CN106953507A - 一种降压变换器同步整流驱动电路与控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种降压变换器的同步整流驱动电路及控制方法，该降压式变换器的同步整流驱动电路包括控制电路、驱动电路以及同步整流控制信号调节电路，该控制电路用于输出互补型驱动信号，该驱动电路用于将驱动能力较弱的驱动信号转化为驱动能力较强的驱动脉冲，该同步整流控制信号调节电路可将同步整流驱动信号进行调节，使互补型驱动脉冲之间加入死区时间，同时限制最长的驱动脉冲时间，该方法可有效解决降压型变换器采用互补型驱动电路时由同步整流电路引起的电流倒灌损坏问题，提高电路整体设计的可靠性。

Description

一种降压变换器同步整流驱动电路与控制方法

技术领域

本发明涉及一种驱动电路与方法，特别涉及一种降压式变换器的同步整流驱动电路与控制方法。

背景技术

在非隔离式DC-DC降压变换器中，为了提高转换器的效率，通常采用同步整流管代替单向二极管。在电流经过同步整流管流向输出端时，同步整流管的导通能够代替单向二极管，消除单向二极管压降，起到同步整流的作用，但电流也能够经同步整流管从输出端反向流回变换器，即同步整流的降压变换器具有电流输出和电流消耗两种能力。

如图1所示为传统非隔离式DC-DC降压变换器，通常由输入端电容1、功率开关管2、储能电感3、续流二极管4及输出端电容5组成，这些器件以如图1所示的连接方式连接在输入电压Vin与输出电压Vo之间。功率开关管2为典型的电子开关，比如为一个MOSFET，该功率开关管受控于一个控制电路，比如为一个响应于输出电压Vo的PWM控制器(图中未给出)。当功率开关管2导通时，输出端电容5由输入电压Vin通过功率开关管2及储能电感3进行充电，得到低于输入电压Vin的输出电压Vo，当功率开关管2截止时，流经储能电感3的电流通过续流二极管4得以维持。

在储能电感3释放能量的过程中，由于续流二极管4存在二极管压降，为减小其损耗，通常采用功率MOS管代替二极管，在图1中如MOS管6所示，通常定义为同步整流管，其两端连接方式如图中虚线所示。在同步整流管6工作时，降低了续流二极管4两端的压降。与采用续流二极管4所不同的是，采用同步整流管6允许电流双向流动，即电流既可以从位置8流向位置7，又可以从位置7流向位置8，所以电路不允许功率开关管2与同步整流管6同时导通，这样会造成输入端对地短路。为了防止因功率开关管2与同步整流管6共通导致输入端Vin对地GND短路，同步整流管6通常采用与功率开关管2控制信号互补的控制信号进行驱动。

采用互补型驱动控制的DC-DC降压变换器中，通常在控制电路启动时，功率开关管2驱动信号占空比从小增大，由于同步整流管6驱动电平与功率开关管驱动信号互补，在电路启动时同步整流管6的驱动信号会表现为持续较长时间的高电平。

如图2所示为某一常用驱动芯片在电路启动时，同步整流管6的驱动信号波形，在持续长达数百毫秒时间内，驱动信号保持为持续的高电平，当应用在给电池等储能设备供电场合中时，输出储能设备中的电压会经同步整流管6反向给储能电感3充电，由于持续时间长，持续增大的电流会烧坏同步整流管6，或者在同步整流管6关断时，储能电感的电流会经功率开关管2反向流回至输入端Vin中，过大的电流会导致功率开关管2损坏。

当采用互补型驱动的具有同步整流功能的非隔离式DC-DC降压变换器应用在给电池、电容等储能设备充电场合，或在输出端电容5电压未下降为0V时重新起机，或因热插拔等任何能够导致同步整流管6持续导通状态现象存在时，都有导致电路损坏的风险。

因此，为了解决因同步整流管6持续导通引起的损坏问题，需要一种同步整流驱动电路，该电路能够限制同步整流管持续导通时间，即能够限制同步整流管反向电流的大小，以防止电路损坏。

发明内容

有鉴于此，本发明为了解决非隔离DC-DC降压变换器启动过程易出现的同步整流管持续导通引起的损坏问题，提出了一种降压式变换器的同步整流驱动电路与方法。

一种降压变换器同步整流驱动电路，包括控制电路、驱动电路以及同步整流控制信号调节电路，所述控制电路的输出端连接所述同步整流控制信号调节电路的输入端，所述同步整流控制信号调节电路的输出端连接所述驱动电路输入端；该控制电路用于输出互补型驱动信号，该驱动电路用于将驱动能力较弱的驱动信号转化为驱动能力较强的驱动脉冲，该同步整流控制信号调节电路可将同步整流驱动信号进行调节，使互补型驱动脉冲之间加入死区时间，同时限制最长的驱动脉冲时间。

