JP2017173170A - 距離測定装置および距離測定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】コストを抑えつつ精度の高い測距技術を得る。【解決手段】参照パルス光の検出信号が入力されるフィルタ１（２０３）と、フィルタ１（２０３）と中心周波数が異なり、測定パルス光の検出信号が入力されるフィルタ２（２０４）と、２つのフィルタの出力を足し算する足し算回路２０７と、足し算回路２０７の出力信号が入力されるＡ／Ｄコンバータ２０９と、Ａ／Ｄコンバータ２０９の出力をＦＦＴ解析し、参照検出信号に対応する第１の分離信号と測定検出信号に対応する第２の分離信号を得る分離信号算出部２１１と、２つの分離信号の少なくとも一方の位相を特定の周波数における値に変換する変換処理部２１２と、特定の周波数における２つの分離信号の位相差に基づき、対象物までの距離を算出する距離算出部２１３を備える。【選択図】図２

Description

本発明は、パルス光を用いた距離の測定を行う技術に関する。

パルス光を用いて距離を測定する技術が知られている（例えば、特許文献１を参照）。この技術では、パルス幅の小さいパルス光を用いた方が高い測距精度が得られる。この技術では、測距対象物から反射してきた測距用のパルス光と、装置内の内部光路を伝搬した参照用のパルス光との間の位相差を検出し、この位相差から距離の算出が行われる。

特開２０１３−１１５５８号公報

検出したパルス光を処理するために、受光素子の出力をＡ／Ｄコンバータでデジタル信号に変換する必要がある。ところで、パルス幅が小さくなると、その分Ａ／Ｄコンバータのサンプリング周波数を高くする必要がある。例えば、パルス幅が１００ピコ秒である場合、この波形をサンプリングするには、サンプリング周波数が数十ＧＨｚ以上、アナログ入力帯域が少なくとも５ＧＨｚ以上のＡ／Ｄコンバータが必要になる。このようなＡ／Ｄコンバータは、入手が困難であり、また仮に入手できたとしても高コスト、高消費電力で発熱量が多く使用条件に制約があるといった問題がある。

この問題に対して、パルス光の検出信号をＢＰＦ（バンドパスフィルタ）を通して低い周波数に変換し、その上でＡ／Ｄコンバータでデジタル信号に変換する技術がある。しかしながら、パルス信号をＢＰＦに通すと減衰振動波形となるので、測距する距離によっては測距用の検出信号の減衰振動波形と参照用の検出信号の減衰振動波形とが時間軸上で重なり、正しい波形の検出ができなくなる。

この問題を回避する方法として、外部光路（測定光の光路）と内部光路（参照光の光路）とを切り替え可能な構造とし、外部光路（測定光の光路）を伝搬してきた測距パルス光の検出と、内部光路（参照光の光路）を伝搬してきた参照パルス光とを別タイミングでサンプリングする方法が考えられる。しかしながらこの場合、測定時間が２倍になる問題がある。また、時間差をおくことによる演算誤差が発生する。高サンプリングレートのＡ／Ｄコンバータは、自身の発熱の影響等で、そのサンプリング精度が絶えず微妙に揺らいでおり、異なるタイミングでＡ／Ｄ変換を行うと、同じデータであっても得られるデジタルデータに極めて僅かな違いが生じる。ｃｍ以下の測距精度を追及する場合、この極めてわずかな揺らぎが精度に影響する。よって、上述した測定光と参照光とを時間差を置いて処理する方法は、測距精度の点で問題がある。

この問題を回避する方法として、Ａ／Ｄコンバータを２つ用意し、ＲＦスイッチを使い、参照信号と測定信号とを個別にＢＰＦに通し、一方のＡ／Ｄコンバータで参照信号のサンプリングを行い、他方のＡ／Ｄコンバータで測定信号のサンプリングを行う方法が考えられる。しかしながら、上述の僅かな時間差でも演算誤差に揺らぎが生じることから分かるように、２つのＡ／Ｄコンバータの特性を揃えることは容易ではない。このため、この場合も測定誤差が生じる。

また、演算誤差の問題を回避する方法として、複数回の測定を行いその平均を取る方法が考えられるが、測定時間の増加や消費電力の増加といった問題が生じる。このような背景において、本発明は、コストを抑えつつ精度の高い測距技術を得ることを目的とする。

