CN106899297B

CN106899297B - 一种基于忆阻器的ad转换电路

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Publication number: CN106899297B
Application number: CN201710034221.4A
Authority: CN
Inventors: 杨乐; 曾志刚
Original assignee: Huazhong University of Science and Technology
Current assignee: Huazhong University of Science and Technology
Priority date: 2017-01-17
Filing date: 2017-01-17
Publication date: 2020-05-19
Anticipated expiration: 2037-01-17
Also published as: CN106899297A

Abstract

本发明公开了一种基于忆阻器的AD转换电路，相对于现有的双积分型AD转换电路，所设计的AD转换电路体积较小，便于集成，电路结构比较简单，且对整个电路系统造成的电磁干扰较小。现有的双积分型AD转换电路含有体积很大的电容，在电路设计中必须通过外接，无法集成。而忆阻器的体积非常小，便于集成，可以有效减小电路体积。同时，所设计的AD转换电路比现有的双积分型AD转换电路减少了一个放电控制电路，降低了电路复杂度。电容充放电会给电路系统造成很大的电磁干扰，给电路设计造成困难。而忆阻器相当于阻值变化的电阻，产生的电磁干扰非常小。所设计的AD转换电路对周期性的对称干扰信号具有很强的抑制能力。

Description

一种基于忆阻器的AD转换电路

技术领域

本发明属于模拟-数字电路和新兴的电路技术应用领域，更具体地，涉及一种基于忆阻器的AD转换电路。

背景技术

忆阻器是除电阻、电容、电感之外的第四种基本电路元件。忆阻器最先由加州大学伯克利分校的蔡少棠(Leon.O.Chua)教授于1971年从理论上推导得到。蔡少棠指出，电压v、电流i、电荷q和磁通量

这四个基本电路变量之间应该存在六种数学关系：电流定义为电荷关于时间的变化率i＝dq/dt；电压定义为磁通量关于时间的变化率

电阻定义为电压随着电流的变化率R＝dv/di；电容定义为电荷随着电压的变化率C＝dq/dv；电感定义为磁通量随着电流的变化率

缺少了一种能够将电荷q与磁通量

关联起来的电路元件，而这种元件即由电荷q与磁通量

之间的关系来定义：

M即是忆阻。

美国惠普实验室的Strukov和其同事在进行极小型电路实验时制造出忆阻的实物，其成果发表在2008年5月的《自然》杂志上，忆阻的发现足以媲美100年前发明的三极管，其任何一项产业化应用都可能带来新一轮的产业革命。忆阻最突出的特点是其天然的非易失性记忆功能和良好的开关特性，在非易失性存储器技术、可重构信号处理电路、人工神经网络保密通信、模拟电路、人工智能计算机、生物行为模拟等领域具有巨大的应用潜力。惠普忆阻器将经过掺杂的TiO₂和未掺杂的TiO₂连接在两个Pt电极之间，形成一种三明治结构。当在两个Pt电极之间加电压时，在电场的作用下，在掺杂的TiO₂和未掺杂的TiO₂间出现离子移动。因此，经过掺杂的TiO₂和未掺杂的TiO₂的区域的长度会发生变化。而经过掺杂的TiO₂和未掺杂的TiO₂的电阻率是不同的，因此，忆阻器中两种TiO₂的区域的长度发生变化会引起忆阻器阻值的变化。如果，给忆阻器施加正电压，它的忆阻值增加，那么，在忆阻器的同一端施加负电压，它的忆阻值会减小。

数字电子技术广泛应用在人们生活的各个方面。一些常见的电子设备如，手机，电脑，电视机，数码相机等的内部无一不是包含着成百上千的数字芯片。同样地，在交通网络，航空航天，工业制造等领域，数字技术更是发挥着非常巨大的作用。数字电路相对于模拟电路具有如下的优点：稳定性高，结果的再现性好；易于设计；能够大批量生产，成本低廉；具有可编程性；高速度，低功耗。

