CN114513251B - 一种基于双混频的连续相位测量方法 - Google Patents
一种基于双混频的连续相位测量方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN114513251B CN114513251B CN202210002195.8A CN202210002195A CN114513251B CN 114513251 B CN114513251 B CN 114513251B CN 202210002195 A CN202210002195 A CN 202210002195A CN 114513251 B CN114513251 B CN 114513251B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- signal
- phase difference
- phase
- analog
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000000691 measurement method Methods 0.000 title claims abstract description 9
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 50
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims abstract description 32
- 238000000034 method Methods 0.000 claims abstract description 20
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 10
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 6
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims description 5
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 3
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 3
- 238000001914 filtration Methods 0.000 abstract 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 15
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 8
- 239000013307 optical fiber Substances 0.000 description 7
- VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N Silicium dioxide Chemical compound O=[Si]=O VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000009365 direct transmission Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 241000282414 Homo sapiens Species 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000008092 positive effect Effects 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 235000012239 silicon dioxide Nutrition 0.000 description 1
- 239000000377 silicon dioxide Substances 0.000 description 1
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 1
- 230000036962 time dependent Effects 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/07—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems
- H04B10/075—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems using an in-service signal
- H04B10/079—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems using an in-service signal using measurements of the data signal
- H04B10/0795—Performance monitoring; Measurement of transmission parameters
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/07—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems
- H04B10/075—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems using an in-service signal
- H04B10/077—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems using an in-service signal using a supervisory or additional signal
Abstract
本发明公开了一种基于双混频的连续相位测量方法。本方法将参考信号和待测信号分别分为两路，一路接入第一混频设备的输入端；另一路待测信号经过模拟移相器移相后与参考信号接入第二混频设备的输入端。对两混频器的响应曲线分别进行标定、拟合，得到实际的相位差‑输出电压关系函数。两混频装置的输出电压经过低通滤波后分别接入两模数转换装置，将电压信号转为数字信号，接入计算设备进行相位计算：在某一时刻，先比较两路信号的相对幅值的绝对值，使用其中较小的一路，利用拟合的关系函数，进行相位的计算。始终利用相对幅值的绝对值较小一路计算相位。如此即可通过交替利用两路输入信号进行相位的计算，实现连续相位测量。
Description
技术领域
本发明涉及信息科学中时间频率传递和测量领域，尤其涉及基于双混频的连续相位测量方法。
背景技术
近年来，随着原子钟技术的蓬勃发展，人类对时间的定义越来越精确，更是为一些基础物理研究提供了有力的测量手段。为了对这些精确的时间频率信号在保证其精度的条件下进行有效的传输，就需要使用空间光路或光纤光路等远高于时间频率基准本身的传输手段对其进行传输。基于光纤的频率传递技术由于在光纤中不会由大气湍流等的影响，可以具有更高的传输稳定度。它主要包括射频调制、光频直传和光梳传递三种方法，其中射频调制即将原子钟(或其他频率基准)发出的频率信号调制到连续波(CW)激光的幅度上，如此在远端可以直接使用光电探测器解调得到频率基准的信号。该方法虽然有实验系统简单、容易实现等优点，但稳定度相对较差，(1km光纤传递稳定度约为3E-14@1s,长稳约1E-15@1E4s)。而光频直传则是将光钟输出的稳定连续波激光或锁于频率基准的连续波激光直接通过光纤链路传递至远端，稳定度最高(有结果显示其可以达到6E-18@1s)，但远端在使用时往往需要使用稳定的光梳对光频信号进行下载，以得到光梳重频以及其高次谐波的微波信号，再进行使用。而光梳传递的稳定性介于以上二者之间，但该方法由于可以同时传递从射频(光梳的重复频率)到光频(多次谐波及光频本身)的诸多频率，不需要远端再使用光梳下载，从而具有独特的优越性。
无论使用以上哪种方法进行频率传递，都需要对光纤链路带来的相位变化进行测量和补偿，而混频器件是测量两路信号相位差的常用模拟器件。其特点是没有精度限制、只能通过的关系直接对应得到-π到0之间的相位、且具有一定非线性。而对于超远距离的频率传递，其相位变化则会远超该单调区间。以3000km的链路传递1GHz信号为例，二氧化硅的膨胀系数为5.5E-7/℃、折射率为1.45，则光纤链路温度每变化0.1℃，两端相位差就会变化一个周期(2π)。对于这种连续大范围(变化范围大于混频器的一个单调区间)的相位变化，使用单混频器件只能测得在-Vmax到+Vmax之间连续均匀变化的电压信号(如图1所示)，虽然大多数情况电压在±Vmax附近时相位都均匀单调变化，但仍存在单调性转换判断失误率高和噪声过大等问题，无法只利用该信号推算得到准确的相位信息。
发明内容
本发明提出一种基于双混频的连续相位测量方法及装置。利用移相设备产生两路有一定相位差的混频电压信号，并使用计算机等计算设备计算出两输入信号的相位差。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：
一种基于双混频的连续相位测量方法，其步骤包括：
1)分别对第一混频设备、第二混频设备进行标定，得到第一混频设备的相位差-输出电压关系函数和第二混频设备的相位差-输出电压关系函数；
2)选取相同频率的参考信号和待测信号，将所述参考信号、所述待测信号接入第一混频设备的输入端；将所述待测信号经一固定移相器进行移相产生一相位差，将所述参考信号与移相后的所述待测信号接入第二混频设备的输入端；
3)根据所述相位差-输出电压关系函数获取第一混频设备输出的电压信号和第二混频设备输出的电压信号；
4)使用第一低通滤波装置对第一混频设备输出的电压信号进行滤波后得到一随变化的直流信号V(t)′并输入第一模数转换装置；使用第二低通滤波装置对第二混频设备输出的电压信号进行滤波后得到一随/>变化的直流信号V(t)″并输入第二模数转换装置；/>为所述参考信号与所述待测信号在t时刻的相位差；
5)将第一模数转换装置、第二模数转换装置的输出信号分别输入计算设备，计算得到所述参考信号的最大幅值Vmax′、所述待测信号的最大幅值Vmax″；
