CN106848546A - 一种宽带双极化天线阵列装置及高分辨测向方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于电磁场与微波技术领域，具体的说是一种可用于雷达等无线电通信系统中的宽带双极化天线阵列装置及高分辨测向方法，其特征在于设有六单元超宽带背腔式双极化对数周期天线阵列，以构成十二端口网络的多基线测向系统，其中每个单元为双极化结构，提供两个极化端口，每个天线单元在主辐射方向上形成极化正交的电磁场，超宽带背腔式双极化对数周期天线阵列由金属安装底盘、宽带微波吸波材料以及三个超宽带背腔式双极化对数周期天线单元，其中天线罩的外形为近圆锥形，本发明，能够同时实现对辐射源信号的二维波达方向的高分辨估计和极化参数的联合测量。

Description

一种宽带双极化天线阵列装置及高分辨测向方法

技术领域：

本发明属于电磁场与微波技术领域，具体的说是一种可用于雷达等无线电通信系统中的宽带双极化天线阵列装置及高分辨测向方法。

背景技术：

在无线电导航、电子侦察、电子跟踪和电子对抗等电子系统中，一个很重要的任务是测定目标的方位。测向或称波达方向(DOA,Direction of Arrival)估计，作为阵列信号处理领域的一个重要研究方向广泛应用于雷达、通信、声纳、地震、勘探、射电天文以及生物医学工程等众多领域。在军事上，现代电子战环境中，信号源密集、复杂、多变，实际测向空间内往往存在多部雷达(辐射源)要求对这些辐射源精确测向，传统测向体制因自身的缺陷而难以完成使命，这就急需一种能对空间内多个辐射源进行同时、实时精确测向的新系统。现代战争对导弹等终端毁伤武器的智能化、精确化、抗干扰能力、实时性等提出了新要求；雷达导引头是导弹的目标信息获取与识别系统，随着电子对抗技术的迅速发展，对雷达导引头的多目标识别及抗干扰能力的要求也越来越高。在以信息战为特征的现代战场中，各种雷达诱饵充斥，与假目标一起对目标跟踪雷达形成干扰，造成对目标的测角偏差，甚至使导引头失去跟踪目标；单脉冲测角是雷达导引头较传统和常用的测角方式，单脉冲天线对目标进行角度测量时，其和波束的主瓣内通常只有一个目标，当和波束的主瓣内出现多个目标时，传统单脉冲测角技术无法分辨这些目标，致使测角误差明显增大，角度欺骗式干扰和拖曳式诱饵干扰就是设法使雷达导引头单脉冲天线和波束的主瓣内出现多个不可分辨目标，诱导导引头在错误的角度跟踪目标，以使导弹拦截目标失败。为对抗角度欺骗式干扰和拖曳式诱饵干扰，需实现对原来不可分辨目标的有效分辨。同时，为实现对密集目标的精确打击，提高攻击敌方编队能力，同样需要提高雷达导引头对多目标的分辨率，使雷达导引头具有更高的角度分辨能力；一种有效的技术途径是采用数字阵列雷达导引头，它通过阵列信号处理中的角度超分辨估计技术可实现同波束内多目标的分辨，提高导引头对编队入侵目标、拖曳式干扰目标、密集目标的分辨能力，显著提高雷达导引头的作战性能和抗干扰能力。在民用上，随着无线电通信事业的迅速发展，无线电频谱资源日趋紧张，无线电干扰事件也日趋增多，通过测向查找干扰源也越来越重要；同时在现代电子对抗领域，待测辐射源侦察测向一直是一个非常重要的组成部分。对待测辐射源进行精确测向不仅能够知道待测源的方向，而且将精确的测向数据与精确的到达时间结合可以直接对待测辐射源定位。实践中发现，多信号同时测向对测向技术提出了新的挑战。阵列信号处理的空间谱估计技术可以提高空间信号的角度估计精度、角度分辨力等，它是一种不同于传统的幅度测向法与相位测向法的全新测向方法，可以突破常称的“瑞利限”，提高空域测向精度，同时在宽开的接收信号中检测多个信号的方向。空间谱估计技术的辐射源接收天线一般采用阵列天线结构。目前的一些测向设备一般采用均匀线阵或均匀圆阵。