因此，数字电路是现代电子电路设计的重要部分。即使到现在，数字电子技术仍然在不断的发展，改变着人们的生活。但是，无论数字技术如何发展，也不能代替模拟技术。自然界中绝大多数物理量是模拟量，例如，声音，压力，温度，湿度等等，数字信号和模拟信号是不兼容的，数字技术不能直接接收和处理模拟信号，也无法将处理后的数字信号直接送到外部世界。在模拟量输入到数字芯片之前，需要先将模拟信号转化为对应的数字信号，再输入到数字芯片内部进行处理。把模拟信号转化成数字信号的电路就是AD转换电路，它是连接模拟和数字信号的关键。

现有的AD转换电路主要可以分为三种类型：并行比较型AD转换电路，逐次比较型AD转换电路，双积分型AD转换电路。

双积分型AD转换电路的基本原理是在某一固定时间内对输入模拟电压求积分，首先将输入电压平均值变换成与之成正比的时间间隔，然后，再利用时钟脉冲和计数器测出此时间间隔，得到与输入模拟量对应的数字量输出。双积分型AD转换器由积分器，过零比较器，时钟脉冲控制门和计数器等几部分组成。由于双积分AD转换电路取的是输入电压的平均值，因此对周期性的对称干扰信号具有很强的抑制能力。同时，因为在两次积分中使用的是同一积分器，因此，电阻，脉冲源等元件的参数的变化对转换精度的影响均可以忽略。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种基于忆阻器的AD转换电路，旨在解决现有的双积分型AD转换电路体积较大，不便于集成，且对整个电路系统造成的电磁干扰较大的问题。所设计的AD转换电路采用体积非常小的忆阻器，不包含电容，便于集成，减小了电路体积。相对于现有的双积分型AD转换电路减少了一个放电控制电路，降低了电路复杂度，进一步减小了电路体积。因为不包含电容，所设计的AD转换电路对整个电路系统造成的电磁干扰较小。同时，所设计的AD转换电路和现有的双积分型AD转换电路一样，对周期性的对称干扰信号具有很强的抑制能力。

本发明提供了一种基于忆阻器的AD转换电路，包括：选择开关S₁，反相放大电路，比较转换电路，脉冲控制电路和计数器；所述选择开关S₁的一端连接待转换电压+V_i和参考电压-V_ref，所述选择开关S₁的另一端连接至所述反相放大电路的输入端，所述选择开关S₁用于选择将待转换电压+V_i或参考电压-V_ref中的一个连接到反相放大电路并作为所述反相放大电路的输入电压；所述比较转换电路的输入端连接至所述反相放大电路的输出端，所述脉冲控制电路的输入端连接至所述比较转换电路的第一输出端，所述比较转换电路的第二输出端用于输出指示一次AD转换结束的指示信号L₁；所述计数器的第一输入端连接至所述脉冲控制电路的输出端，所述计数器的第二输入端连接用于将计数器清零的信号M₁，所述计数器的输出端连接至所述选择开关S₁的控制端，当计数器的计数值达到最大值，计数器输出用于控制所述选择开关S₁的定时信号D_T，待一次AD转换结束，通过信号M₁将计数器清零并进入下一次AD转换。

更进一步地，反相放大电路包括：忆阻器R_m，电阻R_n和第一运算放大器A₁，所述忆阻器R_m的一端作为所述反相放大电路的输入端，所述忆阻器R_m的另一端连接至所述第一运算放大器A₁的反相输入端，所述第一运算放大器A₁的同相输入端接地，所述电阻R_n的一端连接至所述第一运算放大器A₁的反相输入端，所述电阻R_n的另一端连接至所述第一运算放大器A₁的输出端，所述第一运算放大器A₁的输出端作为所述反相放大电路的输出端。

更进一步地，比较转换电路包括：第二运算放大器A₂，电阻R_L和晶体管T₁，所述第二运算放大器A₂的反相输入端作为所述比较转换电路的输入端，所述第二运算放大器A₂的同相输入端用于连接阈值电压V_th；所述晶体管T₁的控制端连接至所述第二运算放大器A₂的输出端，所述晶体管T₁的一端连接电源V_S，所述晶体管T₁的另一端通过所述电阻R_L接地，所述晶体管T₁的另一端还作为所述转换电路的第一输出端和第二输出端。

