CN107134996A - 一种多参考模式的数字锁相放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多参考模式的数字锁相放大器，其包括顺次连接的模拟链路和数字模块；所述数字模块包括参考模式选择器及与其并联连接的多种参考锁相环；待测信号进入所述模拟链路，经过放大、滤波及模数转换处理为数字待测信号，经由所述参考模式选择器选择对应的参考模式后，实现锁相放大，并完成待测信号的相位和幅值的测量。所述模拟链路包括顺次连接的低噪声前置放大器、抗混叠滤波器和模数转换器。所述参考锁相环包括外部参考锁相环、互参考锁相环和外部参考锁相环。采用本发明，能够同时计算出幅值和相位，并且整体结构简单，无需增加任何模拟电路部件。

Description

一种多参考模式的数字锁相放大器

技术领域

本发明属于电子和微弱信号测量的技术领域，具体涉及一种多参考模式的数字锁相放大器。

背景技术

锁相放大器是用于测量微弱信号的装置，因其相关性运算而获得极窄的测量带宽，从而减小噪声的引入，能够在强噪声的背景下提取出所需频率信号，因而广泛应用于光学测量、超声测量、弱磁测量等领域。

虽然双相锁相放大的理论都已经完善，在信号幅值测量上取得了不少成果；但是对于相位测量，仅仅进行双相锁相放大是不行的，还需要锁相环对参考信号进行相位锁定，这才能准确测出待测信号的相位；否则只能测出信号的幅值，信号相位没有意义。

此外，对于一些不提供标准参考信号的信号测量，如超声材料谐振点的测量，如超声探头间信号相位差的测量，目前的锁相放大器并没有给出相应的解决方案。

发明内容

为了解决上述问题，本发明的目的在于提供一种多参考模式的数字锁相放大器，能够同时计算出幅值和相位，并且整体结构简单，无需增加任何模拟电路部件。

为实现上述目的，本发明按以下技术方案予以实现的：

本发明所述多参考模式的数字锁相放大器，包括顺次连接的模拟链路和数字模块；所述数字模块包括参考模式选择器及与其并联连接的多种参考锁相环；待测信号进入所述模拟链路，经过放大、滤波及模数转换处理为数字待测信号，经由所述参考模式选择器选择对应的参考模式后，实现锁相放大，并完成待测信号的相位和幅值的测量。

进一步地，所述模拟链路包括顺次连接的低噪声前置放大器、抗混叠滤波器和模数转换器。

进一步地，所述参考锁相环为外部参考锁相环；所述模拟链路为双路，其中一路用于输入待测信号，另外一路用于输入参考信号。

进一步地，所述外部参考锁相环包括顺次连接的多谐波鉴相器、环路滤波器、第一多谐波数控振荡器、第一双路正交混频器、第一低通滤波器和第一幅值相位计算单元；所述多谐波鉴相器的输入端和第一多谐波数控振荡器的输入端之间还连接有时间数字转换器；其中，参考信号经过模拟链路后，转换为两路数字参考信号，其中一路数字参考信号经过时间数字转换器提取参考频率信息，另一路经过多谐波鉴相器和环路滤波器后提取参考相位信息；所述参考频率信息和参考相位信息发送至所述第一多谐波数控振荡器，产生反馈正弦波和两路标准正弦波；所述反馈正弦波发送至多谐波鉴相器进行相位锁定；所述两路标准正弦波经过第一双路正交混频器，与待测信号经过模拟链路处理后的数字待测信号进行混频，进入第一低通滤波器滤波后，通过第一幅值相位计算单元计算出待测信号的幅值和相位。

进一步地，所述参考锁相环为互参考锁相环；所述模拟链路为双路，分别用于输入第一待测信号和第二待测信号。

进一步地，所述互参考锁相环包括顺次连接的第一频率提取器和第二多谐波数控振荡器；所述第二多谐波数控振荡器后还顺次连接有两回路；所述回路包括顺次连接的第二双路正交混频器、第二低通滤波器和第二幅值相位计算单元；所述第一待测信号和第二待测信号分别经各自的模拟链路处理后，转换成两路第一数字待测信号和两路第二数字待测信号；一路所述第一数字待测信号进入所述第一频率提取器提取出第一数字待测信号的频率信息，所述频率信息发送至所述第二多谐波数控振荡器，产生相应频率的同相和正交两路标准正弦波，与另一路所述第一数字待测信号在第二双路正交混频器中混频后，经第二低通滤波器滤波，由第二幅值相位计算单元算出第一待测信号的幅值和相位；所述第二数字待测信号采用同所述第一数字待测信号的处理方式，得到第二待测信号的幅值和相位。

进一步，所述参考锁相环为内部参考锁相环；所述模拟链路为单路，仅用于输入待测信号。

进一步地，所述内部参考锁相环包括顺次连接的第二频率提取器、第三多谐波数控振荡器、第三双路正交混频器、第三低通滤波器和第三幅值相位计算单元；其中待测信号经过模拟链路后，转换为两路数字待测信号；

一路所述数字待测信号进入所述第二频率提取器计算出其频率，经过所述第三多谐波数控振荡器产生相同频率下的同相和正交的标准正弦波，与另一路数字待测信号共同进入第三双路正交频率器混频，混频后通过第三低通滤波器滤波，由第三幅值相位计算单元算出待测信号的幅值和相位。