6)当第一模数转换装置、第二模数转换装置的两路输出信号具有相同单调性时，利用计算所述第一模数转换装置输出信号在各个时刻对应的相位差利用/>计算所述第二模数转换装置输出信号在各个时刻对应的相位差/>将各时刻的相位差/> 进行平均后相减，得到的相位偏差/>其中，/>为对第一混频设备重新进行标定修正后的相位差-输出电压关系函数，/>为对第二混频设备重新进行标定修正后的相位差-输出电压关系函数；利用所述相位差/>修正第二混频设备的相位差-输出电压关系函数；
7)所述计算设备同时采集两路输入信号，用于计算当前时刻的每路信号在各个时刻对应的相位差；首先使用当前时刻混频设备输出信号幅值与最大幅值之比的绝对值较小的一路信号计算相位差，当某一时刻起，该绝对值较小的一路变为另一路混频设备的输出，则更换为另一路信号进行计算相位差。
进一步的，步骤7)中，当在时刻t0时所述绝对值较小的一路切换为另一路信号时，则使用t0-τ到t0时间段内和/>计算出二者的斜率/>若/>和/>符号相同，则t0时刻后的计算结果应以/>每次测量的变化量在/>的基础上逐次叠加作为测量结果输出；若二者符号相反，则在t0时刻后以/>的变化量在/>的基础上逐次叠加作为测量结果输出；其中，/>为切换前作为测量结果输出所对应的一路信号计算得到的相位差，/>为切换前未作为测量结果输出所对应的一路信号计算得到的相位差，/>为测量结果输出所对应的一路信号在t0时刻计算得到的相位差，τ为一设定的时间段。
进一步的，步骤5)中，所述计算设备同时得到两路采集的电压后，受限自由运行一段时间或手动改变参考信号和待测信号之间的相位，使两路信号经过几次最大正负幅值，取平均值作为对应的最大幅值Vmax′、最大幅值Vmax″。
进一步的，设定的所述相位差为π/4-3π/4。
进一步的，所述固定移相器为模拟移相器或数字移相器或一段电线。
一种基于双混频的连续相位测量装置，其特征在于，包括两路信号处理分支和一计算设备，其中，第一路信号处理分支包括依次连接的第一混频设备、第一低通滤波装置和第一模数转换装置，第二路信号处理分支包括依次连接的固定移相器、第二混频设备、第二低通滤波装置和第二模数转换装置；第一模数转换装置、第二模数转换装置的输出端分别与所述计算设备的一输入端连接；
所述第一混频设备用于根据相位差-输出电压关系函数对输入的参考信号、待测信号进行计算得到电压信号并发送给所述第一低通滤波器；所述第一低通滤波器对输入的电压信号进行滤波后得到一随变化的直流信号V(t)′并输入第一模数转换装置；其中，所述参考信号与所述待测信号的频率相同；
所述固定移相器用于对输入的所述待测信号进行移相，产生一相位差，将移相后的所述待测信号接入第二混频设备的输入端；所述第二混频设备用于根据相位差-输出电压关系函数对输入的所述参考信号、移相后的所述待测信号进行计算得到电压信号并发送给所述第二低通滤波器；所述第二低通滤波器对输入的电压信号进行滤波后得到一随变化的直流信号V(t)″并输入第二模数转换装置；
所述计算设备，用于根据第一模数转换装置、第二模数转换装置的输出信号计算得到所述参考信号的最大幅值Vmax′、所述待测信号的最大幅值Vmax″；当第一模数转换装置、第二模数转换装置的两路输出信号具有相同单调性时，利用计算所述第一模数转换装置输出信号在各个时刻对应的相位差/>利用/>计算所述第二模数转换装置输出信号在各个时刻对应的相位差/>将各时刻的相位差/> 进行平均后相减，得到的相位偏差/>其中，/>为对第一混频设备重新进行标定修正后的相位差-输出电压关系函数，/>为对第二混频设备重新进行标定修正后的相位差-输出电压关系函数；利用所述相位差/>修正第二混频设备的相位差-输出电压关系函数；以及测量阶段同时采集两路输入信号，用于计算当前时刻的每路信号在各个时刻对应的相位差；首先使用当前时刻混频设备输出信号幅值与最大幅值之比的绝对值较小的一路信号计算相位差，当某一时刻起，该绝对值较小的一路变为另一路混频设备的输出，则更换为另一路信号进行计算相位差。
进一步的，当在时刻t0时所述绝对值较小的一路切换为另一路信号时(以模数转换装置1切换到模数转换装置2为例)，则所述计算设备使用t0-τ到t0时间段内和/>计算出二者的斜率/>若/>和/>符号相同，则t0时刻后的计算结果应以/>每次测量的变化量在/>的基础上逐次叠加作为测量结果输出；若二者符号相反，则在t0时刻后以/>的变化量在/>的基础上逐次叠加作为测量结果输出；其中，/>为由模数转换装置1的数据计算得到的相位(其取值范围为180°)，/>为由模数转换装置2的数据计算得到的相位(其取值范围为180°)，/>为测量结果输出所对应的一路信号在t0时刻计算得到的相位差，τ为一设定的时间段。
本发明基于双混频的连续相位测量方法包括以下步骤：
由于只能测量两路相同频率信号的相对相位，所以应准备一路参考信号和一路待测信号。一般为了保证相同频率，参考信号和待测信号都由同一信号源产生，其中一路作为参考信号，另一路可以经过可使之产生相位变化的器件(如移相器、长链路等)，输出后作为待测信号。或若有其他测量两路信号相对相位变化的需求，只需满足信号频率相等即可。