传统的无线电测向设备一般采用单极化天线形式，仅能感知和测量入射电磁波的单极化信息，并且目前的技术水平已经较为成熟，在目标检测、参数测量和跟踪等方面的而技术指标相对稳定；为了适应新一代电子侦察与测向系统的技术要求，具有更为强大的多参数参量功能的无线电测向设备已成为测向领域重要的发展趋势。

发明内容：

本发明针对现有技术中存在的缺点和不足，提出了一种具有占用的空间小、能够实现多个辐射源的超分辨测向、极化敏感和适合于工程实现等优点的宽带双极化天线阵列装置及高分辨测向方法。

本发明通过以下措施达到：

一种宽带双极化天线阵列装置，其特征在于设有六单元超宽带背腔式双极化对数周期天线阵列，以构成十二端口网络的多基线测向系统，其中每个单元为双极化结构，提供两个极化端口，每个天线单元在主辐射方向上形成极化正交的电磁场，超宽带背腔式双极化对数周期天线阵列由金属安装底盘、宽带微波吸波材料以及三个超宽带背腔式双极化对数周期天线单元，其中天线罩的外形为近圆锥形。

本发明中对数周期天线具有周期性的几何结构，高频辐射振子位于天线的上部区域，低频辐射振子位于天线的底部区域，这种上窄下宽的结构方式更有利于被动天线在天线罩内的安装；馈电方式为在集合线的顶部馈电，加工实现方式可采用金属杆状结构和印刷电路结构。

本发明中双极化对数周期天线的工作频率范围为2GHz至6GHz，为金属杆状结构，辐射振子的个数为11个，振子的金属杆直径相同，即选择所有的金属杆的粗细相同，优选振子直径都为1.2毫米，金属辐射振子的低频端振子长度为低频工作波长的一半；集合线为长条形金属板，辐射振子安装于集合线的侧边；振子的长度比例因子τ选择0.84。

本发明中两幅相同的对数周期天线正交放置，形成双极化的辐射模式，对外输出两个极化端口，为了实现两个极化端口的正常馈电而不互相遮挡，同时还要改善两个极化端口的隔离度，将两个对数周期天线在高度上略微错开，分别馈电，两个正交的对数周期天线在高度上错开的距离为0.5毫米；对数周期天线的馈电采用在集合线的顶部馈电，同轴接头位于集合线的底部，输出接头为SMA；在集合线底部，即靠近低频振子处，加载宽带匹配负载，吸收低频段的反射波信号，进一步改善低频段的电压驻波比性能。

本发明中对数周期天线的所有振子尺寸和振子之间的距离遵循比例关系τ，则：

式中L_n为第n个对称振子的全长；a_n为第n个对称振子的宽度；R_n为第n个对称振子到天线虚拟“顶点”的距离；n为对称振子的序列编号，从距离馈电点最远的振子算起，也就是最长的振子编号为“1”。

本发明中在组阵条件下，为了减小单元之间的互相耦合以及金属底板对天线辐射性能的影响，本发明在双极化对数周期天线的基础上，引入圆柱形金属背腔结构，该结构使得原来的双极化天线的辐射场得以约束，辐射方向图变窄，增益标高，辐射方向图的后瓣电平降低，有利于后续的测向算法的实现；加载的腔体的尺寸由电磁仿真方法获得。

本发明在实际工作中，双极化天线阵列常常安装于金属工作平台上，金属平面对天线的辐射性能产生一定的影响。为了减小金属平台对双极化天线阵列辐射方向图的影响以及降低双极化天线单元之间的互相耦合效应，本发明在整个金属平台上方的天线之外的区域加载宽带微波吸波材料由于微波吸波材料的引入，双极化天线阵列的效率有所降低，增益略微下降，但是方向图的形状更为规则，起伏性变小，更有利于后续的干涉仪测算法的实现。

本发明中整个天线阵列包含六个天线单元，每个单元为正交双极化布局，形成十二个输出端口，这样能够充分利用天线安装平台空间，可以实现二维空间的辐射源波达方向的估计，进一步还可以进行辐射源两个极化参数的估计，有效实现对辐射源全参数的测量。同时，由于端口数目较多，增加了信息的冗余度，可以有效提高测角的可靠性。