請求項１に記載の発明は、予め定められた光路を伝搬した参照用のパルス光の検出信号が入力される第１の中心周波数を有する第１のバンドパスフィルタと、対象物に照射され、前記対象物から反射された測距用のパルス光の検出信号が入力される第１の中心周波数と異なる第２の中心周波数を有する第２のバンドパスフィルタと、前記第１のバンドパスフィルタに前記参照用のパルス光の検出信号が入力されることで得られる第１の信号と、前記第２のバンドパスフィルタに前記測距用のパルス光の検出信号が入力されることで得られる第２の信号とを混合し混合信号を得る混合回路と、前記混合信号が入力されるＡ／Ｄコンバータと、前記混合信号が入力された前記Ａ／Ｄコンバータの出力をＦＦＴ解析し、前記第１の信号に対応する第１の分離信号と前記第２の信号に対応する第２の分離信号を得る分離信号算出部と、前記第１の分離信号および前記第２の分離信号の少なくとも一方の位相を特定の周波数における値に変換する変換部と、前記特定の周波数における前記第１の分離信号と前記第２の分離信号の位相差に基づき、前記対象物までの距離を算出する距離算出部とを備えることを特徴とする距離測定装置である。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記特定の周波数は、前記第１の中心周波数であり、前記変換部は、前記第２の分離信号の位相φ２を前記第１の中心周波数における位相φ１’に変換する処理を行い、前記距離算出部は、前記第１の分離信号と前記位相φ１’に変換された前記第２の分離信号の位相差に基づき前記対象物までの距離の算出を行うことを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の発明において、前記変換部は、前記第１の中心周波数をｆ１、前記第２の中心周波数をｆ２（ｆ２＞ｆ１）として、ｆ２／ｆ１＝ｍ、φ１’＝φ２／ｍの処理を行うことを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記特定の周波数は、前記第２の中心周波数であり、前記変換部は、前記第１の分離信号の位相φ１を前記第２の中心周波数における位相φ２’に変換する処理を行い、前記距離算出部は、前記位相φ２’に変換された前記第１の分離信号と前記第２の分離信号の位相差に基づき前記対象物までの距離の算出を行うことを特徴とする。

請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の発明において、前記変換部は、前記第１の中心周波数をｆ１、前記第２の中心周波数をｆ２（ｆ２＞ｆ１）として、ｆ２／ｆ１＝ｍ、φ２’＝φ１×ｍの処理を行うことを特徴とする。

請求項６に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記第１の分離信号の位相φ１と前記第２の分離信号の位相φ２を前記第１の中心周波数および前記第２の中心周波数とは異なる比較用周波数における位相に変換する処理を行う変換処理部を備え、前記距離算出部は、前記比較用周波数における第１の分離信号と前記第２の分離信号の位相差に基づき前記対象物までの距離の算出を行うことを特徴とする。

請求項７に記載の発明は、予め定められた光路を伝搬した参照用のパルス光の検出信号を第１のバンドパスフィルタに通して第１の信号を得、対象物に照射され、前記対象物から反射された測距用のパルス光の検出信号を前記第１の中心周波数と異なる第２の中心周波数を有する第２のバンドパスフィルタに通して第２の信号を得、前記第１の信号と前記第２の信号とを混合し混合信号を得、前記混合信号をＡ／Ｄコンバータに入力し、前記混合信号が入力された前記Ａ／Ｄコンバータの出力をＦＦＴ解析し、前記第１の信号に対応する第１の分離信号と前記第２の信号に対応する第２の分離信号を得、前記第１の分離信号および前記第２の分離信号の少なくとも一方の位相を特定の周波数における値に変換し、前記特定の周波数における前記第１の分離信号と前記第２の分離信号の位相差に基づき、前記対象物までの距離を算出することを特徴とする距離測定方法である。

以上の発明によれば、バンドパスフィルタにパルス信号を通過させることで、検出信号をより低い周波数に変換できる。このため、パルス幅の短いパルス光を用いた場合でも相対的に低サンプリング周波数のＡ／Ｄコンバータを利用できる。更に、Ａ／Ｄコンバータに参照信号と測定信号が同時に入力されるので、時間差や別ハードウェアで処理した場合に問題となる処理時間の増大や演算誤差の増大が抑えられる。

請求項８に記載の発明は、予め定められた光路を伝搬した参照用のパルス光の検出信号が入力される第１の中心周波数を有する第１のバンドパスフィルタと、対象物に照射され、前記対象物から反射された測距用のパルス光の検出信号が入力される第１の中心周波数と異なる第２の中心周波数を有する第２のバンドパスフィルタと、前記第１のバンドパスフィルタに前記参照用のパルス光の検出信号が入力されることで得られる第１の信号と、前記第２のバンドパスフィルタに前記測距用のパルス光の検出信号が入力されることで得られる第２の信号とを混合し混合信号を得る混合回路と、前記混合信号の波形に基づき、前記対象物までの距離を算出する距離算出部とを備えることを特徴とする距離測定装置である。

請求項９に記載の発明は、請求項８に記載の発明において、前記距離算出部は、前記混合信号と、光路長が既知の参照用のパルス光の検出信号を前記第１のバンドパスフィルタと前記第２のバンドパスフィルタに同時に入力されることで得られる第１の信号と第２の信号を混合して得られる比較用混合信号との位相差から前記対象物までの前記距離を算出することを特徴とする。

本発明によれば、コストの増加を抑えつつ精度の高い測距技術が得られる。

実施形態のブロック図である。 実施形態のブロック図である。 実施形態における波形の関係を示す図である。 パルス波形をフーリエ展開し、複数のサイン波形に分解した状態を示す図である。 粗測定の原理を示す図である。

１．第１の実施形態
（構成）
図１には、位相差測定方式を用いて距離の測定を行う距離測定装置１が示されている。距離測定装置１は、三脚等の架台の上の載せることが可能な構造を有している。図１には、距離測定装置１のブロック図が示されている。図１には示されていないが、距離測定装置１は、電源、外部機器との通信を行うインターフェース、ユーザが各種の操作を行うためのインターフェース（操作パネルや表示装置）、その他既知の距離測定装置が備えているハードウェアおよびソフトウェアを備えている。