所述控制电路至少包括两个端：功率开关管控制信号输出端HD和同步整流管控制信号输出端LD，功率开关管控制信号输出端HD和同步整流管控制信号输出端LD输出两个互补的驱动信号；所述同步整流管控制信号输出端LD连接所述同步整流控制信号调节电路的输入端；

所述驱动电路为降压变换器的功率开关管驱动电路和同步整流管驱动电路，驱动电路至少包括四个端：功率开关管控制信号输入端HI、同步整流管控制信号输入端LI以及功率开关管驱动输出端HO和同步整流管驱动输出端LO；所述同步整流管控制信号输入端LI连接所述同步整流控制信号调节电路的输出端；

所述驱动电路的同步整流管控制信号输入端LI具有阀值判断功能，当所述同步整流管控制信号输入端LI的电平高于比较基准电压V1时，对应同步整流管驱动输出端LO变为高电平，当所述同步整流管控制信号输入端LI的电平低于比较基准电压V2时，对应同步整流管驱动输出端LO变为低电平。

优选的，所述同步整流控制信号调节电路包括：输入端1、接地端2、输出端3、电容C1、电容C2、电阻R1、电阻R2、二极管D1、二极管D2、二极管D3；所述的输入端1作为所述同步整流控制信号调节电路的输入端，所述的输出端3作为所述同步整流控制信号调节电路的输出端；

所述的电容C1一端连接所述的输入端1，所述的电容C1的另一端连接所述的二极管D2的阴极；所述的二极管D2阳极连接所述的接地端2；所述的电阻R1的一端连接所述的二极管D3的阳极，所述的电阻R1的另一端连接所述的电容C1与所述的二极管D2阴极的连接点；所述的二极管D3的阴极连接所述的输出端3；所述的二极管D1阴极连接所述的输入端1，二极管D1的阳极连接所述的输出端3；所述的电容C2一端连接所述的输出端3，所述的电容C2另一端连接所述的接地端2；所述的电阻R2一端连接所述的输出端3，所述的电阻R2另一端连接所述的接地端2。

优选的，所述的二极管D3的阳极连接到所述的电容C1与所述的二极管D2阴极的连接点，所述的二极管D3的阴极连接到所述电阻R1的另一端，所述电阻R1的一端连接所述的输出端3。

优选的，所述的电容C2的一端连接所述二极管D3的阳极与电阻R1的连接点，所述的电容C2的另一端连接所述的接地端2。

优选的，所述比较基准电压V1大于所述比较基准电压V2。

一种降压变换器同步整流控制方法，其特征在于：

所述的同步整流管控制信号输入端LI具有阀值判断功能，当所述同步整流管控制信号输入端LI的电平高于比较基准电压V1时，对应同步整流管驱动输出端LO变为高电平，当所述同步整流管控制信号输入端LI的电平低于比较基准电压V2时，对应同步整流管驱动输出端LO变为低电平；

优化所述的电容C1、所述的电容C2、所述的电阻R1及所述的电阻R2的参数，使得所述输出端3的电压上升至所述比较基准电压V1时所用的时间为需要的死区时间，使得在所述的输入端1电平为持续高电平时，所述的输出端3电压下降至所述比较基准电压V2的时间约为大于等于1个开关周期，确保同步整流驱动高电平持续时间可控。

