CN106712552A - 一种航空多电发动机vienna整流器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种航空多电发动机VIENNA整流器控制方法，包括以下步骤：建立VIENNA整流器在三相静止坐标系，并通过坐标变换得到两相旋转坐标系下的数学模型；取直流侧电压差作为控制变量，基于全局终端滑模理论设计滑模面，实现电压外环控制器的设计；取直流侧电压及其导数作为模糊推理的输入，根据系统状态输出滑模系数对滑模趋近律进行实时地调整，实现直流侧电压的控制。本发明所公开的控制方法通过全局终端滑模理论提高系统的鲁棒性以及在有限的时间将误差收敛到零，通过模糊推理理论将根据专家的经验对滑模趋近律进行实时地控制，既提高了系统响应地快速性，又有效的减弱了抖振。

Description

一种航空多电发动机VIENNA整流器控制方法

技术领域

本发明属于航空多电发动机二次能源控制技术，涉及一种VIENNA整流器模型建立与控制方案设计。

背景技术

为了进一步提高航空发动机的可靠性、减轻重量以及提高二次能源的利用率。上个世纪七十年代提出了航空多电发动机的概念，航空多电发动机与传统航空发动机的显著区别是目前广泛使用的液压、气动等能源设备将会被以电能作为驱动的设备所代替。传统的航空发动机采用液压、气动、电力混合能源作为二次能源，势必造成内部布局复杂、重量大、可靠性相对较低、能源利用率较低等问题，而航空多电发动机统一使用电能作为二次能源，除了能够克服上述缺点之外，还可以大大简化航空发动机的维修维护过程，降低成本，因此航空多电发动机是未来航空发动机的发展趋势。在已有的航空发动机电源系统中，如图1所示的高压直流供电系统有更大的优势，相较于交流供电系统，高压直流供电系统除了具有提高电源质量、提高可靠性、减轻重量等优势外，还由于其汇流条长度和尺寸较小，提高了系统的功率密度。因此高压直流发电技术和分布式智能配电技术是研究中的重点内容。

在电源的变换过程中，需要AC/DC变换器(整流器)将发电机产生的交流电转换成270V直流电压以及将115V交流母线电压转换成28V直流母线电压供用电设备使用。近年来，随着整流技术的发展，相较于无源整流，有源(PWM)整流由于其实现了输入电流的正弦化并且运行于高功率因数的特点得到了重视和发展，在可预见的未来，PWM整流器将会大范围的代替目前所使用的二极管整流器。但，传统的PI控制方案存在系统抗扰性能差、响应慢的问题，需要以增强系统响应的快速性和鲁棒性为宗旨，研究出新的整流器电压外环设计思路。

VIENNA整流器是一种新颖的PWM整流器，具有非线性特性，相较于传统的PWM整流器，VIENNA整流器每相导通时仅仅有一个二极管参与整流，因此理论上具有更低的消耗和更高的系统效率。因为三电平六开关VIENNA整流器每个桥臂最多有一个开关管处于导通状态，可靠性很高。考虑到航空发动机恶劣的工作环境、多种多样的用电设备以及复杂的结构，航空用整流器要求高度的可靠性以及尽可能少的能量损耗，所以VIENNA整流器极其适合作为航空用整流器。

发明内容

本发明基于航空多电发动机VIENNA整流器的非线性特性，结合模糊推理和全局终端滑模理论，提出新颖的VIENNA整流器电压外环控制系统设计方法，通过全局终端滑模理论提高系统的鲁棒性以及在有限的时间将误差收敛到零，通过模糊推理理论将根据专家的经验对滑模趋近律进行实时地控制，既提高了系统响应地快速性，又有效的减弱了抖振。

本发明公开的航空多电发动机VIENNA整流器电压外环控制系统设计方法：建立VIENNA整流器在三相静止坐标系，并通过坐标变换得到两相旋转坐标系下的数学模型；由于电压外环的作用为使直流侧电压稳定在给定值，因此取直流侧电压差作为控制变量，基于全局终端滑模理论设计滑模面，使系统在有限的时间内稳定在滑模面，也就是使直流侧电压稳定在给定值，从而实现电压外环控制器的设计；取直流侧电压及其导数作为模糊推理的输入，根据系统状态输出滑模系数对滑模趋近律进行实时地调整，从而保证系统在距离滑模面较远时具有快速的响应速度以及较近时具有较小的抖振，实现直流侧电压的控制。

该航空多电发动机VIENNA整流器控制方法的具体步骤如下：

步骤1：首先建立VIENNA整流器在三相静止坐标系和两相旋转坐标系下的数学模型；

步骤2：然后基于全局终端滑模理论设计滑模面，并取直流侧电压差作为控制变量；

步骤3：将建立的数学模型与设计的滑模面进行整理后设计电压外环全局终端滑模控制方案，以直流侧电压作为输入，电流内环指令值为输出；

步骤4：采用基于自适应的在线模糊推理方法对电压外环全局终端滑模的趋近律进行合理性控制；

步骤5：设计自适应模糊调节器，取直流侧电压及其导数作为输入，滑模系数k为输出，通过输出的滑模系数k对电压外环全局终端滑模趋近律参数进行在线整定。

进一步的，步骤1中，依据基尔霍夫电压电流定律，建立VIENNA整流器在三相静止坐标系下的数学模型；对三相静止坐标系下的数学模型通过坐标变换，得到VIENNA整流器在两相旋转坐标系下的数学模型。

