时，令式
Figure FDA00025398643200000410
中的C1＝C2＝0.5。
5.根据权利要求4所述一种基于LDPC码的MIMO传输分集方法，其特征在于：所述步骤一五中将步骤一四获得的修正后的系统LDPC码的LLR转化为满足RC约束条件非系统LDPC码的LLR；具体过程为：
RC约束条件为行列约束条件；
步骤一五一、将非系统LDPC码的校验矩阵H转换为行满秩矩阵，过程为：
如果m＝n-k，则直接进行步骤一五二；如果m＞n-k，将H矩阵经过初等行变换转化为矩阵A；
其中，m为H矩阵的行数，n为H矩阵的列数，A为n-k行、n列的矩阵且A的秩为n-k；
步骤一五二、将矩阵A经过初等列变换转化为矩阵[B|C]；
其中，B为n-k行、n-k列的满秩方矩阵，C为n-k行、k列的矩阵；
步骤一五三、对[B|C]进行初等行变换，得到矩阵[I|P]，令Hsys＝[I|P]；
其中I表示n-k行、n-k列的单位矩阵；P表示n-k行、k列的矩阵；
步骤一五四、根据
Figure FDA0002539864320000051
获得系统码生成矩阵Gsys＝[PT|I]；
步骤一五五、将系统LDPC码的信息位u与系统生成矩阵Gsys相乘，即u·Gsys＝[b|u]，得到系统LDPC码的校验位b；
步骤一五六、对步骤一四获得的修正后的系统LDPC码的LLR做与步骤一五二中相反的列变换，得到满足RC约束条件非系统LDPC码的LLR。
6.根据权利要求5所述一种基于LDPC码的MIMO传输分集方法，其特征在于：所述步骤二二中终端两个天线接收到信号
Figure FDA0002539864320000052
和
Figure FDA0002539864320000053
公式为：
Figure FDA0002539864320000054
其中
Figure FDA0002539864320000055
是第p个发射天线到第q个接收天线信息位或校验位的信道状态信息向量，p,q＝1,2；
Figure FDA0002539864320000056
是第q个接收天线的噪声向量，服从均值为零方差为N0/2的高斯分布，q＝1,2；
Figure FDA0002539864320000057
为第p个发射天线到第q个接收天线在第0个信息位或校验位的信道衰落系数，
Figure FDA0002539864320000058
为第p个发射天线到第q个接收天线在第1个信息位或校验位的信道衰落系数，
Figure FDA0002539864320000059
为第p个发射天线到第q个接收天线在第k-1个信息位或校验位的信道衰落系数，
Figure FDA00025398643200000510
为第q个时隙第0个信息位或校验位的均值为零方差为N0/2的加性高斯白噪声，
Figure FDA00025398643200000511
为第q个时隙第1个信息位或校验位的均值为零方差为N0/2的加性高斯白噪声，
Figure FDA00025398643200000512
为第q个时隙第k-1个信息位或校验位的均值为零方差为N0/2的加性高斯白噪声；
Figure FDA00025398643200000513
为终端第一个天线接收到的系统LDPC码信息位和校验位叠加的信号，
Figure FDA00025398643200000514
为终端第二个天线接收到的系统LDPC码信息位和校验位叠加的信号。
7.根据权利要求6所述一种基于LDPC码的MIMO传输分集方法，其特征在于：所述步骤二三中根据步骤二二得到的
Figure FDA00025398643200000515
和
Figure FDA00025398643200000516
计算系统LDPC码的信息位的初始LLR和校验位的初始LLR，分别得到
Figure FDA00025398643200000517
和
Figure FDA00025398643200000518
具体过程为：
Figure FDA0002539864320000061
Figure FDA0002539864320000062
其中0≤j≤k-1；LLR为对数似然比，
Figure FDA0002539864320000063
为第1个发射天线到第1个接收天线在第j个信息位或校验位的信道衰落系数，
Figure FDA0002539864320000064
为第1个发射天线到第2个接收天线在第j个信息位或校验位的信道衰落系数，
Figure FDA0002539864320000065
为第2个发射天线到第1个接收天线在第j个信息位或校验位的信道衰落系数，
Figure FDA0002539864320000066
为第2个发射天线到第2个接收天线在第j个信息位或校验位的信道衰落系数，
Figure FDA0002539864320000067
为终端第一个天线接收到第j个系统LDPC码信息位和校验位叠加的信号，
Figure FDA0002539864320000068
为终端第二个天线接收到第j个系统LDPC码信息位和校验位叠加的信号，
Figure FDA0002539864320000069
第j个系统LDPC码的信息位的LLR，
Figure FDA00025398643200000610