距離測定装置１は、発光部１００を備えている。発光部１００は、測定光および参照光となるパルス光を発光する光源１０１と、光源１０１を駆動する駆動部１０２を備えている。ここで、測定光は、距離の測定を行うために測定対象物に照射される光であり、参照光は、距離の算出のために、検出した測定光と比較される基準となる光である。

光源１０１としては、レーザダイオード等が用いられる。光源１０１が発光するパルス光のパルス幅は極力小さい（パルス幅が狭い）方が距離の測定精度を高くできる。使用するパルス幅としては、例えば１００ｐｓｅｃ〜１０００ｐｓｅｃ程度のものが採用される。勿論、他のパルス幅を採用することもできる。光源１０１が発光するパルス光の波長は、例えば６００〜１０００ｎｍ程度のものが選択されるが、他の波長を用いることも可能である。駆動部１０２は、後述する信号処理部２００の制御部２１４からの制御信号に基づき、光源１０１の発光を制御する駆動信号を光源１０１に出力する。光源１０１は、駆動部１０２に駆動されて１ＭＨｚの繰り返し周波数でパルス光を発光する。光源１０１の発光繰り返し周波数としては、数百ｋＨｚ〜数ＭＨｚが選択可能であるが他の周波数を採用することも可能であり、測定したい距離に応じて決定することができる。

光源１０２から発光されたパルス光は、レンズ１０３を通り、ビームスプリッタ―１０４に入射する。ビームスプリッタ―１０４は、光源１０１からのパルス光の一部を透過し、他を入射方向と直交する方向に反射する。ビームスプリッタ１０４としては、偏光ビームスプリッタや無偏光ビームスプリッタが利用できる。

この例では、ビームスプリッタ１０４を透過したパルス光が測定パルス光となり、レンズ１０５を介して、外部光路の一部となる光ファイバ１０６に入射し、照射光学系１１６に送られる。ビームスプリッタ１０４で９０°方向に反射したパルス光は参照パルス光として内部光路１０７に導かれる。光ファイバ１０６に導かれた測定パルス光は、距離測定装置１から外部に測定光（測距光）を照射するための照射光学系１１６に導かれ、そこから測定対象物に照射される。照射光学系１１６は、受光光学系も兼ねている。照射光学系１１６の詳細は、既知の距離測定装置と同じである。

照射光学系１１６から出射し、距離の測定の対象となる測定対象物に当たり、そこで反射された測定パルス光は、受光光学系を兼ねる照射光学系１１６に戻り、そこで受光され、光ファイバ１０８に取り込まれる。光ファイバ１０８に取り込まれた測定パルス光（対象物で反射した測定パルス光）は、レンズ１０９を介してビームコンバイナ１１０に入射し、そこで内部光路１０７を進んできた参照パルス光と合成される。ビームコンバイナ１１０は、ビームスプリッタ１０４と同じものを光ビーム合成用に用いている。

なお、厳密にいうと、光路長（伝搬距離）に差があるので、参照パルス光がまずビームコンバイナ１１０に入射し、遅れて測定パルス光がビームコンバイナに入射する。レンズ１１１を通過した参照パルス光と測定パルス光は、受光部１１２に取り込まれる。参照パルス光と測定パルス光は、フォトダイオード等の受光素子１１３で受光され、そこでパルス状の検出信号に変換される。

受光素子１１３は、参照パルス光の検出信号と測定パルス光の検出信号を出力する。参照パルス光と測定パルス光の光路長には違いがあるいので、時間差をおいて、最初に参照パルス光の検出信号が受光素子１１３から出力され、その後に測定パルス光の検出信号が受光素子１１３から出力される。以下、参照パルス光に対応する検出信号を参照検出信号、測定パルス光に対応する検出信号を測定検出信号と称する。

受光素子１１３から出力された参照検出信号と測定検出信号は、アンプ１１４で増幅され、バッファアンプ１１５（図２参照）を介して信号処理を行うための回路である信号処理部２００に送られる。なお、参照光と測定光はパルス光であるので、(1)の部分（バッファアンプ１１５の出力部分）における参照検出信号と測定検出信号もパルス波形を有している。

図２には、信号処理部２００の概要が示されている。信号処理部２００は、ＲＦスイッチ２０１と２０２を備えている。ＲＦスイッチ２０１と２０２によって、参照検出信号がフィルタ１（２０３）に導かれ、測定検出信号がフィルタ２（２０４）に導かれる。内部光路の光路長は、既知であり、参照検出信号がＲＦスイッチ２０１に入力するタイミングは予め計算できる。そこで、参照検出信号がＲＦスイッチ２０１に入力するタイミングでＲＦスイッチ２０１をＯＮ、ＲＦスイッチ２０２をＯＦＦにし、その他の期間においてＲＦスイッチ２０２をＯＮ、ＲＦスイッチ２０１をＯＦＦにする。こうすることで、参照検出信号がフィルタ１（２０３）に導かれ、測定検出信号がフィルタ２（２０４）に導かれる。ＲＦスイッチ２０１と２０２の制御は、後述する制御部２１４によって行われる。