进一步地，所述内部参考锁相环包括顺次连接的第四多谐波数控振荡器、第四双路正交混频器、第四低通滤波器和第四幅值相位计算单元；所述第四多谐波数控振荡器还顺次连接有数模转换器和待测电路；所述第四多谐波数控振荡器产生一定频率、一定幅值、一定相位的标准正弦波，经所述数模转换器转换成用于驱动所述待测电路的模拟信号；所述待测电路经过所述模拟链路转换成数字待测信号，所述数字待测信号与第四多谐波数控振荡器产生的两路标准正弦波在所述第四双路正交混频器中混频，混频后经第四低通滤波器滤波，由第四幅值相位计算单元算出待测信号的幅值和相位。

进一步地，所述第一频率提取器或第二频率提取器均包括多重自相关器、FFT模块、谱峰识别器、和PID扫描控制器；

数字待测信号在所述多重自相关器中进行多重自相关运算，运算结果被所述FFT模块转换成频域数据，进而被所述谱峰识别器提取出信号频率，在所述PID扫描控制器下进行调整。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

本发明所述的多参考模式的数字锁相放大器，使用数字的办法实现对相位和幅值的获取，一方面可以避免模拟电路引入带来的温漂、时漂、非线性等问题，另一方面能够在数字芯片上实现各种数字信号处理，而无需增加任何模拟电路部件，大大简化了设计。

附图说明

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明，其中：

图1是本发明所述的多参考模式的数字锁相放大器的结构框图；

图2是本发明所述的参考模式的数字锁相放大器在外部参考模式下的结构框图；

图3是本发明所述的参考模式的数字锁相放大器在外部参考模式下外部参考信号与内部反馈信号锁定示意图；

图4是本发明所述的参考模式的数字锁相放大器在互参考模式下的结构框图；

图5是本发明所述的参考模式的数字锁相放大器在内部参考模式下的第一种工作方式结构框图；

图6是本发明所述的参考模式的数字锁相放大器在内部参考模式下的第二种工作方式的结构框图；

图7是本发明所述的参考模式的数字锁相放大器中频率提取器内部结构框图；

图8是本发明所述的参考模式的数字锁相放大器在外部参考模式中应用实例——激光强度调制测量示意图；

图9是本发明所述的参考模式的数字锁相放大器在互参考模式应用实例——未知超声源的定位测量示意图

图10是本发明所述的参考模式的数字锁相放大器在内部参考模式的第二种工作方式的应用实例——材料谐振点的测量示意图

图11是本发明所述的参考模式的数字锁相放大器在内部参考模式的第二种工作方式的应用实例——材料谐振点测量系统的标定示意图。

图中：

1：模拟链路

11：低噪声前置放大器 12：抗混叠滤波器 13：模数转换器

2：数字模块

21：参考模式选择器

22：外部参考锁相环

221：多谐波鉴相器 222：环路滤波器 223：第一多谐波数控振荡器

224：第一双路正交混频器 225：第一低通滤波器 226：第一幅值相位计算单元

227：时间数字转换器

23：互参考锁相环

231：第一频率提取器 232：第二多谐波数控振荡器 233：第二双路正交混频器

234：第二低通滤波器 235：第二幅值相位计算单元

24：内部参考锁相环

241：第二频率提取器 242：第三多谐波数控振荡器 243:第三双路正交混频器

244:第三低通滤波器 245:第三幅值相位计算单元 246:第四多谐波数控振荡器

247:第四双路正交混频器 248:第四低通滤波器 249:第四幅值相位计算单元

240：数模转换器

3：待测电路

41：多重自相关器 42：FFT模块 43：谱峰识别器 44：PID扫描控制器

51：激光器 52：电光晶体或光学斩波器 53：光电探头 54：调制控制器

61：未知超声源 62：超声探头1 63：超声探头2

71：超声发射换能器 72：超声接收换能器

具体实施方式

以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

为了更好的了解本发明所述的多参考模式的数字锁相放大器的技术，首先对双相数字锁相放大器的原理做以下简单说明：

正弦信号的表示：s(t)＝Asin(ωt+θ)

其中，A为信号幅度，ω为信号频率，θ为信号相位，这三个参数决定了正弦信号的具体形态。因此，测量正弦信号，也就是测量这三个参数。在不同应用场合，则需要测量的参数不同。

对于双相锁相放大器的原理：其产生和待测信号同频的两路正交的标准正弦信号，具体如下：

上述两路正交的标准正弦信号分别与待测正弦信号混频，混频结果如下

混频结果包含直流分量和交流的倍频分量；使用低通滤波器将交流的倍频分量滤除，则得到两路直流分量分别为

因此，可以求得待测信号的幅值A和相位θ分别为

以上就是双相数字锁相放大器的原理，本发明所述的多参考模式的数字锁相放大器，则是使用数字的办法实现上述原理，一方面可以避免模拟电路引入的温漂、时漂、非线性等问题，另一方面能够在数字芯片上实现各种数字信号处理，而无需增加任何模拟电路部件，大大简化了设计。