优选的，所述比较基准电压V1大于所述比较基准电压V2。

工作原理：

控制电路的功率开关管控制信号输出端HD与同步整流管控制信号输出端LD可输出互补的驱动信号，当同步整流管控制信号输出端LD电平上升沿到来时，所述输入端1电平由低变高，由于所述电容1的微分作用，在输入端1电平由低变高的瞬间，电容1两端的电压仍基本保持为0V；同样由于电容C2的电压不能突变，在输入端1电平由低变高的瞬间，电容C2两端电压也基本保持为0V，即输出端3电平为0V；此时输入端1与输出端3之间的电压主要分布在电阻R1上，流过电阻R1的电流为最大值，由于流过电阻R1的电流大小约等于流过电阻R2的电流与流入电容C2的电流之和，且由于输出端3电压约为0V，所以流过电阻R2的电流约为0A，即流入电容C2的电流为最大值，所以此时输出端3电压上升速度最快，电压上升速度与电容C2及流过电阻R1的电流大小有关；随着电流流过电容C1与电容C2的时间的推移，电容C1与电容C2两端的电压逐渐增大，电阻R1两端的电压随之减小，流过电阻R1的电流逐渐减小，流过电阻R2的电流逐渐增大，输出端3的电压上升速度逐渐减慢，当输出端3的电压上升至驱动电路内部比较基准电压V1时，驱动电路的同步整流管驱动输出端LO电平由低变高，同步整流管驱动输出端LO电平上升沿比控制电路的同步整流管控制信号输出端LD电平上升沿的到来产生一定的时间延迟，这段延迟的时间便可作为功率开关管开通的驱动死区时间。

当电阻R1上的电流值下降到与电阻R2上的电流值相等时，输出端3电平达到最大值，从此输出端3电平开始下降；假设输入端1高电平持续时间足够长，在电阻R2的消耗作用下，电容C1两端的电压继续增大，电容C2两端的电压逐渐减小，输出端3的电平逐渐下降，当输出端3电平下降到低于驱动电路内部比较基准电压V2时，驱动电路的同步整流管控制信号输出端LD电平由高变低，即在控制电路的同步整流管控制信号输出端LD长时间持续为高电平时，驱动电路的同步整流管驱动输出端LO电平在持续一段时间的高电平后便自动变为低电平，有效的限制了同步整流管的持续导通时间。

假设输入端1高电平持续时间较短，在输出端3电平尚未下降到低于驱动电路内部比较基准电压V2时，输入端1电平由高变低，电容C2上积累的电荷经二极管D1流入到输入端1中，输出端3电平迅速下降至低于驱动电路内部比较基准电压V2，同步整流管关断；同理，电容C1上积累的电荷经二极管D2流入到输入端1中，完成电荷的释放，在输入端1下一个高电平到来时，电路便可重复以上动作，完成同步整流管的驱动。

在正常的驱动过程中，在输入端1电平下降沿到来之前，输出端3电平高于驱动电路内部比较基准电压V2，即输入端1电平为高电平时，同步整流管持续导通且不会提前关断，在电源起机或热插拔等情况下，电源环路通常受扰动较大，同步整流管控制信输出端LD高电平持续时间较长，通常大于1个开关周期，此时在输入端1电平下降沿到来之前，输出端3电平低于驱动电路内部比较基准电压V2，同步整流管导通一段时间之后便提前关断，缩短了降压变换器输出端电压对储能电感的反向充电时间，大大减小了反向充电电流的大小，解决了降压变换器易出现的电流倒灌引起的损坏问题风险。

本发明的有益效果：

本发明通过在控制电路与驱动电路之间加入控制信号调节电路，将控制电路输出的互补驱动信号之间加入了死区时间的同时，又限制了同步整流管持续导通时间，限制了降压变换器反向电流的大小，解决了具有同步整流功能的降压变换器易出现的电流倒灌引起的损坏问题，提高了产品的可靠性。

附图说明

图1为传统DC-DC降压变换器原理图；

图2为一常用互补型驱动芯片在启动时的同步整流驱动波形；

图3为第一实施例的原理图；

图4为第二实施例的原理图；

图5为第一实施例电路在稳态工作情况下：同步整流管控制信号输出端LD、同步整流管控制信号输入端LI及同步整流管驱动输出端LO的波形图；

图6为第一实施例电路在起机瞬态时同步整流管控制信号输出端LD、同步整流管控制信号输入端LI及同步整流管驱动输出端LO的波形图。

图7为第一实施例电路起机过程中同步整流管控制信号输出端LD、同步整流管控制信号输入端LI及同步整流管驱动输出端LO的波形图。

具体实施方式

第一实施例

如图3所示为第一实施例的原理图，一种降压变换器同步整流驱动电路，其特征在于：包括控制电路、驱动电路以及同步整流控制信号调节电路，所述控制电路输出端连接所述同步整流控制信号调节电路输入端，所述同步整流控制信号调节电路输出端连接所述驱动电路输入端；所述同步整流控制信号调节电路包括：输入端1，接地端2，输出端3以及电容C1、电容C2、电阻R1、电阻R2、二极管D1、二极管D2、二极管D3；所述的电容C1一端连接所述的输入端1，另一端连接所述的二极管D2的阴极；所述的二极管D2阳极连接所述的接地端2；所述的电阻R1一端连接所述的二极管D3的阳极，R1的另一端连接所述的电容C1与所述的二极管D2阴极的连接点；所述的二极管D3的阴极连接所述的输出端3；所述的二极管D1阴极连接所述的输入端1，二极管D1的阳极连接所述的输出端3；所述的电容C2一端连接所述的输出端3，另一端连接所述的接地端2；所述的电阻R2一端连接所述的输出端3，另一端连接所述的接地端2。