フィルタ１（２０３）とフィルタ２（２０４）は、ＳＡＷ(Surface Acoustic Wave)フィルタ（表面弾性波フィルタ）である。フィルタ１（２０３）は、中心周波数が４８０ＭＨｚ、通過帯域幅が±150kHz、減衰量が隣接する±1MHzの周波数で-20dB以上の特性である。フィルタ２（２０４）は、中心周波数が５００ＭＨｚ、通過帯域幅が±150kHz、減衰量が隣接する±1MHzの周波数で-20dB以上の特性である。フィルタ１（２０３）とフィルタ２（２０４）の中心周波数は、極力近い方が後の演算処理の誤差が小さくなるので好ましいが、クロストークの問題および使用するフィルタの肩特性に鑑みて決定される。

これらのフィルタはＱ値が非常に高いため、パルス波形は、連続波形に変換される。厳密には、フィルタ１（２０３）とフィルタ２（２０４）に入射したパルス波形は、当該フィルタを通過することで減衰振動波形になる。しかしながら、この例では光源１０１の発光繰り返し周波数は１ＭＨｚであり、時間軸上におけるパルスの間隔は、１μｓｅｃであり、１μｓｅｃ程度の期間では、上記の減衰振動波形は、減衰の程度が少なく、連続サイン波形として取り扱うことができる。フィルタの種類は、実用上問題とならない特性が得られるのであれば、他の形式のフィルタであってもよい。

フィルタ１（２０３）を通過した後の参照検出信号が第１の信号となり、フィルタ２（２０４）を通過した後の測定検出信号が第２の信号となる。フィルタ１（２０３）の出力は、バッファアンプ２０５を介して、足し算回路２０７に入力される。また、フィルタ２（２０４）の出力は、バッファアンプ２０６を介して、足し算回路２０７に入力される。足し算回路２０７において、中心周波数４８０ＭＨｚのフィルタ１（２０３）を通過した参照検出信号（第１の信号）と、中心周波数５００ＭＨｚのフィルタ２（２０４）を通過した測定検出信号（第２の信号）とが足し算される。図２には、足し算回路２０７が独立した回路として記載されているが、この例では専用の回路ではなく、後段のバッファアンプ２０８内のトランジスタの非線形性を利用して構成されている。足し算回路２０７は、トランジスタやダイオード等を用いた公知の周波数混合回路を利用することもできる。足し算回路２０７において、４８０ＭＨｚの参照検出信号と５００ＭＨｚの測定検出信号とがミックスされ、９８０ＭＨｚの１／２のビート信号（４９０ＭＨｚ）を加算信号として利用する。

加算信号は、数学的に以下のように説明される。まず、余弦波の足し算は公式からω＝2πf として、数１の展開式が得られる。

ここで差信号である2 cos((ω₁‐ω₂) / 2・t) はビート波形のエンベロープであり、和信号であるcos((ω₁+ω₂) / 2・t )はビート波形のキャリア信号に相当する。

足し算回路２０７によって得られた加算信号（４９０ＭＨｚの信号）は、バッファアンプ２０８を介して、Ａ／Ｄコンバータ２０９に入力される。図３には、図２の(1)〜(6)の部分における波形の関係が示されている。簡単に説明すると、(2)におけるパルス状の参照検出信号がフィルタ１（２０３）を通過することで、(4)の参照検出信号が得られる。また、(3)におけるパルス状の測定検出信号がフィルタ２（２０４）を通過することで、(5)の測定検出信号が得られる。そして、(4)の参照検出信号（４８０ＭＨｚ）と(5)の測定検出信号（５００ＭＨｚ）が加算されることで、(6)の加算信号（４９０ＭＨｚ）が得られる。

(6)の加算信号は、Ａ／Ｄコンバータ２０９でデジタル信号に変換される。この際、サンプリングの対象が４９０ＭＨｚの連続信号（図３の符号(6)の信号波形を参照）であるので、Ａ／Ｄコンバータとして、それ程高コストでないものを利用できる。

Ａ／Ｄコンバータ２０９でデジタル化された(6)の加算信号は、ＦＰＧＡ(field programmable gate array)２１０ で処理される。ＦＰＧＡ２１０を利用して、分離信号算出部２１１、変換処理部２１２、距離算出部２１３および制御部２１４が構成されている。これらの処理部の一または複数は、専用のハードウェア（回路）で構成することも可能である。また、汎用のＣＰＵを利用してソフトウェア的に構成することも可能である。なお、この例では、扱う信号の周波数が高いので、高い処理速度が得られるＦＰＧＡで上記の処理部を構成している。

分離信号算出部２１１は、ＦＦＴ解析の手法を用いて(6)（図３参照）の加算信号（４９０ＭＨｚ）から（４）の参照検出信号（４８０ＭＨｚ）と(5)の測定検出信号（５００ＭＨｚ）を分離する。この処理では、(6)の加算信号をフーリエ展開し、その中から４８０ＭＨｚの成分と５００ＭＨｚの成分を抜き出すデジタル処理が行なわれる。

変換処理部２１２は、測定検出信号（５００ＭＨｚ）の位相を参照検出信号の周波数である４８０ＭＨｚにおける位相に変換する。以下、この処理について説明する。周知のように、位相差測定方式を用いた距離の測定では、繰り返し波形となった参照信号（本実施形態の参照検出信号(4)）と同じく繰り返し波形となった測定信号（本実施形態の測定検出信号(5)）の位相の差から距離の算出を行う。これは、参照光と測定光の伝搬距離の差に起因して、参照信号と測定信号に位相差が生じることを利用している。

