CN107026573B - 用于同步整流的自适应关断触发消隐 - Google Patents

用于同步整流的自适应关断触发消隐 Download PDF

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Abstract

本发明涉及用于同步整流的自适应关断触发消隐。本发明提供了一种开关转换器，所述开关转换器包括同步整流器和控制所述同步整流器导通的同步整流器驱动器。同步整流器驱动器响应于关断触发而关断同步整流器。同步整流器驱动器防止关断触发在基于同步整流器的导通时间自适应设置的关断触发消隐时间期间关断同步整流器。

Description

用于同步整流的自适应关断触发消隐
相关申请的交叉引用
本申请要求2016年2月2日提交的美国临时申请No.62/290,165的权益，该申请全文以引用方式并入本文。
技术领域
本发明整体涉及电子电路，更具体地但非排他性地涉及同步整流器。
背景技术
整流器二极管用于开关转换器，例如反激转换器。一般来讲，反激转换器是升降压转换器，其中输出电感器被分立，形成变压器。在反激转换器中，初级侧开关闭合时会使变压器的初级绕组连通到输入电压源。闭合初级侧开关会增加初级电流和磁通量，在变压器中存储能量，并且会在变压器的次级绕组上感生出电流。感生出的电流具有极性，会使二极管整流器反向偏置，阻止输出电容器充电。当初级侧开关断开时，初级电流和磁通量下降并且次级绕组上电流的极性会发生变化，从而正向偏置二极管整流器并允许输出电容器充电，产生DC输出电压。
许多反激转换器采用二极管整流器来产生DC输出电压。二极管整流器的导电损耗对总功率损耗具有显著影响，尤其是对于低压、大电流变换器应用。二极管整流器的导通损耗是正向压降和正向导电电流的乘积。使用作为同步整流器运行的金属氧化物半导体场效应二极管(MOSFET)来替换二极管整流器，可降低等效正向压降，从而可减少导通损耗。然而，与二极管整流器不同，同步整流器的导通必须由附加电路(例如同步整流器驱动器)主动控制。
发明内容
在一个实施方案中，开关转换器包括同步整流器和控制同步整流器导通的同步整流器驱动器。同步整流器驱动器响应于关断触发而关断同步整流器。同步整流器驱动器防止关断触发在基于同步整流器的导通时间自适应设置的关断触发消隐时间期间关断同步整流器。
本发明的这些及其他特征对于本领域的普通技术人员来说在阅读本公开的包括附图和权利要求书的整个内容后将是显而易见的。
附图说明
图1示出了可利用本发明实施方案的反激转换器的示意图。
图2和图3分别示出当使用固定关断触发消隐时间时，重负载条件下以及轻负载条件下同步整流器信号的波形。
图4和图5分别示出根据本发明实施方案在重负载条件下以及轻负载条件下同步整流器信号的波形。
图6示出了根据本发明实施方案的开关转换器的示意图。
图7示出了根据本发明实施方案的同步整流器驱动器的示意图。
图8示出了根据本发明实施方案的反激转换器的信号的波形。
图9示出了根据本发明实施方案的关断触发消隐电路的示意图。
图10示出了根据本发明实施方案的反激式变换器的示意图。
在不同附图中使用相同的参考标记表示相同或类似的部件。
具体实施方式
为了让读者能够全面了解本发明的实施方案，本公开提供了许多具体细节，如电路、部件和方法的实施例等。然而，本领域的普通技术人员将认识到，本发明可在没有这些具体细节中的一个或多个的情况下实施。在其他情况下，未示出或描述熟知的细节以免使本发明的方面模糊不清。
图1示出了可利用本发明实施方案的反激转换器的示意图。在图1的实施例中，反激转换器包括初级侧开关QPR、同步整流器QSR、变压器T1和输出电容器COUT。在一个实施方案中，初级侧开关QPR和同步整流器QSR中的每个包括MOSFET。