进一步的，三相静止坐标系下建立数学模型为：

式中，U_C1、U_C2表示直流侧电容C1、C2的电压，R_l表示输出负载，U_dc表示直流侧电压，R表示输入端等效电阻，L表示交流侧的电感，i_a、i_b、i_c表示三相输入电流,U_an、U_bn、U_cn表网测输入端电压，I_p、I_n表示输出直流母线正负向电流；

两相旋转坐标系下的数学模型为：

式中，i_d、i_q表示两相旋转坐标系下的网侧电流，U_d、U_q表示网侧电压，S_d、S_q表示电压外环开关函数S_a、S_b、S_c在dq坐标系下的变量，K_d、K_q表示sign(E_a)、sign(E_b)、sign(E_c)在dq坐标系下的变量，L表示交流侧的电感，R表示输入端等效电阻电阻，C表示直流侧电容，ω表示系统基波频率，U_dc表示直流侧电压。

进一步的，步骤2中，滑模控制理论选择误差变量e和电压外环开关函数S为：

式中，k表示滑模系数,β＞0，表示常数，p,q(p>q)表示正奇数，U_dc表示直流侧电压，表示参考电压，e表示误差变量，S表示电压外环开关函数。

进一步的，步骤3中，通过对滑模系数k进行调整对直流侧电压响应效果进行控制，通过将实际电流与电流内环指令电流进行对比确定开关信号。

进一步的，步骤4中，系统在接近平衡点的过程中，当系统在距离滑模面较远时，选取较大的滑模系数以增大系统向滑模面运动的速度，在系统距离滑模面较近时，选择较小的滑模系数以减小系统的运动速度；滑模系数的选取以电压外环的输出作为基准，选取直流侧电压及其导数作为系统状态的参考量。

进一步的，步骤5中，自适应模糊调节器选取的两个输入分别选用负大、负中、负小、零、正小、正中、正大7种状态。

本发明基于航空多电发动机VIENNA整流器的非线性特性，提出将模糊推理与全局终端滑模理论相结合的电压外环控制方案，具有如下有益效果：

(1)该方案采用全局终端滑模理论，与传统的线性PI控制方案相比具有较强的鲁棒性、不易受外界干扰的影响；与线性滑模控制方案相比可以在有限的时间收敛到零；

(2)该方案与全局终端滑模相比，进一步结合模糊推理理论。根据专家的经验对滑模趋近律进行实时地控制，具有参数在线整定的优势，一方面提高了系统响应的快速性，还有效的减弱了系统的抖振。

附图说明

图1航空多电发动机HVDC系统架构

图2航空多电发动机VIENNA整流器模糊终端滑模控制原理图

图3 VIENNA整流器主电路

图4在线自适应模糊终端滑模控制原理图

图5模糊输出隶属度函数

具体实施方式

下面结合附图2至5对应的具体实施例对本发明的技术方案进行详细说明。

图2所示为航空多电发动机VIENNA整流器模糊终端滑模控制原理图：本发明所提出的VIENNA整流器控制策略是电压外环采用基于模糊推理与全局快速终端滑模控制理论相结合的控制策略，该控制策略将全局快速终端滑模控制的鲁棒性和模糊推理的自适应性结合起来，充分发挥二者优势；电流内环采用的是直接电流控制中常用的的滞环电流控制策略。

具体步骤如下所示：

步骤1，根据航空多电发动机VIENNA整流器拓扑结构图3，依据基尔霍夫电压电流定律，在三相静止坐标系下建立数学模型为：

式中，U_C1、U_C2表示直流侧电容C1、C2的电压，R_l表示输出负载，U_dc表示直流侧电压(即输出电压)，R表示输入端等效电阻，L表示交流侧的电感，i_a、i_b、i_c表示三相输入电流,U_an、U_bn、U_cn表网测输入端电压，I_p、I_n表示输出直流母线正负向电流；

经过坐标变换得到式(1)在两相旋转坐标系下的数学模型为：

式中，i_d、i_q表示两相旋转坐标系下的网侧电流，U_d、U_q表示网侧电压，S_d、S_q表示电压外环开关函数S_a、S_b、S_c在dq坐标系下的变量，K_d、K_q表示sign(E_a)、sign(E_b)、sign(E_c)在dq坐标系下的变量，L表示交流侧的电感，R表示输入端等效电阻电阻，C表示直流侧电容，ω表示系统基波频率，U_dc表示直流侧电压(即输出电压)。