现有技术中，对于相位的计算公式，都忽略了一个关键问题：如何确定待测正弦信号和标准正弦信号的相位的时间起点(参考点)——时间起点是可以任意选择的，但是时间起点不同，初始相位也就随之而变。如果这个问题没有解决，其带来的影响是显而易见的，例如每次重启设备，由于没有参考点，用于混频的标准正弦信号的初始相位都是随机的，可以在0～2π之间任意取值，那么θ的测量值也是随机的，因此，这样计算得到的相位值没有意义。

因此，对于我们所测量的信号的相位，必须针对某一参考点而言。

最常见的参考点，来源于信号源提供的标准参考信号，通常是TTL电平形式或者正弦波形式，如调幅激光通常会输出TTL电平形式的参考信号，被周期调制的激光信号与参考信号同频、且存在固定的相位差；因此可以把TTL参考的上升沿为参考点，待测激光信号、或者是通过某种介质后的透射激光，与TTL参考信号的相位差，就是待测信号的相位。

具体地，本发明所述的多参考模式的数字锁相放大器，包括顺次连接的模拟链路1和数字模块2；所述的模拟链路1包括顺次连接的低噪声前置放大器11、抗混叠滤波器12和模数转换器13，完成对待测信号的放大、滤波和模数转化处理为数字待测信号；所述数字模块2包括参考模式选择器21及与其并联连接的多种参考锁相环；待测信号进入所述模拟链路1处理后，经由所述参考模式选择器21选择对应的参考模式后，实现待测信号的锁相放大，并完成待测信号的相位和幅值的测量。

其中，上述低噪声前置放大器11，优选为集成运放AD8429，其输入电压噪声密度低至

上述抗混叠滤波器12，优选为无源椭圆滤波器，椭圆滤波器的陡降非常高，能够有效防止采样导致的高频混叠。

上述模数转换器13，优选为AD7357，该模数转换器13能够实现双通道的同步采样，符合本发明的特点。

为了应对实际过程中，存在的多种参考模式，本发明采用了如下三种模式，每种模式的图示中，则将参考模式选择器21省略。同时，在具体实际运用中，则是通过实际测量情况选择：

实施例1：

如图2和图3所示，本实施例采用的是外部参考模式，其工作原理如附图3所示，待测正弦信号与外部参考信号的相位差为θ——亦即待测信号的相位值。在该种模式下，所述模拟链路1为双路，其中一路用于输入待测信号，另外一路用于输入参考信号。

所述外部参考模式，即待测正弦信号与外部参考信号的相位差为θ——亦即待测信号的相位值。

具体地，所述外部参考锁相环22包括顺次连接的多谐波鉴相器221、环路滤波器222、第一多谐波数控振荡器223、第一双路正交混频器224、第一低通滤波器225和第一幅值相位计算单元226；所述多谐波鉴相器221的输入端和第一多谐波数控振荡器223的输入端之间还连接有时间数字转换器227；其中，参考信号经过模拟链路后，转换为两路数字参考信号，其中一路数字参考信号经过所述时间数字转换器227提取参考频率信息，另一路经过多谐波鉴相器221和环路滤波器222后提取参考相位信息；其中，所述环路滤波器222，优选为数字FIR滤波器，能够实现线性相频响应。

所述参考频率信息和参考相位信息发送至所述第一多谐波数控振荡器221，产生反馈正弦波和两路标准正弦波；其中，所述反馈正弦波的频率为参考信号的基频和高次谐频；所述两路标准正弦波分别为与参考信号同相的正弦波、与参考信号正交的正弦波；所述反馈正弦波发送至多谐波鉴相器221进行相位锁定；所述两路标准正弦波经过第一双路正交混频器224，与待测信号经过模拟链路1处理后的数字待测信号进行混频，进入第一低通滤波器225滤波后，通过第一幅值相位计算单元226计算出待测信号的幅值和相位。

其中，所述第一多谐波数控振荡器223产生与外部参考信号同频的内部反馈信号，该信号与外部参考信号的相位差为显然，通过调整第一多谐波数控振荡器223，可以使内部反馈信号和外部参考信号的相位差那么待测信号的相位θ，等价于待测正弦信号与内部反馈信号的相位差。此时，所述第一多谐波数控振荡器223产生与内部反馈信号同相和正交的两路标准正弦信号，与待测正弦信号进行正交混频，根据公式 即可计算出待测信号相位值θ。

将内部反馈信号与外部参考信号的相位差锁定为的结构，称为外部参考锁相环。如附图2所示，参考信号经过前置放大、抗混叠滤波和模数转换之后，分两路进入所述外部参考锁相环22。其中一路送往时间所述数字转换器227，测出外部参考信号的参考频率，将参考频率值输入到所述第一多谐波数控振荡器223；另一路送往所述多谐波鉴相器221，鉴相结果进入所述环路滤波器222，提取出相位信息，将相位信息输入到所述第一多谐波数控振荡器223；所述第一多谐波数控振荡器223根据输入的参考频率值和相位信息，产生与外部参考同频的内部反馈信号，反馈输入到所述多谐波鉴相器221的另一端，与外部参考信号多次鉴相，最后使内部反馈信号与外部参考信号同频同相，相位差锁定为0。

所述时间数字转换器227的实现方法有很多种，对于TTL型的外部参考信号，本实施例可选择配置为脉冲计数法；对于正弦波型或三角波型的外部参考信号，本实施例可选择配置为过零检测法。本发明所述的时间数字转换器227不限于上述给出的两种实现方式，使用其他方法实现应用于本发明的时间数字转换器，应视为本发明的拓展。