当初级侧开关QPR被接通时，变压器T1的初级绕组连接至输入电压源极VIN，从而使得电流IDS流过该初级侧开关QPR和该初级绕组。当初级侧开关QPR被关断时，存储于初级侧绕组中的能量被释放到变压器T1的次级绕组。次级绕组中的感应电流接通同步整流器QSR的体二极管并且电流ISR流经次级绕组以将输出电容器COUT充电。在体二极管开始导通时同步整流器QSR接通，从而通过提供与其体二极管并联的低阻抗电流路径来使得同步整流器QSR上的正向压降最小化。为了防止电流反相，同步整流器QSR在同步整流器电流ISR达到零之前关断。
图2和图3分别示出当使用固定关断触发消隐时间时，重负载条件下以及轻负载条件下同步整流器信号的波形。图2和图3示出同步整流器的漏极至源极电压VDS.SR(参见101)、流经同步整流器的同步整流器电流ISR(参见102)以及同步整流器的栅极至源极电压VGS.SR(参见103)的波形。图2和图3还示出了同步整流器的关断阈值VTH.OFF(参见104)以及接通阈值VTH.ON(参见105)。当同步整流器的漏极至源极电压VDS.SR降至低于接通阈值VTH.ON时(这是由同步整流器的体二极管的导通引起)，同步整流器QSR会接通。注意同步整流器的导通时间以体二极管导通开始，不一定是在通向同步整流器的栅极驱动信号生效时。
在一个实施方案中，关断同步整流器的关断触发为其漏极至源极电压VDS.SR变得大于关断阈值VTH.OFF。更具体地讲，在同步整流器电流ISR达到零时，同步整流器的漏极至源极电压VDS.SR上升到关断阈值VTH.OFF以上，由此关断同步整流器。在同步整流器关断之后，同步整流器电流ISR流经体二极管，并且体二极管在同步整流器电流ISR达到零时被反向偏置。
如图2所示，同步整流器的漏极至源极电压VDS.SR(参见101)在同步整流器接通之后严重振荡。由于该开关噪声，在同步整流器接通后有一段时期，漏极至源极电压VDS.SR可超出关断阈值VTH.OFF，由此使得同步整流器在其导通时间期间过早关断。为了防止这种情况发生，提供了关断触发消隐时间(参见106)，在该时间无论其漏极至源极电压VDS.SR的电平相对于关断阈值VTH.OFF如何，都不会关断同步整流器。也就是说，在关断触发消隐时间期间，关断触发被消隐，即被禁用。关断触发消隐时间表示同步整流器的最小导通时间，即接通时间。在图2的示例中，关断触发消隐时间(参见106)短于同步整流器的导通时间(参见107)。在典型的SR驱动器集成电路(IC)中，需要专用的针脚来编程关断触发消隐时间。
图3示出轻负载条件下图2的波形。一般来讲，选择最佳关断触发消隐时间相对较难。过长的关断触发消隐时间可导致同步整流器电流在轻负载条件下反向，以致在同步整流器导通时间相对于关断触发消隐时间较短时降低效率。在另一方面，过短的关断触发消隐时间无法在重负载条件下有效地消隐漏极至源极电压VDS.SR上的开关噪声。
一般来讲，在重负载条件下感应的开关噪声更多，在轻负载条件下感应的开关噪声更少。在一个实施方案中，为获得有效的关断触发消隐时间并避免和固定关断触发消隐时间相关的问题，同步整流器的关断触发消隐时间被调整以适应负载条件。关断触发消隐时间可在栅极驱动信号接通同步整流器时被引入。在关断触发消隐时间期间，用于关断同步整流器的关断触发被消隐，以防止关断触发过早地将同步整流器关断。
图4和图5分别示出根据本发明实施方案在重负载条件下以及轻负载条件下同步整流器信号的波形。在图4和图5的示例中，关断触发消隐时间(图4和图5，参见106)自适应地设置为等于上一开关周期中的同步整流器导通时间的一部分。更具体地讲，在一个实施方案中，图4和图5的波形分别地和图2和3的波形相同，不同之处在于，关断触发消隐时间自适应地设置为上一开关周期中同步整流器导通时间的50％。
图6示出了根据本发明实施方案的开关转换器电路的示意图。在图6的实施例中，开关转换器是反激转换器300，该反激转换器与图1的反激转换器相同，并添加了同步整流器(SR)驱动器200。图6的反激转换器300的其他部件如参考图1所述。