基于上述设计，本发明还提出了一种宽带双极化天线阵列的高分辨测向方法，其特征在于天线单元个数N为6，天线单元为双极化形式，天线单元为相似元，第i个天线的相位中心的坐标是(x_i,y_i)，以(x_i,y_i)为坐标原点，天线单元i的水平通道的远区辐射电场表示为：

式中，I_iH为归算电流，λ为工作波长，为有效长度，为归一化的幅度方向图，为相位方向图，和分别为幅度和相位极化参数，为自由空间的波阻抗，为波数；以坐标o为原点，此时天线单元i的远区辐射电场表示为：

天线的有效高度矢量变为：

假设入射信号为：

式中，|S_in|和分别为入射信号的幅度和相位，γ_in和η_in分别为入射信号的幅度和相位极化角，于是，接收信号表示为：

同理可得在天线单元i的垂直通道的接收信号表示为：

因此，在考虑所有参数条件下，天线阵列的阵列流形矩阵可写为：

式中，为阵列控制矢量(导向矢量)；

在实际情况下，接收到的数据为：

数据的协方差矩阵为：

[R]＝[x]^H·[x] (11)；

对协方差矩阵进行特征值分解，求得特征值和特征向量，得到与信号相关的M个特征向量和与噪声相关的(N-M)＝(12-M)个特征向量，选择与最小特征值对应的特征向量，对于不相关的信号，最小特征值对应噪声的方差，构造由噪声特征向量张开的N×(N-M)维子空间，于是：

在到达角θ₁,θ₂,…θ_M处，噪声子空间特征向量与天线阵导向矢量正交，由于这种正交关系，可求得各个到达角θ₁,θ₂,…θ_M的欧氏距离将该距离表达式代入分母中，得到到达角的尖峰，MUSIC的伪谱为：

综上所述，本发明提出了一种基于背腔式双极化对数周期天线阵列的测向系统装置及其波达方向和极化参数的联合估计方法，该方法考虑了实际天线阵列的单元耦合、单元之间的辐射特性不一致以及金属安装平台对双极化天线辐射性能的影响，能够同时实现对辐射源信号的二维波达方向的高分辨估计和极化参数的联合测量，本发明适用于星载、机载、弹载以其他相关的无线电测向系统，具有更为全面的参数测量功能和平台的适应性。

附图说明：

附图1是本发明中双极化对数组周期天线的结构示意图。

附图2是本发明中背腔式双极化对数周期天线单元的结构示意图。

附图3是本发明中双极化天线阵列结构布局示意图。

附图4是本发明中天线阵列的结构示意图。

附图5是本发明中算法分析所采用的坐标系。

附图6是本发明中十二个天线端口的电压驻波仿真结果图，其中6(a)是端口1的电压驻波比仿真结果，6(b)是端口2的电压驻波比仿真结果，6(c)是端口3的电压驻波比仿真结果，6(d)是端口4的电压驻波比仿真结果，6(e)是端口5的电压驻波比仿真结果，6(f)是端口6的电压驻波比仿真结果，6(g)是端口7的电压驻波比仿真结果，6(h)是端口8的电压驻波比仿真结果，6(i)是端口9的电压驻波比仿真结果，6(j)是端口10的电压驻波比仿真结果，6(k)是端口11的电压驻波比仿真结果，6(l)是端口12的电压驻波比仿真结果。

附图7是端口之间的隔离度仿真结果，其中7(a)是端口1和端口2之间的隔离度仿真结果，7(b)是端口1和端口3之间的隔离度仿真结果，7(c)是端口1和端口4之间的隔离度仿真结果，7(d)是端口1和端口5之间的隔离度仿真结果，7(e)是端口1和端口6之间的隔离度仿真结果，7(f)是端口1和端口7之间的隔离度仿真结果，7(g)是端口1和端口8之间的隔离度仿真结果，7(h)是端口1和端口9之间的隔离度仿真结果，7(i)是端口1和端口10之间的隔离度仿真结果，7(j)是端口1和端口11之间的隔离度仿真结果，7(k)是端口1和端口12之间的隔离度仿真结果。

