CN106981984B - 同步降压型电源变换器的电源充电电路 - Google Patents

同步降压型电源变换器的电源充电电路 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种同步降压型电源变换器的电源充电电路，其包括误差放大器、调整管和动态偏置模块，电源变换器包括一上管驱动电路的电源VBOOST，该误差放大器用于在输入的下管驱动电路的电源VDD‑R低于或高于参考电压VREF时，产生一误差电压调整该调整管以产生一与该参考电压VREF相近的电源为该电源VBOOST充电；该误差放大器还用于基于该电源VDD‑R产生一第一电流，基于该参考电压VREF产生一第二电流，并将该第一电流和该第二电流传输至该动态偏置模块；该动态偏置模块用于根据接收到的该第二电流和该第一电流的电流差值动态放大该误差放大器的偏置电流，增进了电源VDD‑R给电源VBOOST充电的能力。

Description

同步降压型电源变换器的电源充电电路
技术领域
本发明涉及一种大占空比、大负载电流的同步降压型电源变换器，特别涉及一种同步降压型电源变换器的电源充电电路。
背景技术
图1显示了基于自举方案的同步降压型电源变换器的系统结构，其中自举是为了产生比输入电压VIN更高的电压以驱动上管。当上管开启的时候，上管驱动电路的电源VBOOST被自举到比输入电压VIN更高的电压以驱动上管；当上管关闭、并下管开启时，通常采用图2所显示的电路给上管驱动电路的电源VBOOST充电。图2所示电路包括一个误差放大器Error Amplifier，一个流经大电流的调整管Mpass。该误差放大器用于比较参考电压VREF和内部下管驱动电路的电源VDD-R的误差电压，当参考电压VREF低于或者高于内部下管驱动电路的电源VDD-R时，该误差电压调整调整管Mpass的栅极上的寄生电容充电或者放电，从而关闭或者开启电源VIN对内部下管驱动电路的电源VDD-R的充电通道，进而产生一个与参考电压VREF相近的电源给上管驱动电路的电源VBOOST充电。
现有技术存在的问题在于，图2中偏置电流IB不可避免的决定了调整管Mpass的栅极上的寄生电容充电或者放电的速度，进而对于下管驱动电路的电源VDD-R的瞬态响应起决定性作用，而如果加大偏置电流IB，功耗也会相应的增加，进而影响空载时的效率；同时，因为同步降压型电源变换器中下管开启时间有限，同时下管驱动电源VDD-R在下管开启之后也有恢复时间，这意味着给上管驱动电路的电源VBOOST充电的时间更加有限。上管驱动电路的电源VBOOST在大占空比、大负载电流的同步降压型电源变换器中消耗过大，图2所示的电源充电电路的现有技术在实现大占空比、大负载电流的同步降压型电源变换器上有困难。
发明内容
本发明要解决的技术问题是为了克服现有技术中的电源充电电路给上管驱动电路的电源VBOOST充电的时间很有限导致实现大占空比、大负载电流的同步降压型电源变换器上有困难的缺陷，提供一种新的电源充电电路，能够实现大占空比、大负载电流的同步降压型电源变换器。
本发明是通过下述技术方案来解决上述技术问题的：
本发明提供一种同步降压型电源变换器的电源充电电路，该同步降压型电源变换器包括一上管驱动电路的电源VBOOST，该电源充电电路包括一误差放大器和一调整管，该误差放大器用于在输入的下管驱动电路的电源VDD-R低于或高于参考电压VREF时，产生一误差电压调整该调整管以使该电源VDD-R的数值接近该参考电压VREF的数值并该电源VDD-R为该电源VBOOST充电，其特点在于，该电源充电电路还包括一动态偏置模块；