图7示出了根据本发明实施方案的SR驱动器200的示意图。在图7的示例中，SR驱动器200实施为集成电路，该集成电路具有用于连接至同步整流器QSR的漏极的DRAIN引脚、用于连接至同步整流器QSR的源极的SOURCE引脚、用于连接至接地参考的GND引脚、用于连接至同步整流器QSR的栅极的GATE引脚、用于接收电源电压的VDD引脚以及用于接收输入电压源的VIN引脚。在图7的示例中，SR驱动器200包括绿色电路205，用于在同步整流器导通时间(这可通过SR_COND信号检测)短于预定阈值时，通过关闭通向同步整流器QSR的栅极驱动信号来最小化待机功耗。
图8示出了根据本发明实施方案的反激转换器300的信号的波形。参考图6和图7，图8示出了以下信号的波形：通过设置/重置锁存器203输出的SR_COND信号(参见161)、由放大器206输出的ARM信号(参见162)、接通触发消隐电路201输出的TURN_ON_ALLOW信号(参见163)(例如1μs的固定消隐时间)、与门210输出的TURN_ON_TRG信号(参见164)、关断触发消隐电路204输出的TURN_OFF_ALLOW信号(参见165)、与门212输出的TURN_OFF_TRG信号(参见166)以及同步整流器QSR的GATE针脚上的栅极驱动信号(参见167)。在图8的示例中，将关断触发消隐时间(由TURN_OFF_ALLOW信号指示)自适应地选择为在上一开关周期检测到的同步整流器QSR导通时间的50％。有利地，因为关断触发消隐时间是自适应地选择，SR驱动器200的集成电路封装不需要专用的针脚用于编程关断触发消隐时间。
图8进一步示出了以下项的波形：流经初级侧开关QPR的电流IDS(参见151)、从DRAIN针脚到SOURCE针脚的电压(参见152)、流经同步整流器QSR的同步整流器电流ISR(参见153)、相对于通向同步整流器QSR的栅极驱动信号(参见155)的通向初级侧开关QPR的栅极驱动信号(参见154)、以及同步整流器的漏极至源极电压VSR.DS(参见156)。要注意由于在同步整流器QSR漏极上的杂散电感，从SR驱动器200的DRAIN针脚到SOURCE针脚的电压并非完全等于同步整流器的漏极至源极电压VSR.DS。
在一个实施方案中，在栅极驱动信号(图8，参见167)生效以接通同步整流器QSR之后，引入关断触发消隐时间(图8，参见165)。这使得关断触发消隐时间延长自适应设置的时间段，防止同步整流器QSR被同步整流器QSR接通后出现的开关噪声关断。
参考图7，SR驱动器200从DRAIN和SOURCE针脚检测同步整流器QSR的漏极至源极电压。放大器211将同步整流器的漏极至源极电压VDS.SR和接通阈值VTH.ON比较以检测体二极管导通的开始。当放大器211检测到同步整流器QSR的体二极管开始导通时，放大器211通过与门210为触发器202输入时钟脉冲信号使栅极驱动信号在GATE针脚处生效，并由此接通同步整流器QSR。这有利地通过经由同步整流器QSR的沟道而非体二极管进行导电来使得功率损耗最小化。放大器206将同步整流器QSR的漏极至源极电压VDS.SR和高阈值VTH.HGH比较以检测体二极管导通的结束。当放大器206检测到体二极管导通的结束时，放大器206重置设置/重置锁存器203以使SR_COND信号失效。
仍然参考图7，SR_COND信号通过设置/重置锁存器203输出。SR_COND信号由关断触发消隐电路204接收以生成关断触发消隐信号，该信号禁用与门212以防止重置通向同步整流器QSR的栅极驱动信号。更具体地讲，在图7的示例中，关断触发为当通过DRAIN针脚和SOURCE针脚检测到的同步整流器QSR的漏极至源极电压VDS.SR超出关断阈值VTH.OFF时。当同步整流器QSR的漏极至源极电压VDS.SR上升到关断阈值VTH.OFF以上时，放大器209会生成清除触发器202的输出信号，以在GATE针脚处使栅极驱动信号失效，并由此关断同步整流器QSR。关断触发消隐电路204输出关断触发消隐信号而选通(即启用/禁用)与门212，以防止关断触发在关断触发消隐时间期间关断同步整流器QSR。在一个实施方案中，关断触发消隐电路204在同步整流器导通时间期间通过将定时电容器充电来生成关断触发消隐信号。定时电容器的峰值被采样和保持。采样的信号的一半可与定时电容器电压比较以生成关断触发消隐信号。