更进一步地，所述脉冲控制电路包括：与门U₁，所述与门U₁的第一输入端作为所述脉冲控制电路的输入端，所述与门U₁的第二输入端用于连接周期脉冲信号CP，所述与门U₁的输出端CLK作为所述脉冲控制电路的输出端。

更进一步地，所述计数器包括：第一计数单元K₁，第二计数单元K₂，与非门U₂和与门U₃；所述第一计数单元K₁的脉冲计数端1CP作为所述计数器的第一输入端，脉冲控制电路的输出CLK连接到K₁的脉冲计数端1CP，信号M₁连接到第一计数单元K₁的清零端1CR和第二计数单元K₂的清零端2CR，第一计数单元K₁的四个输出1Q₀，1Q₁，1Q₂，1Q₃分别依次连接至所述与非门U₂的四个输入端，所述与非门U₂的输出端连接到第二计数单元K₂的脉冲计数端2CP，第二计数单元K₂的四个输出2Q₀，2Q₁，2Q₂，2Q₃连接到与门U₃的四个输入端，与门U₃的输出端是定时信号D_T。

更进一步地，所述第一计数单元K₁和所述第二计数单元K₂均为双十六进制计数器。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，在电路体积，电路复杂度，和对整个电路系统的电磁干扰方面具有优势：

(1)忆阻器的体积非常小，因此，所设计的AD转换电路体积较小。

(2)忆阻器便于集成到电路中，因此，所设计的AD转换电路便于集成。

(3)相对于现有的双积分型AD转换电路，所设计的AD转换电路减少了一个电容放电控制电路，具有较简单的电路结构。

(4)所设计的AD转换电路对整个电路系统具有很小的电磁干扰。

以上四个效果对基于忆阻器的AD转换电路有着很关键的作用，通过用忆阻器取代电路中的电容，优化电路结构，解决了现有的双积分型AD转换电路体积较大，不便于集成，电路复杂度较高，和对整个电路系统的电磁干扰较大方面的相关问题。

附图说明

图1是基于忆阻器的AD转换电路的结构图。

图2是基于忆阻器的AD转换电路的电路图。

图3是基于忆阻器的AD转换电路的计数器部分的电路图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施实例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施实例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

本发明提供了一种基于忆阻器的AD转换电路，包括：反相放大电路1，比较转换电路2，脉冲控制电路3和计数器4；待转换电压V_i和参考电压V_ref作为反相放大电路1的输入电压，选择开关S₁用于选择将待转换电压V_i或参考电压V_ref中的一个连接到反相放大电路1。反相放大电路1的输出电压作为比较转换电路2的输入电压，比较转换电路2的输出一方面作为脉冲控制电路3的输入，另一方面作为输出L₁指示一次AD转换的结束。脉冲控制电路3的输出连接计数器4的脉冲输入端，当计数器的计数值达到最大值，计数器输出定时信号D_T。待一次AD转换结束，信号M₁将计数器4清零，同时，选择开关S₁连接待转换电压V_i，进入下一次AD转换。

在本发明中，待转换电压+V_i和参考电压-V_ref作为两个输入端，通过选择开关S₁连接到忆阻器R_m的一端，忆阻器R_m的另一端连接到第一运算放大器A₁的反相输入端和电阻R_n的一端，R_n的另一端连接到第一运算放大器A₁的输出端和第二运算放大器A₂的反相输入端，第一运算放大器A₁的同相输入端接地电位。忆阻器R_m，电阻R_n，和第一运算放大器A₁组成反相放大电路1。

在本发明中，第二运算放大器A₂的同相输入端接阈值电压V_th，第二运算放大器A₂的输出端接MOS管T₁的控制端，MOS管T₁的一端接电源V_S，MOS管T₁的另一端接电阻R_L的一端，输出端L₁和与门U₁的一端，电阻R_n的另一端接地。第二运算放大器A₂，MOS管T₁和电阻R_L组成比较转换电路2。

在本发明中，与门U₁的另一端接周期脉冲信号CP，与门U₁的输出端CLK连接到计数器4的脉冲计数端。与门U₁组成脉冲控制电路3。

在本发明中，第一计数单元K₁的脉冲计数端1CP连接CLK，M₁连接到第一计数单元K₁的清零端1CR和第二计数单元K₂的清零端2CR，第一计数单元K₁的四个输出1Q₀，1Q₁，1Q₂，1Q₃连接到与非门U₂的四个输入端，与非门U₂的输出端连接到计数单元K₂的输入端2CP，第二计数单元K₂的四个输出2Q₀，2Q₁，2Q₂，2Q₃连接到与门U₃的四个输入端，与门U₃的输出端是定时信号D_T。