附图8频率为2GHz时的双极化天线阵列辐射特性仿真结果，其中8(a)是端口1的增益方向图，8(b)是端口2的增益方向图，8(c)是端口1的轴比方向图，8(d)是端口2的轴比方向图。

附图9频率为4GHz时的双极化天线阵列辐射特性仿真结果，其中9(a)是端口1的增益方向图，9(b)是端口2的增益方向图，9(c)是端口1的轴比方向图，9(d)是端口2的轴比方向图。

附图10频率为6GHz时的双极化天线阵列辐射特性仿真结果，其中10(a)是端口1的增益方向图，10(b)是端口2的增益方向图，10(c)是端口1的轴比方向图，10(d)是端口2的轴比方向图。

附图11频率为2GHz时的波达方向估计的仿真结果，其中11(a)是辐射信号源1的波达方向估计仿真结果，11(b)是辐射信号源2的波达方向估计仿真结果，11(c)是辐射信号源3的波达方向估计仿真结果。

附图12是频率为2GHz时的极化参数估计的仿真结果，其中12(a)是辐射信号源1的极化参数估计仿真结果，12(b)是辐射信号源2的极化参数估计仿真结果，12(c)是辐射信号源3的极化参数估计仿真结果。

附图13是频率为6GHz时的波达方向估计的仿真结果，其中13(a)是辐射信号源1的波达方向估计仿真结果，13(b)是辐射信号源2的波达方向估计仿真结果，13(c)是辐射信号源3的波达方向估计仿真结果。

附图14是频率为6GHz时的极化参数估计的仿真结果，其中14(a)辐射信号源1的极化参数估计仿真结果，14(b)是辐射信号源2的极化参数估计仿真结果，14(c)是辐射信号源3的极化参数估计仿真结果。

附图标记：双极化对数周期天线的馈电位置1、双极化对数周期天线的振子2、双极化对数周期天线的集合线3、双极化对数周期天线的宽带负载加载位置4、双极化对数周期天线的金属背腔5、双极化对数周期天线阵列的金属底盘6、双极化对数周期天线的加载的宽带微波吸波材料7。

具体实施方式：

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的说明。

本发明设计的超宽带背腔式双极化对数周期天线天线阵列由三部分组成，即三个超宽带背腔式双极化对数周期天线单元、金属安装底盘和宽带微波吸波材料。双极化超宽带天线能够在宽频带范围内感知入射电磁波的两个极化分量，结合合适的波达方向估计算法，实现对各辐射源的极化特性识别。在雷达系统中，天线罩的外形一般为近似圆锥形状，超宽带天线的设计应充分利用天线罩内的立体空间，同时在整个带宽内实现双极化结构；在辐射方向图方面，要求被动天线的主波束指向平台的轴向方向，并具有足够的方向图覆盖范围，即在给定的空间角度范围内，天线的接收增益能够达到信号接收灵敏度的指标要求。基于以上考虑，双极化对数周期天线是一种有效的实现方案。对数周期天线具有周期性的几何结构，高频辐射振子位于天线的上部区域，低频辐射振子位于天线的底部区域，这种上窄下宽的结构方式更有利于被动天线在天线罩内的安装；馈电方式一般为在集合线的顶部馈电，加工实现方式可采用金属杆状结构和印刷电路结构。本发明设计的双极化对数组周期天线的几何结构如图1所示，工作频率范围为2GHz至6GHz。本发明设计的双极化对数周期天线为金属杆状结构，辐射振子的个数为11个，振子的金属杆直径相同，即选择所有的金属杆的粗细相同，经过CST软件的优化仿真，得到振子直径都为1.2毫米，金属辐射振子的低频端振子长度为低频工作波长的一半；集合线为长条形金属板，辐射振子安装于集合线的侧边；振子的长度比例因子τ选择0.84。两幅相同的对数周期天线正交放置，形成双极化的辐射模式，对外输出两个极化端口，为了实现两个极化端口的正常馈电而不互相遮挡，同时还要改善两个极化端口的隔离度，将两个对数周期天线在高度上略微错开，分别馈电，两个正交的对数周期天线在高度上错开的距离为0.5毫米。在图1中，极化端口定义为：端口1在端口2的下方，端口1的振子在yoz面内，即其辐射场的E面为yoz面，H面为xoy；端口2的振子在xoy面内，即其辐射场的E面为xoy面，H面为yoz。此处，对数周期天线的馈电采用在集合线的顶部馈电，同轴接头位于集合线的底部，输出接头为SMA。在集合线底部，即靠近低频振子处，加载宽带匹配负载，吸收低频段的反射波信号，进一步改善低频段的电压驻波比性能。