图9示出了根据本发明实施方案的关断触发消隐电路204的示意图。在图9的实施例中，SR_COND信号被延迟电路U2(例如，30ns延迟)和延迟电路U3(例如，20ns延迟)延迟，确保合适的采样和保持。定时电容器C4由电流源I2根据SR_COND信号充电。定时电容器C4的峰值电压与各个开关周期的同步整流器导通时间成比例。定时电容器C4的电压峰值被采样并存储在电容器C2中。然后，在下一个开关周期中，电容器C2的电压的一半，与定时电容器C4的电压进行比较，生成TURN_OFF_ALLOW信号。TURN_OFF_ALLOW信号上升沿从SR_COND信号上升沿延迟了前一个开关周期的同步整流器导通时间的一半。TURN_OFF_ALLOW信号，即关断触发消隐信号由栅极U5输出。
图10示出了根据本发明实施方案的反激转换器300A的示意图。反激转换器300A是图6的反激转换器300的具体实施方案。反激转换器300A包括之前所述的组件，即变压器T1、初级侧开关QPR、同步整流器QSR以及SR驱动器200。反激转换器300A接收、筛选和整流AC输入，以在变压器T1的初级绕组两端生成输入电压。在图10的示例中，反激转换器300A包括控制器IC 301，用于通过例如在变压器T1的初级侧上进行脉冲宽度调制(PWM)来控制初级侧开关QPR的开关操作。SR驱动器200控制次级侧上同步整流器QSR的导通。
在一个实施方案中，SR驱动器200的集成电路封装包括多个针脚。SR驱动器200的集成电路封装包括连接至同步整流器QSR的漏极的DRAIN针脚、连接至同步整流器QSR源极的SOURCE针脚以及连接至同步整流器QSR的栅极的GATE针脚。在图10的示例中，DRAIN针脚通过外部电阻器REXT连接至同步整流器QSR的漏极。借助自适应关断触发消隐，SR驱动器200的集成电路封装没有专用的针脚用于编程关断触发消隐时间。
因此本公开除了随附的权利要求外，还包括至少以下额外的权利要求：
1.一种开关转换器电路，包括：
变压器；
连接至变压器的次级绕组的同步整流器；以及
集成电路(IC)封装中的同步整流器(SR)驱动器，所述IC封装包括连接至所述同步整流器的漏极的DRAIN针脚、连接至所述同步整流器的源极的SOURCE针脚以及连接至所述同步整流器的栅极的GATE针脚，所述SR驱动器被配置为响应于关断触发而关断所述同步整流器，以防止所述关断触发在关断触发消隐时间期间关断所述同步整流器，并自适应地基于所述同步整流器的导通时间设置所述关断触发消隐时间。
2.根据权利要求1所述的开关转换器电路，其中所述同步整流器驱动器被配置为将关断触发消隐时间设置为所述同步整流器的所述导通时间的50％。
3.根据权利要求1所述的开关转换器电路，其中所述开关转换器包括反激转换器。
4.根据权利要求1所述的开关转换器电路，还包括初级侧开关，所述初级侧开关连接至变压器的初级绕组。
5.根据权利要求1所述的开关转换器电路，其中所述关断触发是放大器的输出信号，所述输出信号指示所述同步整流器的漏极至源极电压超出关断阈值。
6.根据权利要求5所述的开关转换器电路，其中所述同步整流器驱动器包括关断触发消隐电路，所述关断触发消隐电路生成关断触发消隐信号，所述关断触发消隐信号在所述关断触发消隐时间期间将所述放大器的所述输出信号消隐。
7.根据权利要求6所述的开关转换器电路，其中所述放大器的所述输出信号为通向与门的输入，并且所述关断触发消隐信号为通向所述与门的另一个输入。
8.根据权利要求6所述的开关转换器，其中所述关断触发消隐电路包括：