所述第一多谐波数控振荡器223可产生多通道独立的、频率各自不同的数字正弦波。优选地，本发明使用Cordic算法实现多谐波数控振荡器，能够节省大量数字资源，并且容易实现多路相位可实时配置的正弦波。

对比于常规的锁相环，本发明所述外部参考锁相环的创新之处在于所述多谐波鉴相器221，以及所述多谐波鉴相器221与所述第一多谐波数控振荡器223的结合。

常规的锁相环，只能对基频进行鉴相。实际上，输入的参考信号如TTL方波、三角波等含有高阶谐频成分，通常这些高阶谐频没有被利用起来。

方波可以被分解成一系列谐波，如下

其中E为方波的峰峰值，w为方波的频率乘以2π。

上述方波在经过线性相位系统时，不同频率分量会产生不同的相位延迟，具体来说，其相位延迟量与频率成正比，如下

其中，t₀为经过线性相位系统的延时。明显得出：频率越高，相位延迟就越大。也就是说，假设外部参考信号与内部反馈信号存在时间长度为t₀的相位差，外部参考信号高次谐波与内部反馈信号进行鉴相而获得的相位差，必然比外部参考信号低阶谐波与内部反馈信号进行鉴相而得到相位差要大。在外部参考信号与内部反馈信号已经锁定的情况下，如果某些因素导致外部参考信号产生了一定的延时，那么对于低频测量来说，外部参考信号的基波的相位变化较小，难以检测到外部参考信号与内部反馈信号的相位差，此时检测外部参考信号的高次谐波，就能够发现外部参考信号与内部反馈信号已经产生微弱的相移。所以检测外部参考信号的高次谐波，能够放大外部参考信号与内部反馈信号的相位差，能够更快速、更精细地进行相位调整。

所述多谐波鉴相器221正是实现了上述功能，它能够实现外部参考信号的整形，保证整形之后的外部参考信号都包含丰富的高次谐波分量；能够接受多路内部反馈信号的输入，进行多路谐波的鉴相；在低频测量模式下，能够通过测量外部参考信号的高次谐波，达到加速调相、精细调相的目的。

鉴相结果输出到环路滤波器222，得到相位差信息；相位差信息反馈到第一多谐波数控振荡器223，对输出的内部参考信号进行相位调整。

上述讨论是基于线性相位系统的，这是为了方便进行演算。实际上，即使是非线性相位系统，只要符合相频响应连续的要求，基本上都是适合本发明的。实际测量，基本不会将外部参考信号引入到不连续的相频响应系统，对于信号处理领域，不连续的相频响应系统是应当尽可能去避免的。

为了进一步说明本实施例的相关结合和原理，则具体到以激光强度调制为例，如附图8所示，激光器51输出的激光经过由调制控制器54控制的电光晶体(或者光学斩波器)52，激光强度被调制成一定频率的方波型(或正弦型)。被调制的激光信号作用到待测材料，待测材料响应的光信号含有调制频率的信息，光信号由光电探头53转换成电信号，与调制控制器54产生的同步信号同时送入到本发明所述的多参考模式锁相放大器。

如图2所示，被调制的光强信号首先经过低噪声前置放大器11进行适当的放大，然后由抗混叠滤波器12滤除高频干扰信号，滤波信号被模数转换器13转换成数字信号，此时光强信号被转换成数字形式，待进一步处理。

同时，调制控制器54提供的同步信号作为参考信号(通常是TTL形式)，输入到参考信号处理通道。同样是经过低噪声前置放大器11放大、抗混叠滤波器12滤波和模数转换器13，转换成数字信号。

数字形式的参考信号，进入到外部参考锁相环22。首先，由时间数字转换器227测量出参考信号的频率，该频率传送到第一多谐波数控振荡器223，第一多谐波数控振荡器223产生一个或多个与参考信号频率有关的内部反馈信号，反馈到多谐波鉴相器221，与参考信号进行鉴相。鉴相结果经过环路滤波器222滤波，获得内部反馈信号与参考信号的相位差，该相位差提供给第一多谐波数控振荡器223，从而控制内部反馈信号的相位。最终实现内部反馈信号与参考信号实现同频同相，锁定参考信号的相位。

参考信号的相位锁定之后，第一多谐波数控振荡器223产生与参考信号同相和正交的两路标准正弦波，进入到第一双路正交混频器224，与数字形式的光强信号实现正交混频，混频结果经第一低通滤波器滤波225，由第一幅值相位计算单元226计算出待测信号的幅值和相位。外部参考模式下，光强信号的相位是相对调制控制器54产生的同步信号而言的。

实施例2：

本实施例中参考锁相环为互参考锁相环模式，互参考模式针对不提供标准参考信号的测量，或者是只需要测量两路待测信号的相位差的情况。互参考模式包括已知待测信号频率和未知待测信号频率两种，已知待测信号频率的工作方式包含在未知待测信号频率之内，所以下面只针对未知待测信号频率的情况展开描述。

互参考模式对于两路输入的处理基本一致，其中一路称为参考通道，作为参考点；另一路称为主通道，其相位值是相对参考通道的信号而言的，其工作流程如下及附图4。具体地，所述互参考锁相环23包括顺次连接的第一频率提取器231和第二多谐波数控振荡器232；所述第二多谐波数控振荡器232后还顺次连接有两回路；所述回路包括顺次连接的第二双路正交混频器233、第二低通滤波器234和第二幅值相位计算单元235.