该误差放大器还用于基于该电源VDD-R产生一第一电流，基于该参考电压VREF产生一第二电流，并将该第一电流和该第二电流传输至该动态偏置模块；
该动态偏置模块用于根据接收到的该第二电流和该第一电流的电流差值动态放大该误差放大器的偏置电流。
较佳地，该动态偏置模块包括一第一晶体管、一第二晶体管、一第三晶体管和一第四晶体管，该第一晶体管和该第二晶体管构成一电流镜，该第三晶体管和该第四晶体管构成一电流镜，该第一晶体管的漏极接收该第一电流，该第二晶体管的漏极接收该第二电流、且与该第三晶体管的漏极电连接，该第四晶体管的漏极与该偏置电流所在线路电连接。
较佳地，该误差放大器包括一由该电源VDD-R和该参考电压VREF驱动的差分对管、一第五晶体管、一第六晶体管、一第七晶体管、一第八晶体管、一第九晶体管、一第十晶体管、一第十一晶体管和一第十二晶体管，该第五晶体管和该第六晶体管构成一电流镜，该第六晶体管和该第七晶体管构成一电流镜，该第八晶体管和该第九晶体管构成一电流镜，该第九晶体管和该第十晶体管构成一电流镜，该第十一晶体管和该第十二晶体管构成一电流镜，该第五晶体管输出该第一电流，该第九晶体管输出该第二电流。
较佳地，该电源充电电路还包括一第一电流放大器、一第二电流放大器、一第二调整管、一第一电流镜、一第二电流镜和一第三电流镜；
当下管开启、且该电源VDD-R低于该参考电压VREF时，该第一电流放大器用于接收一控制信号使能，产生远大于该偏置电流的第一电流并将该第一电流传输至该第一电流镜，该第一电流镜将该第一电流传输至该第二调整管以使该第二调整管放电，进而开启输入电压VIN对该电源VDD-R充电；
在该电源VDD-R高于该参考电压VREF时，该第二电流放大器用于接收一延迟信号使能，产生远大于该偏置电流的第二电流并使该第二电流依次流经该第二电流镜和该第三电流镜以使该第二调整管充电，进而关闭该输入电压VIN对该电源VDD-R充电。
在符合本领域常识的基础上，上述各优选条件，可任意组合，即得本发明各较佳实例。
本发明的积极进步效果在于：
本发明不增加静态功耗而使电源VDD-R恢复速度更快，增加给电源VBOOST充电的时间；而且，电源VDD-R还有一个明显的鼓包以给电源VBOOST充电，进一步增进了电源VDD-R给上管驱动电路的电源VBOOST充电的能力，从而实现大占空比、大负载电流的同步降压型电源变换器的电源解决方案。
附图说明
图1为现有技术中基于自举方案的同步降压型电源变换器的电路图。
图2为现有技术中电源充电电路的电路图。
图3为本发明实施例1的电源充电电路的电路图。
图4为本发明实施例2的电源充电电路的部分电路图。
图5为现有技术与实施例2中电源VDD-R为上管驱动电路的电源VBOOST充电能力的示意图。
具体实施方式
下面通过实施例的方式进一步说明本发明，但并不因此将本发明限制在所述的实施例范围之中。
实施例1
如图3所示，本实施例提供一种同步降压型电源变换器的电源充电电路，该同步降压型电源变换器包括一上管驱动电路的电源VBOOST，该电源充电电路包括一误差放大器和一调整管Mpass，该误差放大器用于在输入的下管驱动电路的电源VDD-R低于或高于参考电压VREF时，产生一误差电压调整该调整管以使该电源VDD-R的数值接近该参考电压VREF的数值并该电源VDD-R为该电源VBOOST充电，此外，该电源充电电路还包括一动态偏置模块(Dynamic Bias)。
该误差放大器还用于基于该电源VDD-R产生一第一电流，基于该参考电压VREF产生一第二电流，并将该第一电流和该第二电流传输至该动态偏置模块；
该动态偏置模块用于根据接收到的该第二电流和该第一电流的电流差值动态放大该误差放大器的偏置电流。