本发明提供了一种基于忆阻器的AD转换电路，相对于现有的双积分型AD转换电路，这里设计的AD转换电路体积较小，便于集成，电路结构较简单，且对整个电路系统造成的电磁干扰较小。所设计的AD转换电路采用体积非常小的忆阻器，因此电路体积相对较小。同时，忆阻器便于集成到电路中，有效的减小了电路体积。相对于现有的双积分型AD转换电路，所设计的AD转换电路经过结构优化后，减少了一个放电控制电路，降低了电路复杂度，进一步减小了电路体积。电容的充放电对整个电路系统造成较大的电磁干扰，尤其是充放电频率高时，电磁干扰很大，给整个电路的设计造成困难。所设计的AD转换电路不包含电容，对整个电路系统造成的电磁干扰较小。即使工作频率很高，对电路的影响也不大。

而且所设计的AD转换电路和现有的双积分型AD转换器电路一样，对周期性的对称干扰信号具有很强的抑制能力。而且，两次的忆阻器忆阻值增大和减小过程是对同一个忆阻器进行的操作，因此，电阻，脉冲源等电路部分的参数的变化对转换精度的影响均可以忽略。

图1是基于忆阻器的AD转换电路的结构图，如图1所示，所设计的AD转换电路由反相放大电路1，比较转换电路2，脉冲控制电路3和计数器4组成。待转换电压V_i和参考电压V_ref作为两个输入端，通过选择开关S₁连接到反相放大电路，这两个电压被反相放大后输出，同时，这两个电压在接入到电路后，也改变着忆阻器的忆阻值。反相放大电路1的输出端连接到比较转换电路2，反相放大电路1的输出电压与运算放大器的阈值电压做比较得到输出电压。然后，这个电压被转化成数字逻辑信号输出到L₁端和脉冲控制电路3的一个输入端。脉冲控制电路3的另一个输入端接周期脉冲信号CP。脉冲控制电路3是一个与门，当比较转换电路2输出低电平时，脉冲控制电路3的输出端一直是低电平。当比较转换电路2输出高电平时，周期脉冲信号CP反映到脉冲控制电路3的输出端。脉冲控制电路3的输出端连接到计数器4的脉冲输入端，当周期脉冲信号CP每输入一个脉冲时，计数器4的计数值增加1。当计数器4的计数值达到最大时，定时信号触发开关S₁将参考电压V_ref接入反相放大器1。信号M₁是计数器的清零信号，在一次AD转换结束后，M₁对计数器进行清零。

图2是基于忆阻器的AD转换电路的电路图，为了将电路的工作过程介绍的更加清楚，这里选用8位的计数器进行计算，当计数器的位数更高或更低时，转换和计算的过程是一样的。

图2中，待转换电压+V_i和参考电压-V_ref通过一个选择开关S₁连接到忆阻器R_m的一端，忆阻器R_m的另一端连接到第一运算放大器A₁的反相端和电阻R_n的一端，第一运算放大器A₁的同相端接地。电阻R_n的另一端连接到第一运算放大器A₁的输出端和第二运算放大器A₂的反相端。第二运算放大器A₂的同相端接阈值电压V_th。第二运算放大器A₂的输出端接MOS管T₁的控制端，MOS管T₁的一端接电源V_S，MOS管T₁的另一端接电阻R_L的一端，输出端L₁和与门U₁的一端，电阻R_n的另一端接地。与门U₁的另一端接周期脉冲信号CP，与门U₁的输出端CLK连接到计数器4的输入端，计数器4的输出端作为定时信号D_T控制选择开关S₁。