第j个系统LDPC码的校验位的LLR。
8.根据权利要求7所述一种基于LDPC码的MIMO传输分集方法，其特征在于：所述步骤二四中使用基于信号处理和信息传递的软译码算法对步骤二三得到的
Figure FDA00025398643200000611
和
Figure FDA00025398643200000612
进行修正，获得修正后的系统LDPC码的LLR；具体过程为：
信息位传递到校验位的
Figure FDA00025398643200000613
为：
Figure FDA00025398643200000614
其中，
Figure FDA00025398643200000615
表示第i个信息位传递到第j个校验位的LLR，0≤i≤k-1，
Figure FDA00025398643200000616
为第i′个信息位的LLR；N(j)为与第j个校验位相连的所有信息位；
根据最大比合并准则，校验位的LLR修正为：
Figure FDA00025398643200000617
其中i∈N(j)为与第j个校验位相连的信息位；
校验位传递到信息位的
Figure FDA00025398643200000618
为：
Figure FDA00025398643200000619
其中，
Figure FDA0002539864320000071
表示第j个校验位传递到第i个信息位的LLR，0≤i≤k-1，
Figure FDA0002539864320000072
为第j′个校验位的LLR；N(i)为与第i个信息位相连的所有校验位；
根据最大比合并准则，信息位的LLR修正为：
Figure FDA0002539864320000073
其中j∈N(i)为与第i个校验位相连的信息位。
9.根据权利要求8所述一种基于LDPC码的MIMO传输分集方法，其特征在于：所述步骤二五中将步骤二四获得的修正后的系统LDPC码的LLR转化为满足RC约束条件非系统LDPC码的LLR；具体过程为：
步骤二五一、将非系统LDPC码的校验矩阵H转换为行满秩矩阵，过程为：
如果m＝n-k，则直接进行步骤二五二；如果m＞n-k，将H矩阵经过初等行变换转化为矩阵A；
其中，m为H矩阵的行数，n为H矩阵的列数；A为n-k行、n列的矩阵且A的秩为n-k；
步骤二五二、将矩阵A经过初等列变换转化为矩阵[B|C]；
其中，B为n-k行、n-k列的满秩方矩阵，C为n-k行、k列的矩阵；
步骤二五三、对[B|C]进行初等行变换，得到矩阵[I|P]，令Hsys＝[I|P]；
其中I表示n-k行、n-k列的单位矩阵；P表示n-k行、k列的矩阵；
步骤二五四、根据
Figure FDA0002539864320000074
获得系统码生成矩阵Gsys＝[PT|I]；
步骤二五五、将系统LDPC码的信息位u与系统生成矩阵Gsys相乘，即u·Gsys＝[b|u]，得到系统LDPC码的校验位b；
步骤二五六、对步骤二四获得的修正后的系统LDPC码的LLR做与步骤二五二中相反的列变换，得到满足RC约束条件非系统LDPC码的LLR。
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Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101990324A (zh) * 2009-07-30 2011-03-23 华为技术有限公司 中继系统中的主动式用户终端选择方法及基站
CN105554865A (zh) * 2015-11-09 2016-05-04 哈尔滨工业大学 一种基于stbc的mimo-scma系统下行链路设计方法
CN105792370A (zh) * 2016-03-02 2016-07-20 南京邮电大学 一种双向多中继ofdm系统中的资源联合分配方法
CN106100794A (zh) * 2016-06-17 2016-11-09 哈尔滨工业大学深圳研究生院 一种基于打孔的极化码编码协作
US9503167B2 (en) * 2013-04-21 2016-11-22 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101990324A (zh) * 2009-07-30 2011-03-23 华为技术有限公司 中继系统中的主动式用户终端选择方法及基站
US9503167B2 (en) * 2013-04-21 2016-11-22 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
CN105554865A (zh) * 2015-11-09 2016-05-04 哈尔滨工业大学 一种基于stbc的mimo-scma系统下行链路设计方法
CN105792370A (zh) * 2016-03-02 2016-07-20 南京邮电大学 一种双向多中继ofdm系统中的资源联合分配方法
CN106100794A (zh) * 2016-06-17 2016-11-09 哈尔滨工业大学深圳研究生院 一种基于打孔的极化码编码协作

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