上記の位相の比較は、参照信号と測定信号の周波数が同じである必要がある。これは、遅延特性が周波数に依存するので、異なる周波数同士の位相を比較しても位相差が正確に距離に対応しないためである。

本実施形態では、意図的に４８０ＭＨｚと５００ＭＨｚに分けているので、参照検出信号(4)と測定検出信号(5)の位相を直接比較したのでは、距離が計算できない。そこで、変換処理部２１２において測定検出信号（５００ＭＨｚ）の位相を参照検出信号の周波数である４８０ＭＨｚにおける位相に変換する。なお、この変換を行っても精度が確保されるのは、以下の理由による。

図４の上段には、パルス波形が示され、下段には上段のパルス波形をフーリエ展開して多数のサイン波形に分解した状態が示されている。パルス波形をフーリエ展開し、複数のサイン波のスペクトルに分解した場合、各スペクトルの群遅延特性は一定である。

群遅延Ｔｇは、入力波形と出力波形の位相差φを角周波数ωで微分したものであり、Ｔｇ＝−ｄφ／ｄωで定義される。上記の場合、Ｔｇ＝一定ということは、位相差φはωに比例、すなわちフィルタ等を通過することで生じる位相差は周波数に比例するという関係となる。したがって、パルス波形をフーリエ展開し、複数のサイン波のスペクトルに分解した場合、一つのスペクトルにおける位相差が、他のスペクトルの周波数においてどのくらいの位相差となるのかを計算で求めることができる。

ところで、本実施形態では、パルス波をＢＰＦに通すことで、図３の(4)や(5)で示す連続波（正確には減衰振動波形）が生じる。これは、Ｑの大きいＢＰＦをパルス波が通過することで群遅延が発生し、ＢＰＦから振動波形が出力される現象として理解できる。この理解に基づくと、(4)や(5)に示す連続波の波と波の間隔、すなわち位相の関係は、フィルタを通過した際に生じる群遅延に起因する位相差に他ならない。

ここで、４８０ＭＨｚの参照検出信号と５００ＭＨｚの測定検出信号は、パルス波形をＢＰＦに通すことで得られたもので、それぞれは、上記のパルス波形をサイン波にスペクトル分解した場合の第１のスペクトル波形と第２のスペクトル波形と見ることができる。そして、上述したように、パルス波形をサイン波にスペクトル分解した場合における第１のスペクトル波形の位相と第２のスペクトル波形の位相は、周波数に比例する。

よって、４８０ＭＨｚの参照検出信号の位相φ_１を５００ＭＨｚにおける位相φ’_２に直すと、周波数が高くなる分、位相は大きくなる（波が変化するスピードが速くなる）。具体的には、φ’_２＝φ_１／（４８０ＭＨｚ／５００ＭＨｚ）（またはφ’_２＝（５００ＭＨｚ／４８０ＭＨｚ）×φ_１）となる。言い換えると、４８０ＭＨｚの参照検出信号の位相φ_１を５００ＭＨｚの周波数で捉えると、同じではなく、５００ＭＨｚでは、４８０ＭＨｚの場合よりも大きな値φ’_２＞φ_１となる。逆に、５００ＭＨｚの測定検出信号の位相φ_２を４８０ＭＨｚにおける位相φ’_１に直すと、周波数が低くなる分、位相は小さくなる（波の変化するスピードが遅くなる）。具体的には、φ’_１＝φ_２／（５００ＭＨｚ／４８０ＭＨｚ）（またはφ’_１＝（４８０ＭＨｚ／５００ＭＨｚ）×φ_２）となる。

一般化すると、以下のようになる。参照検出信号の周波数（４８０ＭＨｚ）をｆ１、その位相をφ１、測定検出信号の周波数（５００ＭＨｚ）をｆ２、その位相をφ２、ｍ＝ｆ２／ｆ１として、ｆ１における測定検出信号の位相φ１₄₈₀は、φ１₄₈₀＝（１／ｍ）×φ２で示される。逆に、ｆ２における参照検出信号の位相φ２₅₀₀は、φ２₅₀₀＝ｍ×φ１で示される。

例えば、測定検出信号（５００ＭＨｚ）の位相がφ_２＝１５degであるとする。この位相を参照検出信号の周波数４８０ＭＨｚにおける値に変換すると、φ１₄₈₀＝φ２／（５００ＭＨｚ／４８０ＭＨｚ）＝１５deg ／（５００／４８０）＝１４．３９９９９・・degとなる。こうして、参照検出信号（４８０ＭＨｚ）と測定検出信号（５００ＭＨｚ）の位相差を同じ条件で比較できるようになる。上記の一方の周波数における位相を他方の周波数の位相に変換する処理が変換処理部２１２において行われる。

上記の例は、参照検出信号側の４８０ＭＨｚで位相の比較を行う場合の例であるが、参照検出信号の位相を測定検出信号の周波数である５００ＭＨｚにおける値に変換してもよい。