将相同频率的参考信号和待测信号分别分为两路，一路接入混频设备1的输入端；另一路待测信号经过一固定移相器件(如模拟移相器或一定长度的电线等)移相π/2左右(比如π/4-3π/4之间)，与参考信号接入混频设备2的输入端。选择π/2的相位差是为了使两路输出信号其中一路在±Vmax附近时另一路在0V附近，以避免背景部分中提到的问题。
由于混频器本身具有一定非线性(输出幅值与电压不为严格的arcsin()关系，误差为0.1rad量级)，为准确计算相位，需对混频器进行标定。确定好两混频设备的输入信号幅值后，使用线性度较好的移相设备(如数字移相器，DDS等)对两混频器的响应曲线分别进行标定、拟合，得到实际的相位差-输出电压关系函数。
两混频装置的输出电压经过低通滤波后分别接入两模数转换装置(如采集卡、万用表等)，将电压信号转为数字信号，接入计算设备进行相位计算：在任意时刻，先比较两路信号的相对幅值的绝对值(|V(t)/Vmax|)，使用其中较小的一路进行该时刻相位的计算。在计算相位时，尤其在按照上述条件交替使用两路混频输出信号时，要遵循两条基本假设：相位的变化是连续的、相位导数的变化是连续的。如此即可通过交替利用两路输入信号进行相位的计算。
与现有技术相比，本发明的积极效果为：
与现有使用单个混频装置测量两路信号相位差的技术相比，本发明可以长时间测量两路相位差漂移范围很大的信号的相位差，没有量程的限制，如附图4所示。而单个混频装置测量的技术只能测得180°范围内(即arcsin函数的一个值域)变化的相位差。
例如：若两路信号相位差一直增大，单混频装置测量的技术得到的结果是在180°范围内周期性变化的相位；而本发明则能准确测得一直增大的相位差结果。
附图说明
图1为本发明单混频器件输出的-Vmax到+Vmax之间连续均匀变化的电压信号。
图2为本发明结构原理图。
图3为V(t)/Vmax随时间变化图。
图4为相位差随时间变化图。
具体实施方式
为使本发明的上述特征和优点更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图作详细说明。
图2为本发明中基于双混频的连续相位测量方法的流程图，本方法包括以下步骤：
1)利用已标定好的模拟移相器或精度足够的数字移相器，设置好相位移动约π/2(模拟移相器由于非线性难以精确控制，数字移相器也因为有精度限制不能无限精确，故只能进行不精确的设定)。
2)按照图2搭建该装置，测量两模拟混频装置的四个输入信号幅值。并根据每个模拟混频装置的输入信号幅值，使用标定好的移相设备对混频装置进行标定、拟合，得到实际的输出电压-相位的函数关系以备后续计算。
3)两路混频装置输出的电压信号携带的信息(以其中一路为例)为
其中V1、V2分别为混频装置两路输入信号的幅值，即参考信号的幅值V1、待测信号的幅值V2，ω为该两路信号的角频率，t为时间，为两路信号在t时刻的相位差(括号内t表示其随时间变化)。
为了得到仅含两路相位差信息的电压信号，使用低通滤波装置将上式中的高频部分滤掉，即得到
的电压-相位关系，Vmax为V(t)对应的最大值。如此经过滤波后的电压信号为一随缓慢变化的直流信号，就可以用以计算相位：
但由于混频器件工艺制作等问题，相位-幅度的关系并非完美的正弦曲线，为了提高相位测量的精度(如需要)，就要使用具有良好线性度的设备(如直接数字频率合成器、锁相放大器等)对该关系进行重新标定、修正，修正后可写为的形式。
4)将上述输出的两路电压信号接入模数转换装置，并使用计算机串口等进行采集。
5)计算机同时得到两路采集的电压后，受限自由运行一段时间(或手动改变参考信号和待测信号之间的相位)，使两路信号经过几次±Vmax，取平均值，并标记两路Vmax用以计算相位差。
6)继续自由运行一段时间，在两路混频设备输出信号有相同单调性时，分别利用计算各个时刻两路对应的相位差，并分别进行平均后相减，得到两路混频输出信号实际的相位偏差/>(即第1步中手动设定的π/2左右的数值)。
7)两路同时开始采集信号，用于计算相位差。在任意时刻，以当前时刻较小的一路信号计算出的相位差(例如/>)作为当前的计算结果并输出。
8)当在某一时刻t0时|V(t)/Vmax|较小的一路(混频设备输出的)信号变为另一路则需要使用t0-τ到t0时间段内/>和/>的数据计算出二者的斜率/>根据“相位的一阶导数连续”的基本假定：若/>和/>符号相同，则t0时刻后的计算结果应以/>每次测量的变化量在/>的基础上逐次叠加；若二者符号相反，则在t0时刻后以/>的变化量在/>的基础上逐次叠加，作为测量结果。
以附图3中的情况为例，横坐标为采样时间，纵坐标为V(t)/Vmax。两条横虚线内的部分满足“|V(t)/Vmax|较小”的判断条件。例如从0时刻开始到t1时刻，使用实线的数据计算得到t1时刻判断前面τ时段内实线虚线斜率相同，则t1时刻后，以为基准，以正的每次采样虚线数据/>的变化量逐次叠加。再以t2至t3为例，t2时判断前面τ时段内实线虚线斜率相反，则在/>的基础上，以负的每次采样实线数据/>的变化量逐次叠加。
如此，即可实时输出两路信号的实际相位差变化，而不受限于单个混频器的一个值域区间(180°)，如附图4中每两条虚线之间都是混频器的一个值域区间。通过此方法，虽然混频器输出的电压都在±Vmax之间，但其对应的相位差可以测到任意大的数值。
尽管为说明目的公开了本发明的具体实施例，其目的在于帮助理解本发明的内容并据以实施，本领域的技术人员可以理解：在不脱离本发明及所附的权利要求的精神和范围内，各种替换、变化和修改都是可能的。因此，本发明不应局限于最佳实施例所公开的内容，本发明要求保护的范围以权利要求书界定的范围为准。