第一电容器，所述第一电容器在第一开关周期中在所述同步整流器的所述导通时间期间被充电；
第二电容器，所述第二电容器在所述第一开关周期中存储在所述第一电容器中存储的电荷的峰值；以及
比较器电路，所述比较器电路在所述第一开关周期之后的第二开关周期中，将存储在所述第二电容器中的电荷的一半与存储在所述第一电容器中的电荷进行比较。
9.一种控制同步整流器的方法，所述方法包括：
在第一开关周期中接通同步整流器；
在所述第一开关周期中关断所述同步整流器；
在所述第一开关周期之后的第二开关周期中接通所述同步整流器；以及
在所述第二开关周期中，防止所述同步整流器在消隐时间被关断，所述消隐时间自适应地基于所述同步整流器在所述第一开关周期中的导通时间而设置。
10.根据权利要求9所述的方法，其中所述消隐时间自适应地设定为所述同步整流器在所述第一开关周期中的所述导通时间的50％。
11.根据权利要求9所述的方法，还包括：
在所述第一开关周期中在所述同步整流器的导通期间将第一电容器充电；
在所述第一开关周期中在第二电容器中存储所述第一电容器的峰值电荷；以及
将所述第一开关周期中存储在所述第二电容器中的电荷与在所述第二开关周期中存储在所述第一电容器中的电荷进行比较，以设置所述消隐时间。
12.根据权利要求11所述的方法，其中在所述第一开关周期中，当所述同步整流器的所述漏极至源极电压增大至关断阈值以上时，所述同步整流器被关断。
13.根据权利要求12所述的方法，还包括：
在所述第二开关周期中，在所述消隐时间到期后，关断所述同步整流器。
已经公开带自适应关断触发消隐的开关转换器的电路和方法。虽然已经提供了本发明的具体实施方案，但是应当理解，这些实施方案只是出于举例说明的目的而非进行限制。许多另外的实施方案对于本领域的普通技术人员来说在阅读本公开内容后将是显而易见的。

Claims (7)

1.一种同步整流器SR驱动器，包括：
被配置为连接至同步整流器的漏极的第一节点、被配置为连接至所述同步整流器的源极的第二节点、以及被配置为连接至所述同步整流器的栅极的第三节点；
第一电路，所述第一电路被配置为基于所述同步整流器的漏极至源极电压的电平关断所述同步整流器；以及
第二电路，所述第二电路被配置为防止所述第一电路在关断触发消隐时间期间关断所述同步整流器，所述关断触发消隐时间具有基于所述同步整流器的导通时间的持续时间。
2.根据权利要求1所述的同步整流器SR驱动器，其中所述第二电路被配置为自适应设置所述关断触发消隐时间的所述持续时间为所述同步整流器的所述导通时间的50％。
3.根据权利要求1所述的同步整流器SR驱动器，其中所述同步整流器SR驱动器的所述第一节点、所述第二节点、所述第三节点为所述同步整流器SR驱动器的集成电路封装的针脚。
4.根据权利要求1所述的同步整流器SR驱动器，其中所述第一电路包括：
放大器，所述放大器被配置为基于所述同步整流器的所述漏极至源极电压与关断阈值的比较而生成关断触发信号。
5.根据权利要求4所述的同步整流器SR驱动器，其中所述第二电路包括：
生成关断触发消隐信号的关断触发消隐电路，所述关断触发消隐信号在所述关断触发消隐时间期间禁用所述关断触发信号。
6.根据权利要求5所述的同步整流器SR驱动器，其中所述关断触发消隐电路包括：
第一电容器，所述第一电容器在第一开关周期中在所述同步整流器的所述导通时间期间被充电；
第二电容器，所述第二电容器在所述第一开关周期中存储所述第一电容器中的峰值电荷；以及
比较器电路，所述比较器电路将存储在所述第二电容器中的所述第一电容器的峰值电荷与在所述第一开关周期后的第二开关周期中所述第一电容器的采样电荷进行比较。
7.根据权利要求6所述的同步整流器SR驱动器，其中所述比较器电路在所述第二开关周期中将所述第一电容器的所述采样电荷与所述第一电容器的所述峰值电荷的一半进行比较。
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