其中，见图3，该动态偏置模块包括一第一晶体管、一第二晶体管、一第三晶体管和一第四晶体管(图3的动态偏置模块中从左至右依次分布)，该第一晶体管和该第二晶体管构成一电流镜，该第三晶体管和该第四晶体管构成一电流镜，该第一晶体管的漏极接收该第一电流，该第二晶体管的漏极接收该第二电流、且与该第三晶体管的漏极电连接，该第四晶体管的漏极与该偏置电流所在线路电连接。
继续参见图3，该误差放大器包括一由该电源VDD-R和该参考电压VREF驱动的差分对管、一第五晶体管、一第六晶体管、一第七晶体管、一第八晶体管、一第九晶体管、一第十晶体管(图3中最上面从左至右依次分布)、一第十一晶体管和一第十二晶体管(图3中右下角分布的两个晶体管)，该第五晶体管和该第六晶体管构成一电流镜，该第六晶体管和该第七晶体管构成一电流镜，该第八晶体管和该第九晶体管构成一电流镜，该第九晶体管和该第十晶体管构成一电流镜，该第十一晶体管和该第十二晶体管构成一电流镜，该第五晶体管输出该第一电流，该第九晶体管输出该第二电流。
图3所示电路的工作原理为：
该第一电流I1和该第二电流I2分别表示流经电流VDD-R、参考电压VREF驱动的差分对管的电流。该两路电流I1、I2分别经过电流镜进入图3所示动态偏置模块，进而产生第二电流I2相对第一电流I1的电流差值Idiff如图中所示。当电源VDD-R低于参考电压VREF时，第二电流I2大于第一电流I1，两者之间的电流差Idiff经由电流镜动态加大误差放大器的偏置IB电流，这样就增进了电源VDD-R的瞬态恢复速度。
实施例2
图3所示电路同图4所示电路结合进一步增进了电源VDD-R给上管驱动电路的电源VBOOST充电的能力。
图4显示了一个有着推挽能力的VDD-R控制电路，该电路包括两个偏置电流受到控制的第一电流放大器GML和第二电流放大器GMH、一个流经大电流的第二调整管Mpass以及3个电流镜(分别为一第一电流镜、一第二电流镜和一第三电流镜)。其中，该第一电流镜、该第二电流镜和该第三电流镜分别为晶体管M1和M2、晶体管M3和M4、晶体管M5和M6。
当下管开启、且该电源VDD-R低于该参考电压VREF时，该第一电流放大器用于接收一控制信号使能，产生远大于该偏置电流的第一电流并将该第一电流传输至该第一电流镜，该第一电流镜将该第一电流传输至该第二调整管以使该第二调整管放电，进而开启输入电压VIN对该电源VDD-R充电；
在该电源VDD-R高于该参考电压VREF时，该第二电流放大器用于接收一延迟信号使能，产生远大于该偏置电流的第二电流并使该第二电流依次流经该第二电流镜和该第三电流镜以使该第二调整管充电，进而关闭该输入电压VIN对该电源VDD-R充电。
图4所示电路的工作原理为：
信号Vctl是跟下管开启相关的控制信号，信号Vctl-D是信号Vctl的延迟信号，延迟通常在10～20纳秒。信号Vctl、Vctl-D分别是第一电流比较器GML和第二电流比较器GMH偏置电流的使能信号。当下管开启，电源VDD-R因为下管开启消耗了大量电能进而低于参考电压VREF时，第一电流比较器GML产生比偏置电流IB大的多的电流(即第一电流)流经电流镜M1和M2，进而对第二调整管Mpass的栅极的寄生电容放电将第二调整管Mpass的栅下拉，开启输入电压VIN对电源VDD-R的充电通道，形成电源VDD-R的第二条恢复通道。当电源VDD-R高于参考电压VREF时，第二电流比较器GMH产生比偏置电流IB大的多的电流(即第二电流)流经电流镜M3和M4、M5和M6，进而对第二调整管Mpass的栅极的寄生电容充电，将第二调整管Mpass的栅上拉，关闭输入电压VIN对电源VDD-R的充电通道。