对数周期天线的所有振子尺寸和振子之间的距离等天线构成要素都要遵循一定的比例关系。如果用τ来表示该比例系数，在这里我们称τ为比例因子，则要求：

式中L_n为第n个对称振子的全长；a_n为第n个对称振子的宽度；R_n为第n个对称振子到天线虚拟“顶点”的距离；n为对称振子的序列编号，从距离馈电点最远的振子算起，也就是最长的振子编号为“1”。

在组阵条件下，为了减小单元之间的互相耦合以及金属底板对天线辐射性能的影响，本发明在双极化对数周期天线的基础上，引入圆柱形金属背腔结构，该结构使得原来的双极化天线的辐射场得以约束，辐射方向图变窄，增益标高，辐射方向图的后瓣电平降低，有利于后续的测向算法的实现；加载的腔体的尺寸由电磁仿真方法获得。本发明设计的背腔式双极化对数周期天线单元的三维电磁结构模型如图2所示，设计的双极化测向系统的天线阵列结构如图3所示，天线单元个数N为6，天线单元为双极化天线形式，单元组成六边形阵列，在实际工程上，本天线阵列的三维电磁仿真模型如图4所示。图中给出了该天线的组成部分的描述。

在实际工作中，双极化天线阵列常常安装于金属工作平台上，金属平面对天线的辐射性能产生一定的影响。为了减小金属平台对双极化天线阵列辐射方向图的影响以及降低双极化天线单元之间的互相耦合效应，本发明在整个金属平台上方的天线之外的区域加载宽带微波吸波材料，天线阵列的整体安装结构如图3所示。由于微波吸波材料的引入，双极化天线阵列的效率有所降低，增益略微下降，但是方向图的形状更为规则，起伏性变小，更有利于后续的干涉仪测算法的实现。本发明中整个天线阵列包含六个天线单元，每个单元为正交双极化布局，形成十二个输出端口，这样能够充分利用天线安装平台空间，可以实现二维空间的辐射源波达方向的估计，进一步还可以进行辐射源两个极化参数的估计，有效实现对辐射源全参数的测量。同时，由于端口数目较多，增加了信息的冗余度，可以有效提高测角的可靠性。

基于上述设计的背腔式双极化对数周期天线阵列，本发明设计了一种高分辨波达方向和极化参数的联合估计方法。天线阵列流形如图3所示。天线单元个数N为6，天线单元为双极化形式，天线单元为相似元。坐标系如图5所示，第i个天线的相位中心的坐标是(x_i,y_i)。以(x_i,y_i)为坐标原点，天线单元i的水平通道的远区辐射电场可表示为：

式中，I_iH为归算电流，λ为工作波长，为有效长度，为归一化的幅度方向图，为相位方向图，和分别为幅度和相位极化参数，为自由空间的波阻抗，为波数。

以坐标o为原点，此时天线单元i的远区辐射电场可表示为：

天线的有效高度矢量变为：

假设入射信号为：

式中，|S_in|和分别为入射信号的幅度和相位，γ_in和η_in分别为入射信号的幅度和相位极化角。于是，接收信号可表示为：

同理可得在天线单元i的垂直通道的接收信号可表示为：

因此，在考虑所有参数条件下，针对图3的天线结构布局，天线阵列的阵列流形矩阵可写为：

式中，为阵列控制矢量(导向矢量)。

在实际情况下，接收到的数据为：

数据的协方差矩阵为：

[R]＝[x]^H·[x] (11)