电阻R1与二极管D3连接顺序可互换，即二级管D3的阳极连接电容C1与二极管D2阴极的连接点，二级管D3的阴极经电阻R1所述输出端3。

所述控制电路为降压变换器的主控制电路，至少包括两个端：功率开关管控制信号输出端HD和同步整流管控制信号输出端LD，可输出互补驱动信号；所述输入端1连接所述控制电路的同步整流管控制信号输出端LD。

所述驱动电路为降压变换器的功率开关管和同步整流管驱动电路，至少包括四个端：功率开关管控制信号输入端HI、同步整流管控制信号输入端LI以及功率开关管驱动输出端HO和同步整流管驱动输出端LO；所述输出端3连接所述驱动电路的同步整流管控制信号输入端LI。

一种降压变换器同步整流方法，所述驱动电路同步整流管控制信号输入端LI具有阀值判断功能，当所述同步整流管控制信号输入端LI电平高于比较基准电压V1时，对应同步整流管驱动输出端LO变为高电平，当所述同步整流管控制信号输入端LI电平低于比较基准电压V2时，对应同步整流管驱动输出端LO变为低电平。

优化电容C1、电容C2、电阻R1及电阻R2的参数，使得输出端3的电压上升至比较基准电压V1时所用的时间为需要的死区时间，使得在输入端1电平为持续高电平时，输出端3电压下降至比较基准电压V2的时间为1个开关周期或者大于1个开关周期，确保同步整流驱动高电平持续时间可控。

比较基准电压V1大于比较基准电压V2。

原理简述：

如图5所示，本实施例中控制电路采用LM5041控制芯片以及相关的外围电路，其功率开关管控制信号输出端HD与同步整流管控制信号输出端LD可输出互补的驱动信号，当同步整流输出控制信号上升沿到来时，所述输入端1电平由低变高，由于所述电容C1的微分作用，在输入端1电平由低变高的瞬间，所述二极管D3的阳极电平可认为跟随输入端1的电平，电容C1两端的电压仍基本保持为0V；同样由于电容C2的电压不能突变，在输入端1电平由低变高的瞬间，电容C2两端电压也基本保持为0V，即输出端3电平为0V；此时流过电阻R1和流入电容C2的电流为最大，输出端3电压上升速度最快；随着电流流过电容C1与电容C2的时间的推移，电容C1与电容C2两端的电压逐渐增大，流过电阻R1的电流逐渐减小，流过电阻R2的电流逐渐增大，输出端3的电压上升速度逐渐减慢。

本实施例中驱动电路采用UCC27201控制芯片及其相关外围电路，其内部比较基准电压V1与V2分别约为1.6V与1.4V，当输出端3的电压上升至1.6时，UCC27201芯片的LO引脚电平由低变高，相对LM5041芯片的LD引脚电平上升沿有一定的时间延迟，这段延迟的时间为功率开关管关断到同步整流管开通的驱动死区时间。

当电阻R1上的电流值下降到与电阻R2上的电流值相等时，输出端3电平达到最高，从此输出端3电平开始下降；假设输入端1高电平持续时间足够长，在电阻R2的消耗作用下，输出端3的电平逐渐下降，当输出端3电平下降到低于UCC27201内部比较基准电压1.4V时，LO电平由高变低，即在同步整流控制信号长时间持续为高电平时，LO电平在持续一段时间的高电平后便自动变为低电平，有效的限制了同步整流管的导通时间。

假设LD高电平持续时间较短，在输出端3电平尚未下降到低于1.4V时，LD电平由高变低，电容C2上积累的电荷经二极管D1流入到输入端1中，LI电平迅速下降至低于1.4V，LO电平由高变低，同理，电容C1上积累的电荷经二极管D2流入到LD中，完成电荷的释放，在输入端1下一个高电平到来时，电路边可重复以上动作，完成同步整流管的驱动。