如前所述，信号Vctl-D是信号Vctl的延迟信号，延迟通常在10～20纳秒，目的在于让第二电流放大器GMH延迟一段时间工作，这样可以让电源VDD-R超越参考电压VREF一段时间，增强电源VDD-R给上管驱动电路的电源VBOOST的充电能力。图5显示现有技术与本发明电源VDD-R给上管驱动电路的电源VBOOST的充电能力的不同，其中虚线代表VBOOST的变化，实线代表VDD-R的变化。
本发明除了不增加静态功耗而使电源VDD-R恢复速度更快外，电源VDD-R还有一个明显的鼓包以给电源VBOOST充电，从而实现大占空比,大负载电流的同步降压型电源变换器的电源解决方案。
虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是本领域的技术人员应当理解，这些仅是举例说明，本发明的保护范围是由所附权利要求书限定的。本领域的技术人员在不背离本发明的原理和实质的前提下，可以对这些实施方式做出多种变更或修改，但这些变更和修改均落入本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种同步降压型电源变换器的电源充电电路，该同步降压型电源变换器包括一上管驱动电路的电源VBOOST，该电源充电电路包括一误差放大器和一调整管，该误差放大器用于在输入的下管驱动电路的电源VDD-R低于或高于参考电压VREF时，产生一误差电压调整该调整管以使该电源VDD-R的数值接近该参考电压VREF的数值并使该电源VDD-R为该电源VBOOST充电，其特征在于，该电源充电电路还包括一动态偏置模块；
该误差放大器还用于基于该电源VDD-R产生一第一电流，基于该参考电压VREF产生一第二电流，并将该第一电流和该第二电流传输至该动态偏置模块；
该动态偏置模块用于根据接收到的该第二电流和该第一电流的电流差值动态放大该误差放大器的偏置电流。
2.如权利要求1所述的电源充电电路，其特征在于，该动态偏置模块包括一第一晶体管、一第二晶体管、一第三晶体管和一第四晶体管，该第一晶体管和该第二晶体管构成一电流镜，该第三晶体管和该第四晶体管构成一电流镜，该第一晶体管的漏极接收该第一电流，该第二晶体管的漏极接收该第二电流、且与该第三晶体管的漏极电连接，该第四晶体管的漏极与该偏置电流所在线路电连接。
3.如权利要求1所述的电源充电电路，其特征在于，该误差放大器包括一由该电源VDD-R和该参考电压VREF驱动的差分对管、一第五晶体管、一第六晶体管、一第七晶体管、一第八晶体管、一第九晶体管、一第十晶体管、一第十一晶体管和一第十二晶体管，该第五晶体管和该第六晶体管构成一电流镜，该第六晶体管和该第七晶体管构成一电流镜，该第八晶体管和该第九晶体管构成一电流镜，该第九晶体管和该第十晶体管构成一电流镜，该第十一晶体管和该第十二晶体管构成一电流镜，该第五晶体管输出该第一电流，该第九晶体管输出该第二电流。
4.如权利要求1所述的电源充电电路，其特征在于，该电源充电电路还包括一第一电流放大器、一第二电流放大器、一第二调整管、一第一电流镜、一第二电流镜和一第三电流镜；
当下管开启、且该电源VDD-R低于该参考电压VREF时，该第一电流放大器用于接收一控制信号使能，产生远大于该偏置电流的第一电流并将该第一电流传输至该第一电流镜，该第一电流镜将该第一电流传输至该第二调整管以使该第二调整管放电，进而开启输入电压VIN对该电源VDD-R充电；
在该电源VDD-R高于该参考电压VREF时，该第二电流放大器用于接收一延迟信号使能，产生远大于该偏置电流的第二电流并使该第二电流依次流经该第二电流镜和该第三电流镜以使该第二调整管充电，进而关闭该输入电压VIN对该电源VDD-R充电。
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