对协方差矩阵进行特征值分解，求得特征值和特征向量，得到与信号相关的M个特征向量和与噪声相关的(N-M)＝(12-M)个特征向量，选择与最小特征值对应的特征向量，对于不相关的信号，最小特征值对应噪声的方差。构造由噪声特征向量张开的N×(N-M)维子空间，于是：

在到达角θ₁,θ₂,…θ_M处，噪声子空间特征向量与天线阵导向矢量正交，由于这种正交关系，可求得各个到达角θ₁,θ₂,…θ_M的欧氏距离将该距离表达式代入分母中，得到到达角的尖峰，MUSIC的伪谱为：

实施例：

本发明设计了一个具体的背腔式双极化对数周期天线阵列结构装置，采用全波电磁仿真软件对该天线阵列进行了性能仿真，基于实际的全波电磁仿真数据结果，进行了全极化本信号源参数估计算法的仿真实验，验证了本发明所提出的算法的可行性和有效性。

在图4所示的三维电磁仿真模型中，定义端口1至端口12分别为：1_H、1_V、2_H、2_V、3_H、3_V、4_H、4_V、5_H、6_V、6_H、6_V。天线单元的横向尺寸约为75毫米，高度约为140毫米，单元之间的间距约为110毫米，微波吸波材料的高度约为155毫米。十二个天线端口的电压驻波比特性分别如图6所示，端口之间的隔离度如图7所示。由图可见，该天线在频率为2GHz～4GHz范围内的平均电压驻波比约为2，各个端口之间的隔离度平均大于20dB，在3GHz至4GHz范围内，临近端口隔离度略低于20dB，但是不影响测向算法的实现，可以满足实际的超宽带双极化电子系统的应用要求。

为了表征该天线的辐射特性，在此分别给出在2GHz、4GHz和6GHz时的天线阵列的辐射增益方向图和轴比方向图的仿真结果。由仿真结果可以看出，该天线在两个极化端口上均表现出宽波束方向图性能，增益随着频率的变化基本上保持稳定，方向图起伏性不大；在主波束范围内，辐射场的极化状态虽然较为稳定，但是各个空间点的极化状态不是相同的，因此必须采用全极化的空间数据校准和补偿，才能实现有效的测向算法。

基于上述设计的宽带双极化天线阵列的全波电磁仿真结果数据，利用本发明提出的高分辨测向算法，进行数值仿真模拟，在此部分给出仿真结果。设定入射信号的个数为3，三个辐射信号源的到达角分别为： 和极化参数分别为：(γ₁,η₁)＝(15°,30°)、(γ₂,η₂)＝(25°,20°)和(γ₃,η₃)＝(60°,50°)，图11和图12分别给出了频率为2GHz时，三个信号源的波达方向角和极化参数的估计仿真结果，可以看出，在三个信号源对应的波达方向和极化参数对应的位置处，均出现了明显的尖峰，可以估计出目标的全部波达方向角和极化参数。

图13和图14分别给出了频率为6GHz时，三个信号源的波达方向角和极化参数的估计仿真结果，可以看出，在三个信号源对应的波达方向和极化参数对应的位置处，均出现了明显的尖峰，同样可以估计出目标的全部波达方向角和极化参数。仿真结果表明了本发明算法的超宽带特性。

Claims (7)

1.一种宽带双极化天线阵列装置，其特征在于设有六单元超宽带背腔式双极化对数周期天线阵列，以构成十二端口网络的多基线测向系统，其中每个单元为双极化结构，提供两个极化端口，每个天线单元在主辐射方向上形成极化正交的电磁场，超宽带背腔式双极化对数周期天线阵列由金属安装底盘、宽带微波吸波材料以及三个超宽带背腔式双极化对数周期天线单元，其中天线罩的外形为近圆锥形。

2.根据权利要求1所述的一种宽带双极化天线阵列装置，其特征在于对数周期天线具有周期性的几何结构，高频辐射振子位于天线的上部区域，低频辐射振子位于天线的底部区域，这种上窄下宽的结构方式更有利于被动天线在天线罩内的安装；馈电方式为在集合线的顶部馈电，加工实现方式可采用金属杆状结构和印刷电路结构。