Claims (8)
1.一种基于双混频的连续相位测量方法，其步骤包括：
1)分别对第一混频设备、第二混频设备进行标定，得到第一混频设备的相位差-输出电压关系函数和第二混频设备的相位差-输出电压关系函数；
2)选取相同频率的参考信号和待测信号，将所述参考信号、所述待测信号接入第一混频设备的输入端；将所述待测信号经一固定移相器进行移相产生一相位差，将所述参考信号与移相后的所述待测信号接入第二混频设备的输入端；
3)根据所述相位差-输出电压关系函数获取第一混频设备输出的电压信号和第二混频设备输出的电压信号；
4)使用第一低通滤波装置对第一混频设备输出的电压信号进行滤波后得到一随变化的直流信号V(t)′并输入第一模数转换装置；使用第二低通滤波装置对第二混频设备输出的电压信号进行滤波后得到一随/>变化的直流信号V(t)″并输入第二模数转换装置；/>为所述参考信号与所述待测信号在t时刻的相位差；
5)将第一模数转换装置、第二模数转换装置的输出信号分别输入计算设备，计算得到所述参考信号的最大幅值Vmax′、所述待测信号的最大幅值Vmax″；
6)当第一模数转换装置、第二模数转换装置的两路输出信号具有相同单调性时，利用计算所述第一模数转换装置输出信号在各个时刻对应的相位差/>利用/>计算所述第二模数转换装置输出信号在各个时刻对应的相位差将各时刻的相位差/>进行平均后相减，得到的相位偏差/>其中，为对第一混频设备重新进行标定修正后的相位差-输出电压关系函数，为对第二混频设备重新进行标定修正后的相位差-输出电压关系函数；利用所述相位差/>修正第二混频设备的相位差-输出电压关系函数；
7)所述计算设备同时采集两路输入信号，用于计算当前时刻的每路信号在各个时刻对应的相位差；首先使用当前时刻混频设备输出信号幅值与最大幅值之比的绝对值较小的一路信号计算相位差，当某一时刻起，该绝对值较小的一路变为另一路混频设备的输出，则更换为另一路信号进行计算相位差。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤7)中，当在时刻t0时所述绝对值较小的一路切换为另一路信号时，则使用t0-τ到t0时间段内和/>计算出二者的斜率/> 若/>和/>符号相同，则t0时刻后的计算结果应以/>每次测量的变化量在/>的基础上逐次叠加作为测量结果输出；若二者符号相反，则在t0时刻后以/>的变化量在/>的基础上逐次叠加作为测量结果输出；其中，/>为切换前作为测量结果输出所对应的一路信号计算得到的相位差，/>为切换前未作为测量结果输出所对应的一路信号计算得到的相位差，/>为测量结果输出所对应的一路信号在t0时刻计算得到的相位差，τ为一设定的时间段。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤5)中，所述计算设备同时得到两路采集的电压后，受限自由运行一段时间或手动改变参考信号和待测信号之间的相位，使两路信号经过几次最大正负幅值，取平均值作为对应的最大幅值Vmax′、最大幅值Vmax″。
4.根据权利要求1或2或3所述的方法，其特征在于，设定的所述相位差为π/4-3π/4。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述固定移相器为模拟移相器或数字移相器或一段电线。
6.一种基于双混频的连续相位测量装置，其特征在于，包括两路信号处理分支和一计算设备，其中，第一路信号处理分支包括依次连接的第一混频设备、第一低通滤波装置和第一模数转换装置，第二路信号处理分支包括依次连接的固定移相器、第二混频设备、第二低通滤波装置和第二模数转换装置；第一模数转换装置、第二模数转换装置的输出端分别与所述计算设备的一输入端连接；
所述第一混频设备用于根据相位差-输出电压关系函数对输入的参考信号、待测信号进行计算得到电压信号并发送给所述第一低通滤波器；所述第一低通滤波器对输入的电压信号进行滤波后得到一随变化的直流信号V(t)′并输入第一模数转换装置；其中，所述参考信号与所述待测信号的频率相同；/>为所述参考信号与所述待测信号在t时刻的相位差；
所述固定移相器用于对输入的所述待测信号进行移相，产生一相位差，将移相后的所述待测信号接入第二混频设备的输入端；所述第二混频设备用于根据相位差-输出电压关系函数对输入的所述参考信号、移相后的所述待测信号进行计算得到电压信号并发送给所述第二低通滤波器；所述第二低通滤波器对输入的电压信号进行滤波后得到一随变化的直流信号V(t)″并输入第二模数转换装置；
所述计算设备，用于根据第一模数转换装置、第二模数转换装置的输出信号计算得到所述参考信号的最大幅值Vmax′、所述待测信号的最大幅值Vmax″；当第一模数转换装置、第二模数转换装置的两路输出信号具有相同单调性时，利用计算所述第一模数转换装置输出信号在各个时刻对应的相位差/>利用/>计算所述第二模数转换装置输出信号在各个时刻对应的相位差/>将各时刻的相位差/> 进行平均后相减，得到的相位偏差/>其中，/>为对第一混频设备重新进行标定修正后的相位差-输出电压关系函数，/>为对第二混频设备重新进行标定修正后的相位差-输出电压关系函数；利用所述相位差/>修正第二混频设备的相位差-输出电压关系函数；以及测量阶段同时采集两路输入信号，用于计算当前时刻的每路信号在各个时刻对应的相位差；首先使用当前时刻混频设备输出信号幅值与最大幅值之比的绝对值较小的一路信号计算相位差，当某一时刻起，该绝对值较小的一路变为另一路混频设备的输出，则更换为另一路信号进行计算相位差。