距離算出部２１３は、同じ周波数で捉えた参照検出信号の位相と測定検出信号の位相とを比較し、距離測定装置１から測定光が当たった（測定光を反射した）対象物までの距離を算出する。また、距離算出部２１３は、図３に示す精密測定よりも精度が低い粗測定の処理を行う。粗測定は、コンパレータ２１５を用いて参照パルス光と測定パルス光の間隔を測定し、その間隔から対象物までの距離を算出する。

以下、粗測定について説明する。図５には、粗測定の原理が示されている。コンパレータ２１５は、基準電位と入力を比較し、アンプ１１５から出力されたパルス状の参照パルス光の検出信号が入力するとＨ、次に測定パルス光の検出信号が入力するとＬを出力する。この際のコンパレータ２１５の出力波形が図５の入力パルスである。この入力パルスが距離算出部２１３に入力される。

この例では、入力パルスがＨとなる期間に対して、カウント用クロックの間隔が十分に短くとれないので、以下の方法で精度を高める。なお、カウント用クロックの周波数を高くすれば、以下の工夫は必要ないが、現状の技術ではＡ／Ｄコンバータのクロック周波数には上限があり、また高いクロック周波数のものは、高コストで動作条件も厳しい（例えば、発熱が膨大である等）という問題がある。

この例では、カウントクロックに同期したＰＬＬ出力クロックを利用する。ここでは、ラッチ回路を利用してＰＬＬ出力クロックの位相を１／８の位相差でずらした波形を８個生成し、入力パルスの状態を８個のクロックで別々にサンプリングする。これによって、入力パルスがＨとなるタイミング、およびＬとなるタイミングを検出する。この方法によれば、単にカウント用クロックを用いたサンプリングに比較して入力パルスのＬ→Ｈのタイミング、Ｈ→Ｌのタイミングをより高い精度で検出できる（勿論、図３の処理に比較すれば大きな誤差がある）。この処理により、粗測定の精度を高め、図２のフィルタ１（２０３）およびフィルタ２（２０４）の中心周波数を極力高く設定できるようにしている。

実際の動作では、まず粗測定により大凡の距離の測定が行われ、ついで粗測定で測定された大凡の距離を初期値として、図３の精密測定が行われる。

制御部２１４は、発光部１００の発光タイミングの制御、その他距離測定装置１全体の動作を制御するマイコンとしての機能を有する。

以上述べたように、本実施形態では、参照パルス光の検出信号が入力されるフィルタ１（２０３）と、フィルタ１（２０３）と中心周波数が異なり、測定パルス光の検出信号が入力されるフィルタ２（２０４）と、２つのフィルタの出力を足し算する足し算回路２０７と、足し算回路２０７の出力信号が入力されるＡ／Ｄコンバータ２０９と、Ａ／Ｄコンバータ２０９の出力をＦＦＴ解析し、参照検出信号に対応する第１の分離信号と測定検出信号に対応する第２の分離信号を得る分離信号算出部２１１と、２つの分離信号の少なくとも一方の位相を特定の周波数における値に変換する変換処理部２１２と、特定の周波数における２つの分離信号の位相差に基づき、対象物までの距離を算出する距離算出部２１３を備える。

（優位性）
図３の（１）におけるref(内)が参照パルス光の検出タイミングであり、meas(外)が測定パルス光の検出タイミングである。２つのパルス光の検出のタイミングがずれているのは、２つのパルス光の伝搬距離（飛翔距離）に違いがあるからである。ここで、参照パルス光の伝搬距離は、内部光路長であるから既知である。よって、２つのパルス光の位相差（検出時間差）が判れば、光の速度は一定だから測定対象物までの距離を算出できる。

しかしながら、幅の短いパルス光を直接サンプリングするのはコスト的および技術的に困難である、そこで、本実施形態では、参照パルス光の検出パルス信号と測定パルス光の検出パルス信号をＱが高く、中心周波数が異なる２つのＢＰＦに通すことで、サンプリングが容易な周波数であり、また連続波として扱える図３の参照検出信号（４８０ＭＨｚ）と測定検出信号（５００ＭＨｚ）を得る。そして、時間差およびハードウェアの違いに起因する演算誤差を生じさせないために、参照検出信号と測定検出信号を足し算し、加算信号を得、それをＡ／Ｄコンバータでデジタル化する。この際、加算信号は、４９０ＭＨｚに変換されているので、サンプリングが容易であり、コスト的および技術的な困難は回避される。また、参照検出信号と測定検出信号が同時に処理されるので、時間差で処理した場合の問題が生じない。

そして、ＦＦＴ解析によって加算信号を４８０ＭＨｚの成分と５００ＭＨｚの成分に分離し、デジタル化された参照検出信号と測定検出信号を得る。ここで、参照検出信号と測定検出信号は周波数が異なるので、そのままの状態で位相差を比較しても正確な距離の算出が行なえない。

ここで、下記の事項に着目する。
（１）参照パルス光と測定パルス光は、一つのパルス光を分岐したものである。
（２）参照検出信号と測定検出信号がパルス波をＢＰＦに通すことで生じる連続波であり、参照検出信号と測定検出信号は、一つのパルス光をフーリエ展開することで得られるスペクトル成分の関係にある。
（３）パルス波形をフーリエ展開することで得られる複数の異なる周波数のサイン波形の群遅延は一定であり、ある周波数の波形の位相が判れば、その波形の他の周波数における位相を計算できる。

上記の事項から、参照検出信号と測定検出信号の位相を同じ周波数で比較するための変換を行い、その上で参照検出信号と測定検出信号の位相差を検出し、この位相差から対象物までの距離の算出を行う。

この技術によれば、
（Ａ）パルス波形を直接サンプリングする際に問題となるコスト的および技術的な困難
（Ｂ）時間差を置いて行う演算による誤差
（Ｃ）参照検出信号と測定検出信号を別のＡ／Ｄコンバータで処理する場合に生じる異なるＡ／Ｄコンバータ間の特性の差に起因する誤差
の発生が回避できる。
このため、測距信号と参照信号を同時に処理でき、また短いパルス幅にも対応できる技術が得られる。

（その他）
変換処理部２１２は、以下の処理も可能である。例えば、参照検出信号（４８０ＭＨｚ）の位相と測定検出信号（５００ＭＨｚ）の位相を４７０ＭＨｚにおける位相に変換し、その上で参照検出信号と測定検出信号の位相差を検出し、対象物までの距離を算出することも可能である。

また、参照検出信号（４８０ＭＨｚ）の位相と測定検出信号（５００ＭＨｚ）の位相を４９０ＭＨｚにおける位相に変換する方法、参照検出信号（４８０ＭＨｚ）の位相と測定検出信号（５００ＭＨｚ）の位相を５１０ＭＨｚにおける位相に変換する方法等も可能である。

参照検出信号と測定検出信号の周波数は、なるべく高い方が測距精度は高くなる。しかしながら、周波数が高くなると、その周波数を扱うデバイスの性能限界やコストが問題となる。よって、許容できる範囲で、参照検出信号と測定検出信号の周波数は高い方が好ましい。勿論、参照検出信号と測定検出信号の周波数を本実施形態よりも低くして、精度を犠牲にする代わりにコストを抑える構成も可能である。また、参照検出信号の周波数より測定検出信号の周波数を低くする構成も可能である。

参照検出信号と測定検出信号を加算した加算信号の代わりに、参照検出信号と測定検出信号の差の信号を利用することもできる。この場合、数１の差信号（2 cos((ω₁‐ω₂) / 2・t)）を (ω₁‐ω₂) / 2 の周波数を通すローパスフィルターを使って抜き出すことで差信号を得る。参照検出信号と測定検出信号を直接混合するのではなく、少なくとも一方を一旦他の周波数に変換した上で混合することも可能である。

２．第２の実施形態
第１の実施形態では、加算信号をＦＦＴ解析することで参照検出信号と測定検出信号に分離し、その上で参照検出信号と加算検出信号の位相差を検出することで対象物までの距離を算出している。この方法は、加算信号に基づき対象物までの距離の算出を行う方法の一つである。ところで、加算信号には、参照検出信号と測定検出信号の位相差に関する情報も含まれている。

例えば、第１の参照検出信号と第１の測定検出信号を加算した第１の加算信号と、第２の参照検出信号と第２の測定検出信号を加算した第２の加算信号を考える。この際、第１の参照検出信号と第１の測定検出信号の位相差と、第２の参照検出信号と第２の測定検出信号の位相差とが異なると、第１の加算信号と第２の加算信号の波形に違いが生じる。これは、数１からも明らかである。このことから、加算信号には、参照検出信号と測定検出信号の位相差に関する情報も含まれている。したがって、加算信号から参照検出信号と測定検出信号の位相差に関する情報を検出すること、あるいは加算信号から対象物までの距離を算出することが可能である。

以下、加算信号を参照検出信号と測定検出信号に分離せずに対象物までの距離を求める方法の一例を説明する。この場合、距離算出部２１４で以下の処理が行なわれる。まず、加算信号を得る点は、第１の実施形態の場合と同じである。この加算信号が、被測定用加算信号となる。被測定用加算信号を得たら、光源を再度発光させ、参照パルス光の検出信号（参照検出信号）を得る。そして、ＲＦスイッチ２１０と２０２を共にＯＮにして、この参照検出信号をフィルタ１（２０３）とフィルタ２（２０４）に通し、更にその出力を加算して基準加算信号を得る。この基準加算信号は、距離が既知である内部光路を通ったパルス光に基づくものとなる。

そして、上記の被測定用加算信号と基準加算信号を比較し、その位相差を求める。この位相差は、対象物までの距離と内部光路の距離の差に比例している。この比例関係は予め取得されており、この比例関係と上記の位相差とから対象までの距離を算出できる。

１…距離測定装置、１０３…レンズ、１０４…ビームスプリッタ、１０５…レンズ、１０６…光ファイバ、１０７…内部光路、１０８…光ファイバ、１０９…レンズ、１１０…ビームコンバイナ、１１１…レンズ、１１３…受光素子、１１４…アンプ、１１５…アンプ、２０１…ＲＦスイッチ、２０２…ＲＦスイッチ、２０３…フィルタ１（ＳＡＷフィルタ）、２０５…フィルタ２（ＳＡＷフィルタ）、２０５…アンプ、２０６…アンプ、２０７…足し算回路、２０９…Ａ／Ｄコンバータ。