如图6所示，在电源起机或热插拔等情况下，电源环路通常受扰动较大，LD高电平持续时间较长，此时在LD电平下降沿到来之前，LI电平便低于1.4V，同步整流管驱动输出端LO电平提前变为低电平，同步整流管导通时间缩短，使降压变换器输出端电压对储能电感的反向充电时间缩短。如图7所示为降压变换器启动时同步整流管的驱动波形，在同步整流管控制信号输出端LD为持续高电平时，同步整流管驱动输出端LO在持续约6微秒的高电平后便自动变为低电平，缩短了电感的反向充电时间，大大减小了反向充电电流的大小，减小降压变换器易出现的电流倒灌引起的损坏问题风险。

第二实施例

如图4所示为第二实施例的原理图，一种降压变换器同步整流驱动电路，其特征在于：包括控制电路与驱动电路以及同步整流控制信号调节电路，所述控制电路输出端连接所述同步整流控制信号调节电路输入端，所述同步整流控制信号调节电路输出端连接所述驱动电路输入端；所述同步整流控制信号调节电路包括：输入端1，接地端2，输出端3以及电容C1、电容C2、电阻R1、电阻R2、二极管D1、二极管D2、二极管D3；所述的电容C1一端连接所述的输入端1，另一端连接所述的二极管D2的阴极；所述的二极管D2阳极连接所述的接地端2；所述的电阻R1一端连接所述的电容C1与所述的二极管D2阴极的连接点，另一端与所述的二极管D3的阳极、所述的二极管D1的阳极及所述电容C2相连接；所述的二极管D3的阴极连接所述的输出端3；所述的二极管D1阴极连接所述的输入端1；所述的电容C2另一端连接所述的接地端2；所述的电阻R2一端连接所述的输出端3，另一端连接所述的接地端2。

所述控制电路为降压变换器的主控制电路，包括功率开关管控制信号输出端HD和同步整流管控制信号输出端LD，可输出互补驱动信号；所述输入端1连接所述控制电路的同步整流管控制信号输出端LD。

所述驱动电路为降压变换器的功率开关管驱动电路和同步整流管驱动电路，包括功率开关管控制信号输入端HI、同步整流管控制信号输入端LI以及功率开关管驱动输出端HO和同步整流管驱动输出端LO；所述输出端3连接所述驱动电路的同步整流管控制信号输入端LI。

本实施例中同步整流控制信号调节电路实现的功能与第一实施例的主要区别在于：在控制电路同步整流管控制信号输出端LD由低电平变为高电平时，输入端1与接地端2之间的压降主要分布在电阻R1，省去了第一实施例中二极管D3的压降；当电容C2两端的电压上升至大于二极管D3的压降时，输出端3电平开始上升，即在电容C2两端的电压上升至D3二极管压降之前，输出端3一直保持约为0V；在控制电路同步整流管控制信号输出端LD由高电平变为低电平时，电容C2中的电荷会被二极管D1释放，电容C2两端电压被钳位为二极管D1压降，由于存在二极管D3压降，若二极管D1与二极管D3压降相同，则输出端3电压约为0V，而第一实施例中输出端3低电平电压值最低约为二极管D1的压降。

除上述不同外，本实施例工作原理同第一实施例，这里不再赘述。

以上仅是本发明的两种优选实施方式，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明中具体实施电路还可以做出其它多种形式的修改，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，对本发明进行的任何修改和修饰均落在本发明权利保护范围之内。

Claims (7)

1.一种降压变换器同步整流驱动电路，其特征在于：包括控制电路、驱动电路以及同步整流控制信号调节电路，所述控制电路的输出端连接所述同步整流控制信号调节电路的输入端，所述同步整流控制信号调节电路的输出端连接所述驱动电路输入端；

所述控制电路至少包括两个端：功率开关管控制信号输出端HD和同步整流管控制信号输出端LD，功率开关管控制信号输出端HD和同步整流管控制信号输出端LD输出两个互补的驱动信号；所述同步整流管控制信号输出端LD连接所述同步整流控制信号调节电路的输入端；

所述驱动电路至少包括四个端：功率开关管控制信号输入端HI、同步整流管控制信号输入端LI以及功率开关管驱动输出端HO和同步整流管驱动输出端LO；所述同步整流管控制信号输入端LI连接所述同步整流控制信号调节电路的输出端；

所述驱动电路的同步整流管控制信号输入端LI具有阀值判断功能，当所述同步整流管控制信号输入端LI的电平高于比较基准电压V1时，对应同步整流管驱动输出端LO变为高电平，当所述同步整流管控制信号输入端LI的电平低于比较基准电压V2时，对应同步整流管驱动输出端LO变为低电平。