3.根据权利要求1所述的一种宽带双极化天线阵列装置，其特征在于双极化对数周期天线的工作频率范围为2GHz至6GHz，为金属杆状结构，辐射振子的个数为11个，振子的金属杆直径相同，即选择所有的金属杆的粗细相同，优选振子直径都为1.2毫米，金属辐射振子的低频端振子长度为低频工作波长的一半；集合线为长条形金属板，辐射振子安装于集合线的侧边；振子的长度比例因子τ选择0.84。

4.根据权利要求1所述的一种宽带双极化天线阵列装置，其特征在于两幅相同的对数周期天线正交放置，形成双极化的辐射模式，对外输出两个极化端口，为了实现两个极化端口的正常馈电而不互相遮挡，同时还要改善两个极化端口的隔离度，将两个对数周期天线在高度上略微错开，分别馈电，两个正交的对数周期天线在高度上错开的距离为0.5毫米；对数周期天线的馈电采用在集合线的顶部馈电，同轴接头位于集合线的底部，输出接头为SMA；在集合线底部，即靠近低频振子处，加载宽带匹配负载，吸收低频段的反射波信号，进一步改善低频段的电压驻波比性能。

5.根据权利要求1所述的一种宽带双极化天线阵列装置，其特征在于对数周期天线的所有振子尺寸和振子之间的距离遵循比例关系τ，则：

$\frac{L_{n+1}}{L_n}=\frac{a_{n+1}}{a_n}=\mathrm{\τ}---\left(1\right)$

$\frac{R_{n+1}}{R_n}=\mathrm{\τ}---\left(2\right)$

式中L_n为第n个对称振子的全长；a_n为第n个对称振子的宽度；R_n为第n个对称振子到天线虚拟“顶点”的距离；n为对称振子的序列编号，从距离馈电点最远的振子算起，也就是最长的振子编号为“1”。

6.根据权利要求1所述的一种宽带双极化天线阵列装置，其特征在于在组阵条件下，为了减小单元之间的互相耦合以及金属底板对天线辐射性能的影响，本发明在双极化对数周期天线的基础上，引入圆柱形金属背腔结构，该结构使得原来的双极化天线的辐射场得以约束，辐射方向图变窄，增益标高，辐射方向图的后瓣电平降低，有利于后续的测向算法的实现；加载的腔体的尺寸由电磁仿真方法获得。

7.一种宽带双极化天线阵列的高分辨测向方法，其特征在于天线单元个数N为6，天线单元为双极化形式，天线单元为相似元，第i个天线的相位中心的坐标是(x_i,y_i)，以(x_i,y_i)为坐标原点，天线单元i的水平通道的远区辐射电场表示为：

式中，I_iH为归算电流，λ为工作波长，为有效长度，为归一化的幅度方向图，为相位方向图，和分别为幅度和相位极化参数，为自由空间的波阻抗，为波数；以坐标o为原点，此时天线单元i的远区辐射电场表示为：

天线的有效高度矢量变为：

假设入射信号为：

式中，|S_in|和分别为入射信号的幅度和相位，γ_in和η_in分别为入射信号的幅度和相位极化角，于是，接收信号表示为：

同理可得在天线单元i的垂直通道的接收信号表示为：

因此，在考虑所有参数条件下，天线阵列的阵列流形矩阵可写为：

式中，m＝1,2,…,M，为阵列控制矢量(导向矢量)；

在实际情况下，接收到的数据为：

数据的协方差矩阵为：

[R]＝[x]^H·[x] (11)；

对协方差矩阵进行特征值分解，求得特征值和特征向量，得到与信号相关的M个特征向量和与噪声相关的(N-M)＝(12-M)个特征向量，选择与最小特征值对应的特征向量，对于不相关的信号，最小特征值对应噪声的方差，构造由噪声特征向量张开的N×(N-M)维子空间，于是：

在到达角θ₁,θ₂,…θ_M处，噪声子空间特征向量与天线阵导向矢量正交，由于这种正交关系，可求得各个到达角θ₁,θ₂,…θ_M的欧氏距离将该距离表达式代入分母中，得到到达角的尖峰，MUSIC的伪谱为：