Claims (9)

1. 予め定められた光路を伝搬した参照用のパルス光の検出信号が入力される第１の中心周波数を有する第１のバンドパスフィルタと、
   対象物に照射され、前記対象物から反射された測距用のパルス光の検出信号が入力される第１の中心周波数と異なる第２の中心周波数を有する第２のバンドパスフィルタと、
   前記第１のバンドパスフィルタに前記参照用のパルス光の検出信号が入力されることで得られる第１の信号と、前記第２のバンドパスフィルタに前記測距用のパルス光の検出信号が入力されることで得られる第２の信号とを混合し混合信号を得る混合回路と、
   前記混合信号が入力されるＡ／Ｄコンバータと、
   前記混合信号が入力された前記Ａ／Ｄコンバータの出力をＦＦＴ解析し、前記第１の信号に対応する第１の分離信号と前記第２の信号に対応する第２の分離信号を得る分離信号算出部と、
   前記第１の分離信号および前記第２の分離信号の少なくとも一方の位相を特定の周波数における値に変換する変換部と、
   前記特定の周波数における前記第１の分離信号と前記第２の分離信号の位相差に基づき、前記対象物までの距離を算出する距離算出部と
   を備えることを特徴とする距離測定装置。
2. 前記特定の周波数は、前記第１の中心周波数であり、
   前記変換部は、前記第２の分離信号の位相φ２を前記第１の中心周波数における位相φ１’に変換する処理を行い、
   前記距離算出部は、
   前記第１の分離信号と前記位相φ１’に変換された前記第２の分離信号の位相差に基づき前記対象物までの距離の算出を行うことを特徴とする請求項１に記載の距離測定装置。
3. 前記変換部は、
   前記第１の中心周波数をｆ１、前記第２の中心周波数をｆ２（ｆ２＞ｆ１）として、
   ｆ２／ｆ１＝ｍ、
   φ１’＝φ２／ｍ
   の処理を行うことを特徴とする請求項２に記載の距離測定装置。
4. 前記特定の周波数は、前記第２の中心周波数であり、
   前記変換部は、前記第１の分離信号の位相φ１を前記第２の中心周波数における位相φ２’に変換する処理を行い、
   前記距離算出部は、
   前記位相φ２’に変換された前記第１の分離信号と前記第２の分離信号の位相差に基づき前記対象物までの距離の算出を行うことを特徴とする請求項１に記載の距離測定装置。
5. 前記変換部は、
   前記第１の中心周波数をｆ１、前記第２の中心周波数をｆ２（ｆ２＞ｆ１）として、
   ｆ２／ｆ１＝ｍ、
   φ２’＝φ１×ｍ
   の処理を行うことを特徴とする請求項４に記載の距離測定装置。
6. 前記第１の分離信号の位相φ１と前記第２の分離信号の位相φ２を前記第１の中心周波数および前記第２の中心周波数とは異なる比較用周波数における位相に変換する処理を行う変換処理部を備え、
   前記距離算出部は、前記比較用周波数における第１の分離信号と前記第２の分離信号の位相差に基づき前記対象物までの距離の算出を行うことを特徴とする請求項１に記載の距離測定装置。
7. 予め定められた光路を伝搬した参照用のパルス光の検出信号を第１のバンドパスフィルタに通して第１の信号を得、
   対象物に照射され、前記対象物から反射された測距用のパルス光の検出信号を前記第１の中心周波数と異なる第２の中心周波数を有する第２のバンドパスフィルタに通して第２の信号を得、
   前記第１の信号と前記第２の信号とを混合し混合信号を得、
   前記混合信号をＡ／Ｄコンバータに入力し、
   前記混合信号が入力された前記Ａ／Ｄコンバータの出力をＦＦＴ解析し、前記第１の信号に対応する第１の分離信号と前記第２の信号に対応する第２の分離信号を得、
   前記第１の分離信号および前記第２の分離信号の少なくとも一方の位相を特定の周波数における値に変換し、
   前記特定の周波数における前記第１の分離信号と前記第２の分離信号の位相差に基づき、前記対象物までの距離を算出することを特徴とする距離測定方法。
8. 予め定められた光路を伝搬した参照用のパルス光の検出信号が入力される第１の中心周波数を有する第１のバンドパスフィルタと、
   対象物に照射され、前記対象物から反射された測距用のパルス光の検出信号が入力される第１の中心周波数と異なる第２の中心周波数を有する第２のバンドパスフィルタと、
   前記第１のバンドパスフィルタに前記参照用のパルス光の検出信号が入力されることで得られる第１の信号と、前記第２のバンドパスフィルタに前記測距用のパルス光の検出信号が入力されることで得られる第２の信号とを混合し混合信号を得る混合回路と、
   前記混合信号に基づき、前記対象物までの距離を算出する距離算出部と
   を備えることを特徴とする距離測定装置。
9. 前記距離算出部は、
   前記混合信号と、
   光路長が既知の参照用のパルス光の検出信号を前記第１のバンドパスフィルタと前記第２のバンドパスフィルタに同時に入力されることで得られる第１の信号と第２の信号を混合して得られる比較用混合信号と
   の位相差から前記対象物までの前記距離を算出することを特徴とする請求項８に記載の距離測定装置。
   
   

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