2.根据权利要求1所述的一种降压变换器同步整流驱动电路，其特征在于：所述同步整流控制信号调节电路包括：输入端1、接地端2、输出端3、电容C1、电容C2、电阻R1、电阻R2、二极管D1、二极管D2、二极管D3；所述的输入端1作为所述同步整流控制信号调节电路的输入端，所述的输出端3作为同步整流控制信号调节电路的输出端；

所述的电容C1一端连接所述的输入端1，所述的电容C1的另一端连接所述的二极管D2的阴极；所述的二极管D2阳极连接所述的接地端2；所述的电阻R1的一端连接所述的二极管D3的阳极，所述的电阻R1的另一端连接所述的电容C1与所述的二极管D2阴极的连接点；所述的二极管D3的阴极连接所述的输出端3；所述的二极管D1阴极连接所述的输入端1，二极管D1的阳极连接所述的输出端3；所述的电容C2一端连接所述的输出端3，所述的电容C2另一端连接所述的接地端2；所述的电阻R2一端连接所述的输出端3，所述的电阻R2另一端连接所述的接地端2。

3.根据权利要求1所述的一种降压变换器同步整流驱动电路，其特征在于：所述同步整流控制信号调节电路包括：输入端1、接地端2、输出端3、电容C1、电容C2、电阻R1、电阻R2、二极管D1、二极管D2、二极管D3；所述的输入端1作为所述同步整流控制信号调节电路的输入端，所述的输出端3作为同步整流控制信号调节电路的输出端；

所述的电容C1一端连接所述的输入端1，所述的电容C1的另一端连接所述的二极管D2的阴极；所述的二极管D2阳极连接所述的接地端2；所述的二极管D3的阳极连接到所述的电容C1与所述的二极管D2阴极的连接点，所述的二极管D3的阴极连接到所述电阻R1的另一端，所述电阻R1的一端连接所述的输出端3；所述的二极管D1阴极连接所述的输入端1，二极管D1的阳极连接所述的输出端3；所述的电容C2一端连接所述的输出端3，所述的电容C2另一端连接所述的接地端2；所述的电阻R2一端连接所述的输出端3，所述的电阻R2另一端连接所述的接地端2。

4.根据权利要求1所述的一种降压变换器同步整流驱动电路，其特征在于：所述同步整流控制信号调节电路包括：输入端1、接地端2、输出端3、电容C1、电容C2、电阻R1、电阻R2、二极管D1、二极管D2、二极管D3；所述的输入端1作为所述同步整流控制信号调节电路的输入端，所述的输出端3作为同步整流控制信号调节电路的输出端；

所述的电容C1一端连接所述的输入端1，所述的电容C1的另一端连接所述的二极管D2的阴极；所述的二极管D2阳极连接所述的接地端2；所述的电阻R1的一端连接所述的二极管D3的阳极，所述的电阻R1的另一端连接所述的电容C1与所述的二极管D2阴极的连接点；所述的二极管D3的阴极连接所述的输出端3；所述的二极管D1阴极连接所述的输入端1，二极管D1的阳极连接所述的二极管D3的阳极与电阻R1的连接点；所述的电容C2的一端连接所述二极管D3的阳极与电阻R1的连接点，所述的电容C2的另一端连接所述的接地端2。

5.根据权利要求1所述的一种降压变换器同步整流驱动电路，其特征在于：所述比较基准电压V1大于所述比较基准电压V2。

6.一种利用权利要求1所述的降压变换器同步整流驱动电路的控制方法，其特征在于：

所述的同步整流管控制信号输入端LI具有阀值判断功能，当所述同步整流管控制信号输入端LI的电平高于比较基准电压V1时，对应同步整流管驱动输出端LO变为高电平，当所述同步整流管控制信号输入端LI的电平低于比较基准电压V2时，对应同步整流管驱动输出端LO变为低电平；

优化所述的电容C1、所述的电容C2、所述的电阻R1及所述的电阻R2的参数，使得所述输出端3的电压上升至所述比较基准电压V1时所用的时间为需要的死区时间，使得在所述的输入端1电平为持续高电平时，所述的输出端3电压下降至所述比较基准电压V2的时间约为大于等于1个开关周期，确保同步整流驱动高电平持续时间可控。

7.根据权利要求6所述的驱动电路，其特征在于：所述比较基准电压V1大于所述比较基准电压V2。