所述第一待测信号和第二待测信号分别经各自的模拟链路1处理后，转换成两路第一数字待测信号和两路第二数字待测信号；一路所述第一数字待测信号进入所述第一频率提取器231提取出第一数字待测信号的频率信息，所述频率信息发送至所述第二多谐波数控振荡器232，产生相应频率的同相和正交两路标准正弦波，与另一路所述第一数字待测信号在第二双路正交混频器233中混频后，经第二低通滤波器滤波234，由第二幅值相位计算单元235算出第一待测信号的幅值和相位.

其中所述第二数字待测信号采用同所述第一数字待测信号的处理方式，得到第二待测信号的幅值和相位。

两路待测信号经过前置放大、抗混叠滤波和模数转换之后，都进入到互参考锁相环。首先由所述第一频率提取器231找出两路信号共同的特征频率点，将特征频率送入第二多谐波数控振荡器232，所述第二多谐波数控振荡器232产生该特征频率的正交两路标准正弦波，同时送入到两个第二双路正交混频器233，两路待测信号也对应输入到第二双路正交混频器233，混频结果经第二低通滤波器234，送到幅值相位计算单元，分别算出第一待测信号与标准正弦波的相位差、第二待测信号与标准正弦波的相位差，从而间接算出第一待测信号与第二待测信号的相位差，这就是互参考模式及互参考锁相环，其相位值是相对而言的。

互参考锁相环关键环节是第一频率提取器231。目前的锁相放大器，大多数没有提到频率测量，待测信号的频率通常是已知的；上述的外部参考模式，待测信号的频率是通过外部参考信号测量的。如果不提供外部参考信号，而待测信号的频率是未知的，则无法控制振荡器产生特定频率的正弦波，也就无法应用锁相放大技术。所述第一频率提取器231就是针对这种情况，用于测量待测信号的频率的。

通常待测信号混入了诸多噪声，信号边沿会因为噪声而变得平缓且抖动，无法通过常规的过零检测方法测出信号频率。某些情况下，FFT可以用来提取频率信息，但是误差非常大，并且对于噪声较大的情况，FFT结果会淹没在噪声中，没办法识别谱峰。

所述第一频率提取器231综合了多重自相关、FFT、谱峰识别、PID控制等技术，能够精准地测出淹没在噪声的待测信号的频率，从而提供频率信息给多谐波数控振荡器，实现待测信号的锁相放大测量。

在详细描述第一频率提取器231的工作原理和过程之前，先讲述多重自相关用于频率提取的原理。

假设混杂了噪声的待测信号的表达式如下

X(t)＝s(t)+n(t)＝Asin(ωt+θ)+n(t)

其中n(t)为噪声。对上式进行一次自相关运算，如下

结果可分成四项

R(τ)＝R1(τ)+R2(τ)+R3(τ)+R4(τ)

其中各项如下

第一项R1(τ)是待测信号的自相关函数，第二项R2(τ)是待测信号与噪声的互相关函数，第三项R3(τ)是噪声与待测信号的互相关函数，第四项R4(τ)是噪声的自相关函数。按照相关理论，如果噪声n(t)为高斯白噪声，当T趋于无穷时，后三项都趋于0，所以混杂了噪声的待测信号经过一次自相关运算后近似等于

在实际中，噪声不一定是理想的高斯白噪声，积分时间T也不是趋于无穷的，所以与噪声相关运算的项尚不能忽略不计，所以经过一次自相关的信号如下

其中n′(t)比n(t)小很多。这样就提高了待测信号的信噪比。但是，在噪声严重淹没待测信号的情况下，一次自相关对信噪比的改善程度有限。因此，可以进行多次自相关，如下

多重自相关运算之后，信号频率值保持不变，而噪声越来越小，信噪比大大提高了，此时待测信号的特征，相比多重自相关运算之前，能够明显地体现出来，为进一步提取信号频率做了基础工作。

虽然多重自相关会丢失待测信号的相位信息，但是这个步骤仅仅是用来提取待测信号的频率信息；而待测信号的相位信息，在进入多重自相关运算之前，原始信号已经分出一路输入到第二双路正交混频器233中(附图4)，将通过双相数字锁相放大技术算出相位。

如果待测信号存在多个固定频率的干扰，如下

其中为干扰频率；同样根据多重自相关理论，得到待测信号多重自相关的结果为

可见多重自相关的结果是，各个频率互不影响，而所有频率的信噪比会越来越高。

所述第一频率提取器231，如附图7所示，包含多重自相关器41、FFT模块42、谱峰识别器43和扫描控制器44。

待测信号输入到多重自相关器41，进行多次的自相关运算，运算次数可根据信噪比可调。多重自相关器41使得待测信号的信噪比大大提高。但是从多重自相关器41出来的信号还不能用常规的过零检测法进行检测频率：

其一、为了效率考虑，自相关运算次数不可能很多，这样待测信号的信噪比就不能提升到足够高，以满足过零检测法的要求；

其二、即使待测信号的质量较高，在41自相关器内只需经过简单几次的自相关运算，信噪比就满足过零检测法的要求；但是，当待测信号包含多阶谐波时，不同频率的正弦波合并而成的波形，必然不是正弦波形状，这样也无法用过零检测法进行测量了；