图3是基于忆阻器的AD转换电路中的计数器4的电路图，第一计数单元K₁的脉冲计数端1CP连接CLK，M₁连接到第一计数单元K₁的清零端1CR和第二计数单元K₂的清零端2CR，第一计数单元K₁的四个输出1Q₀，1Q₁，1Q₂，1Q₃连接到与非门U₂的四个输入端，与非门U₂的输出端连接到第二计数单元K₂的脉冲输入端2CP，第二计数单元K₂的四个输出2Q₀，2Q₁，2Q₂，2Q₃连接到与门U₃的四个输入端，与门U₃的输出端是定时信号D_T。

当一次AD转换开始，选择开关S₁连接到输入信号+V_i，第一运算放大器A₁的同相端接地，由于运算放大器的虚短效应，运算放大器A₁反相端电压为0V。同时，由于运算放大器的虚断效应，流入运算放大器A₁反相端的电流为0A。因此，电流从+V_i经过忆阻器R_m流向运算放大器A₁的反相端，然后经过电阻R_n流入第一运算放大器A₁的输出端。忆阻器R_m，电阻R_n和运算放大器A₁组成反相放大电路1。同时，在这种情况下，输入信号+V_i为正电压，流过忆阻器R_m的电流使它的忆阻值增大。反相放大电路的输出电压由下式给出：

由于忆阻器R_m的忆阻值增大，因此，反相放大电路1的输出电压在变大。由于输入信号+V_i为正电压，因此，第一运算放大器A₁的输出为负电压。第一运算放大器A₁和第二运算放大器A₂的电源电压设定为±2V_S。

反相放大电路1的输出连接到第二运算放大器A₂的反相端，第二运算放大器A₂同相端的阈值电压V_th是一个正电压，V_th大于反相放大电路1的输出电压V_A1，因此，第二运算放大器A₂输出正的最大电压+2V_S。这时，MOS管T₁导通，电阻R_L上的电压为V_S，即数字逻辑的高电平电压。这样，与门U₁打开，U₁的输出和周期脉冲CP的变化相同。因此，每输入一个脉冲信号，计数器开始进行加一计数。当第一计数单元K₁的四个输出1Q₀，1Q₁，1Q₂，1Q₃不全为高电平时，与非门U₂输出高电平，当第一计数单元K₁的四个计数值达到最大，即，1Q₀，1Q₁，1Q₂，1Q₃的输出电平全为高电平时，与非门U₂输出低电平。与非门U₂的这个由高电平到低电平的跳变使第二计数单元K₂进行加一计数。当第二计数单元K₂的四个输出2Q₀，2Q₁，2Q₂，2Q₃全为高电平时，定时信号D_T为高电平。这样，定时信号D_T控制选择开关S₁连接到参考电压-V_ref，进入第二计数过程。下一个计数脉冲到达时，计数器从11111111变化为00000000。

当参考电压-V_ref接入到反相放大器，这时，电流从第一运算放大器A₁的输出端经过电阻R_n流到第一运算放大器A₁的反相端。然后，经过忆阻器R_m流向参考电压-V_ref，流过忆阻器R_m的电流使它的忆阻值减小。第一运算放大器A₁的输出电压关系由下式给出：

由于参考电压-V_ref为负电压，因此，第一运算放大器A₁的输出为正电压。同时，随着忆阻器R_m的忆阻值减小，第一运算放大器A₁的输出电压在增大。在第二计数过程刚开始时，第一运算放大器A₁的输出电压小于第二运算放大器A₂的阈值电压V_th。因此，第二运算放大器A₂输出正的最大电压+2V_S。然后，经过MOS管T₁和电阻R_L转换成数字逻辑的高电平。这样，与门U₁打开，U₁的输出和周期脉冲CP的变化相同。因此，每输入一个脉冲信号，计数器从00000000开始进行加一计数。

随着第一运算放大器A₁的输出电压不断增大，经过一段时间之后，第一运算放大器A₁的输出电压等于第二运算放大器A₂的阈值电压V_th。下一时刻，第二运算放大器A₂输出负的最大电压-2V_S。这时，MOS管T₁截止，电阻R_L上的电压为0V，即数字逻辑的低电平电压。与门U₁关闭，U₁的输出端保持为低电平。因此，计数器停止计数。L₁端输出低电平，表示一次AD转换的结束。同时，L₁端输出低电平作为触发信号，使能数字电路取走计数器4中的当前计数值计算待转换电压+V_i的大小。