7.根据权利要求6所述的基于双混频的连续相位测量装置，其特征在于，当在时刻t0时所述绝对值较小的一路切换为另一路信号时，则所述计算设备使用t0-τ到t0时间段内和/>计算出二者的斜率/>若/>和/>符号相同，则t0时刻后的计算结果应以/>每次测量的变化量在/>的基础上逐次叠加作为测量结果输出；若二者符号相反，则在t0时刻后以/>的变化量在/>的基础上逐次叠加作为测量结果输出；其中，/>为由模数转换装置1的数据计算得到的相位，/>为由模数转换装置2的数据计算得到的相位，为测量结果输出所对应的一路信号在t0时刻计算得到的相位差，τ为一设定的时间段。
8.根据权利要求6所述的基于双混频的连续相位测量装置，其特征在于，设定的所述相位差为π/4-3π/4。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202210002195.8A CN114513251B (zh) | 2022-01-04 | 2022-01-04 | 一种基于双混频的连续相位测量方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202210002195.8A CN114513251B (zh) | 2022-01-04 | 2022-01-04 | 一种基于双混频的连续相位测量方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN114513251A CN114513251A (zh) | 2022-05-17 |
| CN114513251B true CN114513251B (zh) | 2024-01-16 |
Family
ID=81549908
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202210002195.8A Active CN114513251B (zh) | 2022-01-04 | 2022-01-04 | 一种基于双混频的连续相位测量方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN114513251B (zh) |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101504462A (zh) * | 2008-02-04 | 2009-08-12 | 深圳市博时雅科技有限公司 | 相位差检测方法和系统、双晶振混频电路及距离测量装置 |
| CN103117973A (zh) * | 2013-03-06 | 2013-05-22 | 中国科学院自动化研究所 | 基于正交检波的多路并行解调系统 |
| CN103543333A (zh) * | 2013-10-22 | 2014-01-29 | 哈尔滨理工大学 | 高频信号相位差测量方法及测量装置 |
| CN107134996A (zh) * | 2017-04-27 | 2017-09-05 | 中山大学 | 一种多参考模式的数字锁相放大器 |
| CN107181532A (zh) * | 2017-05-11 | 2017-09-19 | 上海微小卫星工程中心 | 数模混合外差探测接收装置及其采用的数据处理方法 |
| CN110927453A (zh) * | 2019-11-28 | 2020-03-27 | 加特兰微电子科技(上海)有限公司 | 移相器的测试装置及测试方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10091039B2 (en) * | 2016-03-14 | 2018-10-02 | Raytheon Company | Precision large phase modulation phase measurement system |
-
2022
- 2022-01-04 CN CN202210002195.8A patent/CN114513251B/zh active Active
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101504462A (zh) * | 2008-02-04 | 2009-08-12 | 深圳市博时雅科技有限公司 | 相位差检测方法和系统、双晶振混频电路及距离测量装置 |
| CN103117973A (zh) * | 2013-03-06 | 2013-05-22 | 中国科学院自动化研究所 | 基于正交检波的多路并行解调系统 |
| CN103543333A (zh) * | 2013-10-22 | 2014-01-29 | 哈尔滨理工大学 | 高频信号相位差测量方法及测量装置 |
| CN107134996A (zh) * | 2017-04-27 | 2017-09-05 | 中山大学 | 一种多参考模式的数字锁相放大器 |