所以，多重自相关器41的作用是尽量提高待测信号的信噪比。

FFT模块接收多重自相关器41的输出，进行FFT运算，得到频域信息。

待测信号的信噪比提高之后，再进行FFT运算，其频谱不会像低信噪比那样淹没在噪声中了；谱峰的位置变得清晰固定，谱峰的宽度也会得到变窄。

FFT运算之后，还不能马上得到重要的频率点。因为FFT运算的数据长度有限，谱线必然是展宽的，不可能通过简单的大小顺序排列得到谱峰的位置；要准确识别谱峰的位置，需要用到谱峰识别技术。

谱峰识别器就是用于对FFT运算后的频谱进行谱峰识别的。可选地，谱峰识别可以使用极值法。通过分析频谱的极大值，可以确定谱峰位置。

进行谱峰识别后，特征频率点基本能够确定。最后进入到PID扫描控制器，在谱峰附近进行精细扫描，使频率的测量更加精确。此处的PID扫描控制器使用到PID技术进行控制。

总结上述第一频率提取器231的功能：通过多重自相关器41提高信号的信噪比，然后经过FFT模块进行FFT变换得到频率信息，由谱峰识别器取得谱峰频率，在PID扫描控制器的辅助下确认谱峰频率的精细位置。上述过程使得互参考锁相环能够测出并锁定待测信号的频率，该频率提供给多谐波控制器，产生正交的两路标准正弦波用于锁相放大。

为了更好的理解本实施例的结构和原理，以探测未知超声源的位置为例，如附图9所示，不同位置的超声探头62、63，探测到超声信号的相位不同。测量出探头间的超声信号的相位差，就可推算出超声源相对两个探头62、63的张角，结合两个探头62、63间的距离、超声传播速度及其他参数，就能够定位超声源。未知超声源51的频率是未知的，这种情况适合使用互参考模式进行测量。

所述超声探头62和63将超声信号转换成电信号，输入到本发明所述的多参考模式锁相放大器。两路超声信号的处理情况一致，所以仅讲述其中一路超声信号的处理。如附图4所示，超声电信号经低噪声前置放大器11放大、抗混叠滤波器12滤波以及模数转换器13转换成数字超声信号。

数字超声信号进入到第一频率提取器231，测出超声信号的频率。具体如附图7所示，超声信号进入多重自相关器41，经过多重自相关运算，提高信号的信噪比；然后进行FFT模块42，获得频谱分布图；频谱图经过谱峰识别器43识别峰值频率后，基本确认超声信号的频率；最后由PID扫描控制器44精细调整，将超声信号的频率传送给第二多谐波数控振荡器232。所述第二多谐波数控振荡器232产生同相和正交的两路标准正弦波，与数字超声信号进行正交混频，混频结果经第二低通滤波器滤波234，由幅值相位计算单元235计算出待测信号的幅值和相位。

上述过程计算出其中一路超声信号与标准正弦波的相位差；类似地，也可以计算出另一路超声信号与标准正弦波的相位差，从而间接算出两路超声信号的相位差。

实施例3：

本实施例为内部参考模式，即参考锁相环为内部参考锁相环24，具体其存在两种工作方式：1、无参考信号的单路待测信号，信号频率未知；2、锁相放大器为待测电路提供驱动信号，待测信号频率是已知的。

对于内部参考模式的第1种工作方式，类似于单路的互参考模式，如附图5所示。具体地，所述内部参考锁相环24包括顺次连接的第二频率提取器241、第三多谐波数控振荡器242、第三双路正交混频器243、第三低通滤波器244和第三幅值相位计算单元245；其中待测信号经过模拟链路后，转换为两路数字待测信号；

一路所述数字待测信号进入所述第二频率提取器241计算出其频率，经过所述第三多谐波数控振荡器242产生相同频率下的同相和正交的标准正弦波，与另一路数字待测信号共同进入第三双路正交频率器混频243，混频后通过第三低通滤波器滤波244，由第三幅值相位计算单元245算出待测信号的幅值和相位。

待测信号进入到低噪声前置放大器放大后，经抗混叠滤波器滤除高频干扰，由模数转换器转换成数字信号，进入到第1种工作方式的内部参考锁相环。数字信号分成两路，一路由第二频率提取器241获得信号频率信息，频率信息提供给第三多谐波数控振荡器242；另一路与第三多谐波数控振荡器242产生的正弦波在第三双路正交混频器243中鉴相，鉴相结果经第三低通滤波器244后，由第三幅值相位计算单元245计算出幅值和相位。这种工作方式的内部参考锁相环的作用，与互参考锁相环的作用类似，关键环节都是锁定待测信号的频率，因此不再赘述。由于这种工作模式不提供参考信号，因此测量的相位没有意义。

内部参考模式的第2种工作方式，如附图6所示，具体地，所述内部参考锁相环24包括顺次连接的第四多谐波数控振荡器246、第四双路正交混频器247、第四低通滤波器248和第四幅值相位计算单元249；所述第四多谐波数控振荡器248还顺次连接有数模转换器240和待测电路3；所述第四多谐波数控振荡器247产生一定频率、一定幅值、一定相位的标准正弦波，经所述数模转换器240转换成用于驱动所述待测电路的模拟信号；所述待测电路经过所述模拟链路1转换成数字待测信号，所述数字待测信号与第四多谐波数控振荡器246产生的两路标准正弦波在所述第四双路正交混频器247中混频，混频后经第四低通滤波器248滤波，由第四幅值相位计算单元249算出待测信号的幅值和相位。