AD转换过程中的两次计数操作是对同一忆阻器R_m进行的，且忆阻器R_m的忆阻值的在两次计数过程中，增大和减小的量是相同的。因此，当待转换电压+V_i的电压值较小时，在计数器从0增大到最大的计数值11111111的时间内，忆阻器R_m的忆阻值增大量相对较小。因此，当参考电压V_ref接入到电路进行第二次计数时，忆阻器R_m的忆阻值恢复到原来的忆阻值需要的时间相对较短，即计数器的第二次计数值P较小。相反的，如果待转换电压+V_i的电压较大时，由于第一次计数过程的时间是固定的，即计数器4从0增大到最大的计数值11111111。如果+V_i较大，则忆阻器的忆阻值增大量较大。因此，在参考电压V_ref接入到电路进行第二次计数时，恢复到原来忆阻值的时间相对较长，即计数器4的第二次计数值P相对较大。因此，计数器第二次的计数值P反映出待转换电压+V_i的大小。

待转换电压+V_i与参考电压-V_ref的关系如下：

这里的P代表计数器4在第二次停止计数时的计数值。这里的V_i和V_ref被当做标量进行计算，计算时不考虑电压的正负。待转换电压+V_i的具体电压值可以由下式给出：

AD转换中第二次计数停止后，计数器4的计数值被数字电路读取，按照等式(4)在数字电路中计算待转换电压+V_i的具体电压值。同时，脉冲信号M₁输出一个脉冲信号，将计数器4的计数值清零，同时，选择开关S₁连接到待转换电压+V_i，进行下一次AD转换。在一次AD转换的两次计数过程中，忆阻器R_m的忆阻值增大和减小的量是相同的，因此，一次AD转换结束之后，忆阻器R_m的忆阻值恢复到原来的大小R_m0。

在进行AD转换时，参考电压-V_ref是一个标准的恒定的电压值，同时，参考电压-V_ref的标量值必须大于待转换电压+V_i的平均电压才能保证AD转换的正确性。因为，只有参考电压-V_ref的标量值大于待转换电压+V_i的平均电压，第二次计数时的计数值P才是准确的，否则，P将超过计数器可以计数的最大值，产生溢出，这样就不能得到待转换电压+V_i的准确值。

阈值电压V_th的选取决定了忆阻值R_m0的大小，与阈值电压V_th相匹配的忆阻器的忆阻值R_m0的由等式(5)给出，

当所设计的AD转换电路第一次运行时，电路中的忆阻器的忆阻值是任意的，不会精确为R_m0。因此，需要一个辅助过程，即，通过多次无效的AD转换，忆阻值会自动的变化到R_m0。例如，当第一次运行时，忆阻器的忆阻值很小。这样，在进行AD转换时，第一次的计数过程，忆阻值增大一定的量。在第二次的计数过程开始时，反相放大器的输出电压直接就大于阈值电压V_th，造成第二次计数过程没有计数就直接停止。这样的AD转换是无效的转换。经过多次无效的AD转换之后，忆阻器的忆阻值不断的增大。直到忆阻器的忆阻值能够正常运行到R_m0。

相反的，如果在第一次运行时，忆阻器的忆阻值很大，这样，在进行AD转换时，第一次的计数过程，忆阻值增大一定的量。在第二次的计数过程中，反相放大器的输出电压会一直就小于阈值电压V_th，直到计数器溢出。得到的转换结果无效。由于参考电压-V_ref的标量值必须大于待转换电压+V_i的平均电压，在这种状态下，在第二次的计数过程中，忆阻器的忆阻值会减小量大于第一次的计数过程中忆阻值的增大量。这样，在进行一次AD转换之后，总体上忆阻器的忆阻值在减小。经过多次无效的AD转换之后，忆阻器的忆阻值不断减小。直到忆阻器的忆阻值能够正常运行到R_m0。

