CN1068225A - 互补推挽输出器的准甲类偏置电路 - Google Patents

Abstract

本文公开了一种准甲类偏置电路。具有第一和 第二电阻/稳压二极管并联结构。静态和小信号时， 电阻起深负反馈作用。动态大信号时，稳压二极管提 供了电流通路。使电路具有偏置电压允差范围大，温 度适应性好、结构稳定、无交越失真和开关失真。响 应速度快等优点。末级输出管按准甲类方式工作。

Description

本发明属于放大领域。

本发明涉及一种准甲类偏置电路，它能有效地应用于多种具有互补推挽输出结构的放大器中。更确切地说，本发明涉及一种互补推挽输出管的偏置电路的改进，两组电阻/稳压二极管的并联结构分别串入两互补管的信号回路。静态时，通过电阻为两互补管建立起设定的静态电流。动态大信号时，两只稳压二极管轮流导通并钳位，为相应的功率管提供大电流通路，另一只功率管的电流则减小一些，从而使两只输出管都不进入截止状态，工作在准甲类，无开关失真，交越失真小，速度快，温度系数小，偏置稳定，结构简单，可靠性高。

图1和图2的例子表明了现有技术的固定偏置电路和典型的动态偏置电路。图1所示电路中，BG₁、BG₂及RE₂组成NPN型复合输出管，BG₂、BG₄及RE₄组成PNP型复合输出管。W和BG₀组成U_BE倍增稳压电路，等效为恒压温U_AB，具有很小的输出内阻，U_AB一般设置在2.2V左右，使输出管工作在甲乙类，即选择一定大小的静态电流I₀流过BG₂、BG₄，要控制I₀，就要求有很精确的偏置电压U_AB，要求精度为10^-3晶体晶的U_bo具有负温度系数，约-2mV/℃，在上述电路中，温度每升高10℃，I₀将增加近1倍，当温度从0℃上升到100℃时，I₀增长近1千倍，足以使输出管烧坏，为此，往往加温度补偿措施。要求BG₂、BG₄等有良好的热耦合。图3给出了该电路中BG₂的工作情况。其导通角略大于180°，远小于360°，BG₄的工作情况类似，两只管子都要进入截止状态响应速度慢。

在图2所示电路中，以日本胜利公司的JVC方式为例说明超甲类偏置的方法，无信号时未级功率管BG₂、BG₄的静态电流很小，输入信号的正半周，A点电位较C点高，将有一个电流从A经R₃、BG₇和D₁流向C，且信号越大此电流也越大。BG₆和BG₇是镜流电路，当BG₇有电流流过时时，BG₆也有同样大小的电流流过。此电流从A开始经R₄、BG₆、R₁和BG₈。这时R₁上的压降增大，BG₅内阻增大，A、B之间的电压也升高，从而使BG₃和BG₄不截止。同理在负半周时BG₁和BG₂也不截止。图4给出了BG₂的工作情况，导通角为360°，BG₄的工作情况类似。此电路能有效地消除开关失真和交越失真。对U_AB的精度要求，温度特性等与图1所示电路类似。效率比甲乙类略高，此电路有正反馈成份，稳定性较差。

以上作为现有技术的两例，已具备了典型特征，主要在于，静态时，未级功率管设定一较小的无功电流I₀，此电流的大小主要依赖于U_AB和U_be的温度特性，为提高稳定性，在BG₂、BG₄的射极串入负反馈电阻RE₄、RE₂，此值越大稳定性越好，但带来的功耗越大，输出摆幅，效率都受影响。因此RE₄、RE₂的取值较小，兼顾功率和稳定性，在小功率放大器中（＜1W）取值范围是4Ω～400Ω，大功率放大器中（＞1W）取值范围是0.1Ω～2Ω。取值的结果是电阻上的静态压降约20mV，远不能抑制温升对I₀的影响。在散热条件不好，或环境温度过高时，I₀往往成倍地增大，最终导致BG₂、BG₄烧毁。在最初设定U_AB时，精度要求很高，如上所述为10^-3，一般其偏差应小于±5mV，采用大的RE₄、RE₂以增加局部负反馈可以扩大温度补偿范围，降低偏置难度，但由于功耗增加，内阻增大，动态范围减小等因素，使RE₄、RE₂的值不可能太大，一般取为额定负载的十分之一左右。另外，超甲类等动态偏置电路虽然解决了交越失真和开关失真。但电路结构过于复杂，稳定性差，一致性不好，调试工作难度大，可靠性低，在放大电路，尤其是功率较大的放大系统中，始终是失效率较大的部分。

本发明的一个目的是提供一种准甲类偏置电路，它具有静态电流I₀设定装置，其结构简单，偏置电压允差范围大，与现有技术相比精度降低20倍，具有温度适应性好，性能稳定，无开关失真和交越失真，响应速度快，效率与乙类相当等优点。

本发明的又一个目的是提供另一种适用于大功率放大器的准甲类偏置电路，具有与上述相同的工作原理和优点，另外，还具有自身功耗较小的静态电流I₀的设定装置。

本发明的又一个目的是提供一种过流检测装置，为过流保护电路提供控制信号。

图5是本发明的一个实施方案的电路图，其中用了复合互补NPN/PNP推挽输出管。驱动管BG₁、BG₃工作在甲类，输出管BG₂、BG₄则被偏置在准甲类。图5所示的方案与图1所示的传统实例之不同之处在于：射极所串的第一、二电阻R_e2、R_e4比传统的RE₂、RE₄约大20倍（在相同的I₀这一前提条件下）：在R_e2、R_e4上分别并有第一稳压二极管D_z2和第二稳压二极管D_z4。

下面将说明根据本发明构成的这种准甲类偏置电路。BG₀与W构成了等效恒压源U_AB，在整个正负大信号工作范围内，U_AB的值视为恒定。设晶体管的结压降是V_D，稳压二极管的稳压值都是V₂，R_e2与R_e4相等。那么，U_DE＝U_AB-4V_D，静态时，调W使U_DE的值在1.4～1.8倍的Vz之间，令U_DE＝1.6Vz，则U_DC＝0.8Vz。U_CE＝0.8Vz，流过BG₂和BG₄的静态电流基本上由I₀＝I_e2＝I_e4＝1.6Vz/2R_e2决定。由于Vz、R_e2的数值较大，V_D的影响相对来说就小得多。因此静态电流I₀很稳定，实际上要比传统电路稳定20倍以上。

从A或B端输入正向小信号时，BG₁、BG₂电流增加，流过R_e2到C点至负载的电流增加，而流过R_e4、BG₄、BG₃的电流减小，输入负向小信号时，工作状态相反，从而完成小信号的推挽工作，当输入正向信号较大时，R_e2上的压降继续增大，直至D_Z2击穿导通，被钳位在Vz为至，此后的负载电流由DZ₂提供R_e2几乎不起作用。R_e4上的电压则被限制在U_CE＝U_DE-V_Z＝0.6V_Z上，I_e4＝0.6V_Z/R_e4随着BG₂的射极电流进一步增大，I_e4会略微下降，但不会降至零。当输入负向大信号时，情况相反，I_e2＝0.5V_Z/R_e2。图6给出了BG₂（BG₄）的工作情况，导通角为360°。由上述分析可见，在电路的整个工作过程中，两输出管始终有电流流过，无开关失真和交越失真，响应速度快，无正反馈成份，性能稳定，结构简单。对比图4和图6，可发现本发明的性能与超甲类有相似之处，效率高于超甲类，与乙类相当。

另外，在其它条件不变的前提下，I₀的值与R_e2、R_e4成反比，减小R_e2、R_e4可增大I₀，控制R_e2、R_e4的大小可将电路的偏置在乙类至甲类的范围内任意选择，只要I₀达到某一较小的值，电路就进入准甲类偏置。

如上所述，静态时，R_e2、R_e4上分别有0.3V_Z的压降，并由此确定输出管的静态电流，仅当U_DE值超过2V_Z时。静态电流才会大幅度增加，即允许偏置电压误差达0.4V_Z。V_Z取值大有利于偏置的稳定。但效率较低;V_Z取值小，效率高，但偏置稳定性差，兼顾二者V_Z取0.3V～2V间为好，更一般地，可使用一只二极管的正向压降V_D作为V_Z使用。这种偏置的结果是，对偏置精度的要求比现有技术放宽约20倍。提高了放大器工作过程中的可靠性，使之适合于恶劣温度条件下工作，比如卫星、火箭，工业设备的自动控制系统，通讯设备等对可靠性要求高的场合。

图7是本发明的又一个实施方案，与图5的不同之处在于输出级使用单只NPN/PNP管对，U_AB值应作相应的下降，使U_DE值仍为1.4～1.8Vz，此电路适用于作为小信号电压放大器。

图8是本发明的又一个实施方案，与图5的不同之处在于负向输出管采用PNP-NPN复合，等效为大功率PNP输出管，从而构成了所谓的准互补结构，各关键点的电压选择与静态电流设定方式与图5类似，最终要求U_DE＝1.4～1.8Vz。

图9是本发明的又一个实施方案，与图5的不同之处在于驱动管BG₁、BG₃采用N沟/P沟MOS管对，最主要的差别在于MOS管的开启电压V_T比双极型晶体管的V_D大，从而要求将U_AB作相应的调高，使U_DE＝1.4～1.8Vz不变。

图10是本发明的又一个实施方案，与图5的不同之处在于等效负向PNP输出管由负向传输环构成，U_AB的位置移到了负向传输结构中。其偏置结果仍然使U_DE＝1.4～1.8V_Z这种结构主要应用于集成电路中，可使偏置更稳定、可靠。

图11是本发明的又一个实施方案，与图5的不同之处在于输出管采用N沟/P沟MOS管对，无驱动管。类似地调整U_AB，使U_DE＝1.4～1.8Vz。

图12是本发明的又一个实施方案，与图5的不同之处在于将电阻/稳压二极管并联结构移至驱动管的射极和输出管的基极之间，成为基极电阻R_b2、R_b4其阻值相应比R_e2、R_e4增加18倍。而对电阻和稳压二极管的电流容量则下降到1/P。两输出管的射极则直接联在一起作为输出端C、U_AB值的选取原则与上述各例一样，使R_b2、R_b4上的静态压降的和为1.4～1.8Vz。以控制BG₂、BG₄的基极电流的方式确定输出管的静态电流。这种将电阻/稳压二极管并联结构串在输出管基极的接法适用于大功率放大电路，与图5相比，对电阻、稳压二极管的功耗要求低得多，有利于结构更加稳定。

图13是本发明的又一个实施方案，与图11的不同之处在于驱动级分别用了两对共四只管子构成达林顿结构。具有更大的驱动能力。U_AB值要相应调高2V_D，使R_b2、R_b4上的压降和为1.4～1.8V_Z。

图14是本发明的又一个实施方案，与图11的不同之处在于驱动级采用了准互补结构的复合方式。

图15是本发明的又一个实施方案，与图11的不同之处在于驱动级采用了N沟/P沟MOS对管。

图16是本发明的又一个实施方案，与图5的不同之处在于输出管接成共射形式，以集电极作输出。正向NPN输出管的集电极接第一电阻，稳压二极管并联结构的正端，负向NPN输出管的集电极接第二电阻/稳压二极管并联结构的负端，选择适当的U_AB，仍使U_DE＝1.4～1.8V_Z。

以上给出了一部分具体的实施方案，有些适用于小功率电压放大，例如输出功率在1W以下输出电流不超过100mA，此类电路中R_e2、R_e4取值视静态电流I₀的目标值不同而异，一般在500Ω～2KΩ间选取。对于应用功率较大的场合，例如输出功率大于1W的功率放大器，R_e2、R_e4的取值要小得多，一般在0.5Ω～20Ω之间，与同样静态电流I₀的现有技术相比，R₆的值提高了近20倍，相应地，静态电流I₀的稳定度比现有技术提高了近20倍，另外，图12～图15的几种电路尤其适用于大功率放大的场合。

以上所述的各类实施方案均是输出级部分，它们可以方便地与现有技术中相应的前级电路相匹配，从而构成完整的放大电路。具体地，前级可以电压驱动方式工作，也可以电流驱动方式工作，对于具有本发明的输出级，以电流驱动方式工作效果更好，即前级具有很大的输出内阻，输出级的输入阻抗又较小。输出级等效成为电流放大器，闭环后，施加一定的大环路负反馈，以降低系统中产生的各种失真。

图17是本发明的又一个实施方案，在这个实施例中加进了前级电路和过流保护电路。U_AB由五只相串联的正向二极管构成，采用结面积较小，正向压降较大的开关二极管。V_Z由二极管的正向压降代用，使R_b2、R_b4上的静态压降在0.5V左右，输入级由差分放大对管BG₁₅、BG₁₆组成。中间放大级由带有射极电阻R₁₇的共射放大管BG₁₇构成，R₁₇较小时，等效为电压推动，R₁₇足够大时，等效为电流推动。

在输出管BG₂、BG₄的集电极分别串有两只取样电阻R_c2、R_c4，正向工作时，若电流过大，R_c2上的压降大于0.6V，BG₁₀导通，中间放大管BG₁₇的输出电流被限制在某一值上，从而限制了BG₂的输出电流至某一目标值上，负向工作时，过大的电流将导致BG₂₀导通，进而减小恒流源BG₁₈的输出电流，最终限制了负向输出管BG₄的输出电流于某一目标值上。选取R_c2＝R_c4，则最大输出电流为0.6V/R_c2。由分析可见，R_c2R_c4两端的电压可作为过流信号取出，具体的过流保护接法则有多种方式。

图16所示的实施方案采用了一种输出结构，所述的其它结构可作代换，在这种结构的基础上可以增加其它功能亦可以改变某些具体接法，以适用不同场合的不同需要。

根据本发明，正如到目前为止所描述的那样，可以做出这样的准甲类偏置电路，它虽结构简单，但却比现有技术的稳定性高约20倍，温度影响小，速度快，无交越失真和开关失真，输出管不进入截止状态，具有与乙类相似的高效率，适用于各种具有推挽输出结构的电路中，尤其适用于要求高可靠性和温度变化较大的场合，比如卫星系统、火箭，工业自动控制设备等。

Claims (12)

1、一种包含有静态电流设定和准甲类偏置装置的推挽输出级偏置电路包括：恒压源(U_AB)，正负向输出功率器件，串联的第一和第二静态电流设定电阻，通过它们构成偏置回路，其特征是：在所述第一和第二电阻上并有第一和第二稳压二极管。所述第一电阻/稳压二极管串入正向输出回路；第二电阻/稳压二极管串入负向输出回路，静态时，由恒压源U_AB和输出管的门槛电压共同决定了加在第一和第二电阻上的电压。从而决定了穿过输出管的静态电流。输入小信号时，正负向输出管通过第一和第二电阻按推挽方式工作，正向大信号时，第一稳压二极管击穿导通，确保负向输出管电流不为零，负向大信号时，第二稳压二极管击穿导通，确保正向输出管电流不为零。

2、根据权项1的准甲类偏置电，其中第一电阻/稳压二极管并联结构的正端接正向输出管的输出端，负端与第二电阻/稳压二极管并联结构的正端相联并引出，作为放大器的输出端，第二电阻/稳压二极管并联结构的负端接负向输出管的输出端。

3、根据权项1，其中第一电阻/稳压二极管并联结构的正端接正向驱动管的输出端，其负端接正向输出管的输入端，正向输出管的输出端与负向输出管的输出端相联，作为放大器的输出端，第二电阻/稳压二极管并联结构的正端接负向输出管的输入端，其负端接负向驱动管的输出端。

4、根据权项1，其中所述第一、第二电阻和并在上面的第一、第二稳压二极管，它们的性能和参数分别相同。其中稳压二极管的稳压值在0.3V～2V之间。

5、根据权项1，恒压源U_AB的正端接正向驱动管的输入端，其负端接负向输出管的输入端，选择其值的大小，使得抵消输出管的门槛电压后，落在第一、第二串联电阻上的电压和的数值在1.4～1.8倍稳压二极管稳压值之间。

6、根据权项1，其中所述的正负向输出功率器件是单只NPN/PNP管对，NPN/PNP达林顿管对，复合互补NPN/PNP管对，准互补NPN/PNP管对，MOSFET-双极复合互补NPN/PNP管对，负向传输结构NPN/PNP管对等。

7、根据权项1、3，其中所述正负向输出管对是NPN/PNP管对，所述驱动管是NPN/PNP管对，NPN/PNP达林顿管对，复合互补NPN/PNP管对，N沟/P沟MOS管对。

8、根据权项1，其中所述正向输出功率器件的集电极通过一小电阻（R_C2）与电源正端相联，负向输出功率器件的集电极通过另一小电阻（R_C4）与电源负端相联，所述二只小阻的参数完全相同，从这二只小电阻上可取出过流信号。

9、根据权项1，所述输出极的电压放大倍数近似为1，可由电压信号驱动，可由电流信号驱动。

10、根据权项1、2，所述第一、二电阻在小功率（＜1W）电压放大器中的取值范围是50Ω～2KΩ，在大功率（＞1W）放大器中的取值范围是0.5Ω～200Ω。

11、根据权项1、3，所述第一、二电阻在小功率（＜1W）电压放大器中的取值范围是5KΩ～200KΩ，在大功率（＞1W）放大器中的取值范围是50Ω～20KΩ。

12、根据权项1，所述的恒压源U_AB可以是单只的电阻，是电阻和三极管组成的U_be倍增电路，是稳压二极管，是串联的正向二极管。

Images