所述第四多谐波数控振荡器246产生指定频率、幅值和相位的数字正弦波，由数模转换器240转换成模拟信号，用于驱动待测电路。待测电路3产生的响应信号输入到低噪声前置放大器11，经抗混叠滤波器12滤波后，由模数转换器13转换成数字信号，进入到第2种工作方式的内部参考锁相环。数字信号与第四多谐波数控振荡器246产生的正弦波在第四双路正交混频器247中鉴相鉴相结果经第四低通滤波器248后，由第四幅值相位计算单元249计算出幅值和相位。

内部参考模式的第2种工作方式有两个特点：

1)内部参考模式的相位测量是以自身为参考点的；

2)内部参考模式为外部待测电路提供了驱动信号，待测信号频率是已知的。

对于第1种工作方式，驱动信号的初始相位是未知的，因此无法测出待测电路单独造成的相位延迟。而第2种工作方式，驱动信号是由内部第四多谐波数控振荡器246控制的。内部锁相环可以任意控制第四多谐波数控振荡器246产生的正弦波的频率、幅值、相位。以自身为参考点，那么待测电路3造成的相位延迟、甚至频率偏移便都能够求出来。驱动信号的时间基准与内部锁相环的时间基准相同，比起不同时间基准的信号发生器产生的驱动信号，由驱动信号驱动待测电路的待测信号的测量更加稳定准确。

所述数模转换器240，优选为AD5360，该数模转换器240能够具有可调节的输出范围，输出范围较宽，适应多种驱动电压的需要。

所述第一低通滤波器225、第二低通滤波器234、第三低通滤波器244和第四低通滤波器248，优选为数字IIR滤波器，使用较低阶数就能实现较高的陡降。

上述所有数字算法，可以在DSP或FPGA上实现，优选为FPGA，因为FPGA并行处理的速度更快。

本实施例所述的内参考模式的第一种工作方式，与互参考模式的工作过程较为相似，差别在于，内部参考模式的第1种工作方式仅处理单路信号，能够测出信号的频率和幅值，相位值没有意义。

对于内部参考模式的第2种工作方式，以材料谐振点的测量为例，如附图10和附图6所示，多参考模式锁相放大器的第四多谐波数控振荡器246产生幅值、频率、相位任意可调的正弦波，经数模转换器240转换成模拟信号。该模拟正弦波驱动超声发射换能器71产生相应频率的超声波，该超声波进入到待测材料，待测材料的响应传送到超声接收换能器72，超声接收换能器72将超声信号转换成电信号，送入到本发明所述内部模式锁相放大器24进行测量。测量出超声信号通过待测材料的频率特性和相位特性，能够用来分析待测材料的结构和材料组成。

超声接收换能器产生的电信号，如附图6所示，首先由低噪声前置放大器11放大，然后经过抗混叠滤波器12低通滤波，被模数转换器13转换成数字超声信号。由于超声信号的频率是已知的，所以不用进行频率测量，超声信号直接传送到第四双路正交混频器247，与第四多谐波数控振荡器246产生的同相和正交的两路标准正弦波进行正交混频，混频结果被低通滤波，由第四幅值相位计算单249计算出超声信号的幅值和相位。

为了获得超声信号通过待测材料的相位延迟，要对超声发射换能器71和超声接收换能器72的相位特性进行标定。如图11所示，把材料撤走，直接测量超声发射换能器到超声接收换能器72的相位特性；由于标定过程与测量材料的过程相似，这里不再描述。

相比于现有的技术，本发明所述的锁相放大器的特点和创新点如下：

1、针对现有技术对相位测量存在不重视、概念模糊的情况，详细地分析了相位测量有关概念和技术，并根据实际应用场景，提出了外部参考模式、互参考模式和内部参考模式，以应对不同的实际测量要求，为锁相放大技术应用于相位测量提供了支持。

2、所述外部参考模式，使用了外部参考锁相环技术来锁定相位。所述外部参考锁相环，相比于现有的锁相环技术，结合了多谐波鉴相器222与第一多谐波数控振荡器223，能够接受多路内部反馈信号的输入，进行多路谐波的鉴相；在低频测量模式下，能够通过测量外部参考信号的高次谐波，达到加速调相、精细调相的目的。

3、所述互参考模式，结合了数字信号处理技术，通过多重自相关、FFT、谱峰识别、PID控制等技术，精确地测量出待测信号的频率，解决了无外部参考信号下信号频率测量的问题。获得待测信号的频率后，通过锁相放大技术，计算出两路待测信号的幅值和相对相位。

4、所述内部参考模式，特别是所述第2种工作方式，为外部待测电路3提供了驱动信号，满足了需要驱动信号的电路测量的要求。由于驱动信号是内部第四多谐波数控振荡器246产生的，其频率、相位和幅值都可以任意调整，以自身为参考点，那么待测电路3造成的相位延迟、甚至频率偏移便都能够求出来。由于时间基准来自于测量系统本身，信号的测量会更加稳定准确。

本发明所述的多参考模式的数字锁相放大器的的其它结构参见现有技术，在此不再赘述。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，故凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何修改、等同变化与修饰,均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (10)

1.一种多参考模式的数字锁相放大器，其特征在于：

包括顺次连接的模拟链路和数字模块；

所述数字模块包括参考模式选择器及与其并联连接的多种参考锁相环；

待测信号进入所述模拟链路，经过放大、滤波及模数转换处理为数字待测信号，经由所述参考模式选择器选择对应的参考模式后，实现锁相放大，并完成待测信号的相位和幅值的测量。

2.根据权利要求1所述的多参考模式的数字锁相放大器，其特征在于：

所述模拟链路包括顺次连接的低噪声前置放大器、抗混叠滤波器和模数转换器。

3.根据权利要求1所述的多参考模式的数字锁相放大器，其特征在于：

所述参考锁相环为外部参考锁相环；

所述模拟链路为双路，其中一路用于输入待测信号，另外一路用于输入参考信号。

4.根据权利要求3所述的多参考模式的数字锁相放大器，其特征在于：

所述外部参考锁相环包括顺次连接的多谐波鉴相器、环路滤波器、第一多谐波数控振荡器、第一双路正交混频器、第一低通滤波器和第一幅值相位计算单元；

所述多谐波鉴相器的输入端和第一多谐波数控振荡器的输入端之间还连接有时间数字转换器；

其中，参考信号经过模拟链路后，转换为两路数字参考信号，其中一路数字参考信号经过时间数字转换器提取参考频率信息，另一路经过多谐波鉴相器和环路滤波器后提取参考相位信息；

所述参考频率信息和参考相位信息发送至所述第一多谐波数控振荡器，产生反馈正弦波和两路标准正弦波；

所述反馈正弦波发送至多谐波鉴相器进行相位锁定；

所述两路标准正弦波经过第一双路正交混频器，与待测信号经过模拟链路处理后的数字待测信号进行混频，进入第一低通滤波器滤波后，通过第一幅值相位计算单元计算出待测信号的幅值和相位。

5.根据权利要求1所述的多参考模式的数字锁相放大器，其特征在于：

所述参考锁相环为互参考锁相环；

所述模拟链路为双路，分别用于输入第一待测信号和第二待测信号。

6.根据权利要求5所述的多参考模式的数字锁相放大器，其特征在于：

所述互参考锁相环包括顺次连接的第一频率提取器和第二多谐波数控振荡器；

所述第二多谐波数控振荡器后还顺次连接有两回路；

所述回路包括顺次连接的第二双路正交混频器、第二低通滤波器和第二幅值相位计算单元；

所述第一待测信号和第二待测信号分别经各自的模拟链路处理后，转换成两路第一数字待测信号和两路第二数字待测信号；

一路所述第一数字待测信号进入所述第一频率提取器提取出第一数字待测信号的频率信息，所述频率信息发送至所述第二多谐波数控振荡器，产生相应频率的同相和正交两路标准正弦波，与另一路所述第一数字待测信号在第二双路正交混频器中混频后，经第二低通滤波器滤波，由第二幅值相位计算单元算出第一待测信号的幅值和相位；

所述第二数字待测信号采用同所述第一数字待测信号的处理方式，得到第二待测信号的幅值和相位。

7.根据权利要求1所述的多参考模式的数字锁相放大器，其特征在于：

所述参考锁相环为内部参考锁相环；

所述模拟链路为单路，仅用于输入待测信号。

8.根据权利要求7所述的多参考模式的数字锁相放大器，其特征在于：

所述内部参考锁相环包括顺次连接的第二频率提取器、第三多谐波数控振荡器、第三双路正交混频器、第三低通滤波器和第三幅值相位计算单元；

其中待测信号经过模拟链路后，转换为两路数字待测信号；

一路所述数字待测信号进入所述第二频率提取器计算出其频率，经过所述第三多谐波数控振荡器产生相同频率下的同相和正交的标准正弦波，与另一路数字待测信号共同进入第三双路正交频率器混频，混频后通过第三低通滤波器滤波，由第三幅值相位计算单元算出待测信号的幅值和相位。

9.根据权利要求7所述的多参考模式的数字锁相放大器，其特征在于：

所述内部参考锁相环包括顺次连接的第四多谐波数控振荡器、第四双路正交混频器、第四低通滤波器和第四幅值相位计算单元；

所述第四多谐波数控振荡器还顺次连接有数模转换器和待测电路；

所述第四多谐波数控振荡器产生一定频率、一定幅值、一定相位的标准正弦波，经所述数模转换器转换成用于驱动所述待测电路的模拟信号；

所述待测电路经过所述模拟链路转换成数字待测信号，所述数字待测信号与第四多谐波数控振荡器产生的两路标准正弦波在所述第四双路正交混频器中混频，混频后经第四低通滤波器滤波，由第四幅值相位计算单元算出待测信号的幅值和相位。

10.根据权利要求6或8所述的多参考模式的数字锁相放大器，其特征在于：

所述第一频率提取器或第二频率提取器均包括多重自相关器、FFT模块、谱峰识别器、和PID扫描控制器；

数字待测信号在所述多重自相关器中进行多重自相关运算，运算结果被所述FFT模块转换成频域数据，进而被所述谱峰识别器提取出信号频率，在所述PID扫描控制器下进行调整。