在进行AD转换的过程中，进行第一次计数时，如果在待转换电压+V_i中混入了幅值对称的周期性噪声，则待转换电压+V_i的电压值会发生一定的波动。忆阻器的忆阻值的改变量是由通过忆阻器的总电荷量所决定的，因此，忆阻器的忆阻值的改变量取决于待待转换电压+V_i所作用时间内的平均值。同时，由于在这段时间内，噪声的幅值对称并且是周期性的时，因此，在这段时间内，噪声信号的平均值为零。加载噪声信号的待转换电压+V_i与未加载噪声信号的待转换电压+V_i的平均值是相等。因此，即使信号中混入了幅值对称的周期性噪声，得到的结果依然和没有混入噪声的信号相同，因此，所设计的AD转换电路具有很强的抗干扰能力。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种基于忆阻器的AD转换电路，其特征在于，包括：选择开关S₁，反相放大电路(1)，比较转换电路(2)，脉冲控制电路(3)和计数器(4)；

所述选择开关S₁的一端连接待转换电压+V_i和参考电压-V_ref，所述选择开关S₁的另一端连接至所述反相放大电路(1)的输入端，所述选择开关S₁用于选择将待转换电压+V_i或参考电压-V_ref中的一个连接到反相放大电路(1)并作为所述反相放大电路(1)的输入电压；

所述比较转换电路(2)的输入端连接至所述反相放大电路的输出端，所述脉冲控制电路(3)的输入端连接至所述比较转换电路(2)的第一输出端，所述比较转换电路(2)的第二输出端用于输出指示一次AD转换结束的指示信号L₁；所述计数器(4)的第一输入端连接至所述脉冲控制电路(3)的输出端，所述计数器的第二输入端连接用于将计数器(4)清零的信号M₁，所述计数器的输出端连接至所述选择开关S₁的控制端，当计数器(4)的计数值达到最大值，计数器(4)输出用于控制所述选择开关S₁的定时信号D_T，待一次AD转换结束，通过信号M₁将计数器(4)清零并进入下一次AD转换；

所述反相放大电路(1)包括：忆阻器R_m，电阻R_n和第一运算放大器A₁，所述忆阻器R_m的一端作为所述反相放大电路(1)的输入端，所述忆阻器R_m的另一端连接至所述第一运算放大器A₁的反相输入端，所述第一运算放大器A₁的同相输入端接地，所述电阻R_n的一端连接至所述第一运算放大器A₁的反相输入端，所述电阻R_n的另一端连接至所述第一运算放大器A₁的输出端，所述第一运算放大器A₁的输出端作为所述反相放大电路(1)的输出端。

2.如权利要求1所述的AD转换电路，其特征在于，所述比较转换电路(2)包括：第二运算放大器A₂，电阻R_L和晶体管T₁，所述第二运算放大器A₂的反相输入端作为所述比较转换电路(2)的输入端，所述第二运算放大器A₂的同相输入端用于连接阈值电压V_th；所述晶体管T₁的控制端连接至所述第二运算放大器A₂的输出端，所述晶体管T₁的一端连接电源V_S，所述晶体管T₁的另一端通过所述电阻R_L接地，所述晶体管T₁的另一端还作为所述比较转换电路(2)的第一输出端和第二输出端。

3.如权利要求1所述的AD转换电路，其特征在于，所述脉冲控制电路(3)包括：与门U₁，所述与门U₁的第一输入端作为所述脉冲控制电路(3)的输入端，所述与门U₁的第二输入端用于连接周期脉冲信号CP，所述与门U₁的输出端CLK作为所述脉冲控制电路(3)的输出端。

4.如权利要求3所述的AD转换电路，其特征在于，所述计数器(4)包括：第一计数单元K₁，第二计数单元K₂，与非门U₂和与门U₃；

所述第一计数单元K₁的脉冲计数端1CP作为所述计数器(4)的第一输入端，脉冲控制电路(3)的输出端连接到K₁的脉冲计数端1CP，信号M₁连接到第一计数单元K₁的清零端1CR和第二计数单元K₂的清零端2CR，第一计数单元K₁的四个输出1Q₀，1Q₁，1Q₂，1Q₃分别依次连接至所述与非门U₂的四个输入端，所述与非门U₂的输出端连接到第二计数单元K₂的脉冲计数端2CP，第二计数单元K₂的四个输出2Q₀，2Q₁，2Q₂，2Q₃连接到与门U₃的四个输入端，与门U₃的输出端是定时信号D_T。