| CN107181532A (zh) * | 2017-05-11 | 2017-09-19 | 上海微小卫星工程中心 | 数模混合外差探测接收装置及其采用的数据处理方法 |
| CN110927453A (zh) * | 2019-11-28 | 2020-03-27 | 加特兰微电子科技(上海)有限公司 | 移相器的测试装置及测试方法 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 双频激光干涉仪相位差测量系统的设计;董洪波;杨召雷;胡凯;;信息技术(第02期);全文 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN114513251A (zh) | 2022-05-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7394415B2 (en) | Time-interleaved analog-to-digital converter and high speed signal processing system using the same | |
| JP2014103671A (ja) | Ｒｆ信号源の校正方法及び振幅平坦及び位相リニアリティ校正器 | |
| CN108918092B (zh) | 基于光采样的电光强度调制器幅频特性测量方法及装置 | |
| CN108776245B (zh) | 一种可自动化检定多种原理互感器校验仪的检定装置 | |
| CN111781546B (zh) | 消除两路相互正交信号非理想性的后台校准方法及系统 | |
| US7030627B1 (en) | Wideband complex radio frequency impedance measurement | |
| US7483802B2 (en) | Linearisation apparatus | |
| CN114513251B (zh) | 一种基于双混频的连续相位测量方法 | |
| Luciani et al. | A miniaturized low-power vector impedance analyser for accurate multi-parameter measurement | |
| EP0321963A1 (en) | Impedance measuring apparatus | |
| Niedermayer et al. | Yet another precision impedance analyzer (YAPIA)—Readout electronics for resonating sensors | |
| Zhuang et al. | Low-Cost Ultrapure Sine Wave Generation with Self-Calibration | |
| CN114047683B (zh) | 一种基于正交采样内插的时间间隔测量方法和装置 | |
| Schneider et al. | Novel impedance interface for resonant high-temperature gas sensors | |
| CN113447873B (zh) | 一种取样示波器复频响应校准装置和方法 | |
| Kusters et al. | The development of an automatic-reversing differential thermal wattmeter | |
| Jalón et al. | ADC non-linearity low-cost test through a simplified double-histogram method | |
| CN108333407B (zh) | 一种宽频段适用模数混合自平衡电桥 | |
| CN116500331B (zh) | 低频交流电压精密差分测量系统及测量方法 | |
| CN116991198B (zh) | 一种波形发生器、多信号通道延迟校正方法及介质 | |
| CN115421092B (zh) | 电子式互感器谐波校验仪校验装置及校验方法 | |
| Slepička | The estimation of test signal quality by means of two simple filters in ADC testing | |
| Kozioł et al. | High-performance twophase sine wave generator for impedance bridges | |
| US20200313686A1 (en) | Measuring device, calibration method and measuring method with jitter compensation | |
| Nawito et al. | ASIC Version 2 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |