CN106772254A - 改进的基于数字自适应干扰对消的收发隔离方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种改进的基于数字自适应干扰对消的收发隔离方法，把从干扰发射通道耦合而来的参考干扰信号输入自适应滤波器，通过改变一组权系数，使由误差信号控制的自适应滤波器产生对受干扰接收信号中相关干扰的最佳估计，通过消除干扰的影响，从而更好地侦收敌方雷达信号。本发明解决了侦收天线与发射天线同时工作的收发隔离的困难，实现“侦中扰，扰中侦”，适用于小平台上的干扰机的侦查与干扰同时工作的场景。

Description

改进的基于数字自适应干扰对消的收发隔离方法
技术领域
本发明涉及一种改进的基于数字自适应干扰对消的收发隔离方法，属于信息处理技术领域。
背景技术
雷达辐射源的侦察是实行有效电子干扰的前提，利用侦察接收机来接收敌方发射的雷达信号，发现敌方雷达的存在与否、并快速测量其相关参数以及识别雷达的威胁程度，引导干扰机对敌方雷达进行干扰和破坏。雷达信号的侦收是雷达对抗的基础，是夺取电磁优势的前提和克敌制胜的关键。
干扰机自身发射的干扰不影响自身侦察接收机的正常工作，称为干扰机的收发隔离。干扰机的收发隔离是电磁兼容的重要内容之一。干扰机发射和侦收往往是同距离或近距离、同频率、同方向、同时间、同带宽的信号，且干扰机辐射功率很大，远高于侦察接收机的灵敏度。收发隔离不好，轻则降低侦察接收机的实际灵敏度，减少侦察作用距离；重则使得干扰机自发自收，形成自激励，无法检测外界雷达信号，也就是自己发射的干扰信号漏入到自己的接收机中，扰乱了自身接收机的正常工作，使自身的瞄频接收机不能正常的对雷达信号进行瞄频工作，使自身的角跟踪接收机不能对雷达信号正常接收，使角跟踪系统不能对准被干扰的目标。
目前的干扰机中普遍采用收发分时工作方式，即对干扰机的发射时间开窗，在窗口时间宽度内关闭干扰发射，保证侦察接收机有足够的工作时间，在窗口宽度之外为干扰发射时间，闭锁侦察接收机。一般侦察时间与干扰时间按1：9进行分配。
随着雷达采用灵活的相控阵体制以及复杂多变的信号形式和频率、重频等参数捷变等雷达先进抗干扰技术，通常采用时分方法实现侦察和干扰，雷达侦察机难以实现快速的干扰引导。为了实现对参数捷变雷达的高概率截获，并实时进行有效干扰，必须侦察和干扰同时进行，做到“侦中扰，扰中侦”。
若干扰和侦察同时工作时，存在着侦察接收天线和干扰发射天线之间的收发隔离问题。在干扰过程中，由于作战环境导致干扰系统的布置受到各种局限，或者受到机载干扰机的平台的限制，收发天线间的间距不可能足够大，干扰信号可以直接耦合或者经过周围近距离环境物体的发射形成多路径信号进入干扰机的侦察接收机，从而可能导致轻则降低侦察接收机的实际灵敏度，减少侦察作用距离；重则使干扰机自发自收，形成自激励，无法检测雷达信号。
传统的提高收发隔离度的方法(如增大收发天线的间距、减少收发天线的侧向辐射以及在收发天线间增加正交吸收性隔离屏等)无法满足小平台干扰机对隔离度的高要求，因此需要寻找一种有效削弱干扰信号对侦察接收系统影响的方法，增加干扰机收发隔离度是转发式干扰技术急需解决的重要问题。
由于受平台的限制，发射天线发出去的干扰信号经常会碰到各种遮挡而多次反射造成的多径现象，这种直接耦合或经过遮挡物体的反射所形成的多径信号进入干扰机的侦查接收机，可降低侦查接收机的灵敏度或使得干扰机自发自收，形成自激励，无法检测雷达信号。在采用有源数字自适应对消技术的方法种，利用相关对消原理，可以消除进入侦查接收机种接收通道收到的干扰信号，并保留需要侦收的雷达信号，但对于经过多径形成的干扰信号的抑制效果不足，影响正常对雷达信号的侦收。因此，需要对常规的基于自适应干扰对消的收发隔离方法进行改进处理。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术中的不足，提供一种改进的基于数字自适应干扰对消的收发隔离方法，解决现有技术中对于经过多径形成的干扰信号的抑制效果不足，影响正常对雷达信号的侦收的技术问题。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：
改进的基于数字自适应干扰对消的收发隔离方法，包括如下步骤：
将t时刻侦收天线接收到的信号作为原始输入信号d(t)送入干扰对消器的自适应滤波器组，其中，d(t)＝S(t)+J(t)，S(t)为需要侦收的敌方雷达信号，J(t)为干扰发射信号经过直接耦合或者经周围环境物体的反射而进入侦察接收机的干扰信号；
将干扰发射机产生的干扰信号功分形成参考输入信号J1(t)，对参考输入信号J1(t)进行信号处理，使参考输入信号J1(t)与原始输入信号d(t)同步送入干扰对消器的自适应滤波器；
分别对原始输入信号d(t)和参考输入信号J1(t)进行N点的傅里叶变换，取N为2的指数次幂，N＝2L，L为整数；
分别对傅里叶变换后的原始输入信号和参考输入信号取对数，分别记为d(K)和J1(K)，d(K)＝log2[FFT(d(t))]，J1(K)＝log2[FFT(J1(t))]，K＝1,2,...N；
分别对d(K)和J1(K)进行N点的逆傅里叶变换，分别记为d(n)和J1(n)，d(n)＝IFFT(d(K))，J1(n)＝IFFT(J1(K))，n＝1,2,...N；
再将参考输入信号J1(n)通过自适应滤波器组，其输出信号Y(n)与原始输入信号d(n)＝S(n)+J(n)进行反相叠加，输出结果即为误差信号e(n)；
将误差信号e(n)反馈给自适应滤波器组，形成自适应滤波器的闭环网络，动态调整收敛步长，使得自适应滤波器的输出信号Y(n)成为原始输入信号中干扰信号J(n)的最佳估计，此时输出的误差信号e(n)在均方意义上逼近需要侦收的雷达信号S(n)，实现收发隔离。
调整收敛步长的具体方法如下：
将自适应滤波器的权矢量定义为：W＝[w0,w1,...wM-1]T，wM-1表示第M-1个滤波器抽头权系数，M表示滤波器组的抽头个数；
定义基准输入信号矢量为X(n)，X(n)＝J1(n)，则自适应滤波器的输出信号Y(n)＝XT(n)W(n)；
干扰对消器均方误差输出为：E{e2(n)}＝E{(d(n)-XT(n)W(n))2}，W(n)＝[w0(n),w1(n),...wM-1(n)]T表示自适应滤波器组在n时刻的权矢量；
自适应对消权矢量的迭代方程为：W(n+1)＝W(n)+2μ(n)e(n)X(n)，μ(n)为第n时刻的收敛步长，μ(n+1)＝α*μ(n)+β*e2(n)，式中，0＜α＜1，β＞0，通过更新参数α和β，实现收敛步长μ(n)的调整。
对参考输入信号J1(t)进行信号处理包括：对参考输入信号J1(t)进行数据延迟和移相处理。
与现有技术相比，本发明所达到的有益效果是：利用自适应干扰回波对消方法，解决侦收天线与发射天线同时工作的收发隔离的困难，实现“侦中扰，扰中侦”；通过调整收敛步长，有效的实现了在多径情况下的自适应干扰对消算法中的收敛速度与收敛稳定性的折衷。本发明更适用于小平台上的干扰机的侦查与干扰同时工作的场景。
附图说明
图1是将本发明方法应用于小型化平台上进行收发隔离的原理框图；
图2是自适应滤波器的工作原理框图；
图3是干扰回波数字自适应滤波器的原理框图；
图4是干扰对消前后功率对比图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。
如图1所示，是将本发明方法应用于小型化平台上进行收发隔离的原理框图。在发射天线和侦收天线的传统结构框图中增加了一组数字延迟与对消器，对消器的一路信号来自侦收天线，另一路是从发射机耦合出来经过衰减器和移相器的采样信号。
为了实现小型化干扰平台上侦察和干扰同时进行工作，本发明引入干扰对消技术：在侦察接收通道的信号中，对消干扰辐射的信号。在自适应干扰对消技术中，把从干扰发射通道耦合而来的参考干扰信号输入自适应滤波器，通过改变一组权系数，使由误差信号控制的自适应滤波器产生对受干扰接收信号中相关干扰的最佳估计，通过消除干扰的影响，从而更好地侦收敌方雷达信号。如图2所示，本发明方法具体包括如下步骤：
将t时刻侦收天线接收到的信号作为原始输入信号d(t)送入干扰对消器的自适应滤波器组，其中，d(t)＝S(t)+J(t)，S(t)为需要侦收的敌方雷达信号，J(t)为干扰发射信号经过直接耦合或者经周围环境物体的反射而进入侦察接收机的干扰信号；
将干扰发射机产生的干扰信号功分形成参考输入信号J1(t)，对参考输入信号J1(t)进行信号处理使参考输入信号J1(t)与原始输入信号d(t)同步送入干扰对消器的自适应滤波器；
分别对原始输入信号d(t)和参考输入信号J1(t)进行N点的傅里叶变换(FFT)，这里一般取N为2的指数次幂，N＝2L，L为整数。
再分别对傅里叶变换后的原始输入信号和参考输入信号取对数，分别记为d(K)和J1(K)，这里d(K)＝log2[FFT(d(t))]，J1(K)＝log2[FFT(J1(t))]，K＝1,2,...N。
然后分别对d(K)和J1(K)进行N点的逆傅里叶变换(IFFT)，分别记为d(n)和J1(n)，这里d(n)＝IFFT(d(K))，J1(n)＝IFFT(J1(K))，n＝1,2,...N。
再将参考输入信号J1(n)通过自适应滤波器组，其输出信号Y(n)与原始输入信号d(n)＝S(n)+J(n)进行反相叠加，输出结果即为误差信号e(n)；
将误差信号e(n)反馈给自适应滤波器组，形成自适应滤波器的闭环网络，动态调整收敛步长，使得自适应滤波器的输出信号Y(n)成为原始输入信号中干扰信号J(n)的最佳估计，此时输出的误差信号e(n)在均方意义上逼近需要侦收的雷达信号S(n)，实现收发隔离。
动态调整收敛步长的具体方法如下：
如图3所示，将自适应滤波器的权矢量定义为：W＝[w0,w1,...wM-1]T，wM-1表示第M-1个滤波器抽头权系数，M表示滤波器组的抽头个数。
定义基准输入信号矢量为X(n)，X(n)＝J1(n)，则自适应滤波器的输出信号Y(n)＝XT(n)W(n)；
干扰对消器均方误差输出为：E{e2(n)}＝E{(d(n)-XT(n)W(n))2}，W(n)为自适应滤波器组在n时刻的权矢量。
自适应对消权矢量的迭代方程为：W(n+1)＝W(n)+2μ(n)e(n)X(n)，μ(n)为第n时刻的收敛步长，用于控制迭代过程收敛速度与稳定性，μ(n+1)＝α*μ(n)+β*e2(n)，式中，0＜α＜1，β＞0，通过更新参数α和β，实现收敛步长μ(n)的调整。一般在保证干扰对消算法收敛的前提下，应尽量选用较大的收敛步长μ(n)以提高收敛速度，增强自适应干扰对消系统的实际应用价值。同时,也要考虑由于步长因子过大引起的失调噪声过大，从而降低对消系统的性能。因此，可以通过调整收敛步长系数更新公式中的参数α和β，在收敛速度和稳态失调之间达到更好的折衷。
对参考输入信号J1(t)进行信号处理包括：对参考输入信号J1(t)进行数据延迟和移相处理。
对于数字延迟处理：首先由图1可知，经A/D变换后将侦收机接收的信号进行采样和存贮，预先可精确计算D/A到A/D的时间延时。根据测量延时决定对消网络的粗延迟，粗延迟的精度与对消系统的工作时钟密切相关，若工作时钟为100MHz，则延迟精度为10ns，对于对消系统严格的时间对准要求这样的精度是不能实现很好的对消效果的，所以对消网络的延迟称为粗延迟。对于粗延迟所不能实现的延迟时间，也就是小于粗延迟精度的时间则通过微调发射天线与接收天线距离来实现，微调平台的距离调整可实现几个毫米的精度，可实现小于ns级的时间延迟，大大提高了延迟时间的精度，保证数字延迟自适应对消器的两个输入的数据同步。
对于移相处理，是控制微波信号的相位，使其在0-360度范围变化。
图4为干扰对消前后功率对比图，从图中可以看出，经过干扰对消后，干扰功率明显下降，可提高收发系统22dB的隔离度。
在对某舰载新型预警机雷达干扰技术研究中，采用了自适应数字对消技术设计方案，通过实验测试可提高收发系统15dB的隔离度。通过进一步优化自适应算法和优化设计预计隔离度达30dB。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.改进的基于数字自适应干扰对消的收发隔离方法，其特征在于，包括如下步骤：
将t时刻侦收天线接收到的信号作为原始输入信号d(t)送入干扰对消器的自适应滤波器组，其中，d(t)＝S(t)+J(t)，S(t)为需要侦收的敌方雷达信号，J(t)为干扰发射信号经过直接耦合或者经周围环境物体的反射而进入侦察接收机的干扰信号；
将干扰发射机产生的干扰信号功分形成参考输入信号J1(t)，对参考输入信号J1(t)进行信号处理，使参考输入信号J1(t)与原始输入信号d(t)同步送入干扰对消器的自适应滤波器；
分别对原始输入信号d(t)和参考输入信号J1(t)进行N点的傅里叶变换，取N为2的指数次幂，N＝2L，L为整数；
分别对傅里叶变换后的原始输入信号和参考输入信号取对数，分别记为d(K)和J1(K)，d(K)＝log2[FFT(d(t))]，J1(K)＝log2[FFT(J1(t))]，K＝1,2,...N；
分别对d(K)和J1(K)进行N点的逆傅里叶变换，分别记为d(n)和J1(n)，d(n)＝IFFT(d(K))，J1(n)＝IFFT(J1(K))，n＝1,2,...N；
再将参考输入信号J1(n)通过自适应滤波器组，其输出信号Y(n)与原始输入信号d(n)＝S(n)+J(n)进行反相叠加，输出结果即为误差信号e(n)；
将误差信号e(n)反馈给自适应滤波器组，形成自适应滤波器的闭环网络，动态调整收敛步长，使得自适应滤波器的输出信号Y(n)成为原始输入信号中干扰信号J(n)的最佳估计，此时输出的误差信号e(n)在均方意义上逼近需要侦收的雷达信号S(n)，实现收发隔离。
2.根据权利要求1所述的改进的基于数字自适应干扰对消的收发隔离方法，其特征在于，调整收敛步长的具体方法如下：
将自适应滤波器的权矢量定义为：W＝[w0,w1,...wM-1]T，wM-1表示第M-1个滤波器抽头权系数，M表示滤波器组的抽头个数；
定义基准输入信号矢量为X(n)，X(n)＝J1(n)，则自适应滤波器的输出信号Y(n)＝XT(n)W(n)；
干扰对消器均方误差输出为：E{e2(n)}＝E{(d(n)-XT(n)W(n))2}，W(n)＝[w0(n),w1(n),...wM-1(n)]T表示自适应滤波器组在n时刻的权矢量；
自适应对消权矢量的迭代方程为：W(n+1)＝W(n)+2μ(n)e(n)X(n)，μ(n)为第n时刻的收敛步长，μ(n+1)＝α*μ(n)+β*e2(n)，式中，0＜α＜1，β＞0，通过更新参数α和β，实现收敛步长μ(n)的调整。
3.根据权利要求1所述的改进的基于数字自适应干扰对消的收发隔离方法，其特征在于，对参考输入信号J1(t)进行信号处理包括：对参考输入信号J1(t)进行数据延迟和移相处理。
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