步骤2，为保证系统响应的快速性和鲁棒性，取直流侧电压差作为控制变量，依据快速全局终端滑模控制理论设计滑模面，并对滑模的趋近律进行分析设计。

具体的，为使直流侧电压能快速跟随并稳定在指令电压，根据滑模控制理论可选择误差变量e和电压外环开关函数S为：

式中，k表示滑模系数,β>0，表示常数，p,q(p>q)表示正奇数，U_dc表示直流侧电压，表示参考电压，e表示误差变量，S表示电压外环开关函数。整理式(3)第二个方程，有：

由式(4)可见，当系统状态e远离零点时，收敛时间主要由快速终端吸引子决定，即式(5)；

而当系统状态e接近平衡状态时，收敛时间主要由式(6)决定，

此时e呈指数级收敛。

因此，全局快速终端滑模控制既引入终端吸引子，使系统状态在有限的时间收敛到零，又保留了线性滑动模态在接近平衡态时的快速性。通过式(5)(6)可知，滑模面的滑模系数的选取将会影响系统动态性能和闭环系统的稳定性。

对于不同的滑模面有不同的特点，本发明根据被控对象的特点选取了滑模面，并根据公式(3)～(6)对该滑模面的特点进行分析；而滑模系数是依赖于滑模面而存在的，滑模系数得选取会影响响应效果，即表现为系统动态性能和闭环系统的稳定性。

步骤3，将建立的数学模型与设计的滑模面进行整理，设计电压外环全局终端滑模控制方案；该方案以直流侧电压作为输入，输出为电流内环指令值。具体如下：

考虑到建模时假设三相电源为平衡的，也就是网侧为对称三相电压，在系统达到稳定之后有i_q＝0，i_d≈const，U_q＝0，U_dc≈const，将其带入式(2)整理得：

将式(7)(8)带入式(3)整理得：

式中，i_{d_ref}表示电流内环指令电流。

式(9)可知，等号右边的被控量是电压外环输出U_dc，参变量是滑模系数k，通过对滑模系数k进行调整即可实现直流侧电压U_dc响应效果的控制，而等号左侧为电流内环指令电流i_{d_ref}，通过将实际电流与电流内环指令电流i_{d_ref}进行对比即可实现开关信号的确定。

步骤4，为了减弱抖振，总希望系统在穿梭于滑模面时具有较小的速度；但是另一方面，当系统距离滑模面较远时，总希望其能以最快的速度趋近于滑模面。因此，合理地趋近律设计对系统的动态性能和稳定性来说具有重要的意义。基于上述分析，采用基于自适应的在线模糊推理方法对趋近律进行合理的控制。

系统在接近平衡点的过程中，收敛时间逐渐由式(6)占主导，解此微分方程有：

由式(10)可知，当系统在距离滑模面较远时，k越大，系统的响应越快，到达滑模面所需的时间越短；当系统距离滑模面较近时，k越小，滑模存在区域越宽，系统的抖振越小。因此，当系统在距离滑模面较远时，需增大系统向滑模面运动的速度，选取较大的k值；同样的，在系统距离滑模面较近时，减小系统的运动速度，选择较小的k值。该k值的选取以电压外环的输出U_dc作为基准，考虑到电压外环的控制量就是直流侧电压U_dc，选取直流侧电压U_dc及其导数作为系统状态的参考量，模糊推理的作用为实时监测电压外环的输出，通过合理地设计模糊推理规则使滑模系数k在线的按照系统状态进行调整，如图4所示。

步骤5，选取能代表系统状态的直流侧电压以及其导数作为自适应模糊调节器的输入，经过模糊化、模糊推理、反模糊化过程后输出滑模系数k对全局终端滑模趋近律进行实时地调整。实现趋近律参数的在线整定。

具体的，本步骤所设计的自适应模糊调节器具有两个输入和一个输出，两个输入分别是系统变量直流侧电压及其导数；输出为滑模控制器的滑模系数k。将选取的两个输入分别用如下的7种状态(NB、NM、NS、ZO、PS、PM、PB)作为输入，它们分别对应负大、负中、负小、零、正小、正中、正大。输出所对应的隶属度函数如图5所示。由于选取不同的滑模系数，直流侧电压会出现不同的响应效果，因此该隶属度函数的确定以专家经验为依托。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种航空多电发动机VIENNA整流器控制方法，其特征在于：

步骤1：建立VIENNA整流器在三相静止坐标系和两相旋转坐标系下的数学模型；

步骤2：基于全局终端滑模理论设计滑模面，并取直流侧电压差作为控制变量；

步骤3：将建立的数学模型与设计的滑模面进行整理后设计电压外环全局终端滑模控制方案，以直流侧电压作为输入，电流内环指令值为输出；

步骤4：采用基于自适应的在线模糊推理方法对电压外环全局终端滑模的趋近律进行合理性控制；

步骤5：设计自适应模糊调节器，取直流侧电压及其导数作为输入，滑模系数k为输出，通过输出的滑模系数k对电压外环全局终端滑模趋近律参数进行在线整定。

2.如权利要求1所述的VIENNA整流器控制方法，其特征在于：所述步骤1中，依据基尔霍夫电压电流定律，建立VIENNA整流器在三相静止坐标系下的数学模型；对三相静止坐标系下的数学模型经坐标变换得到VIENNA整流器在两相旋转坐标系下的数学模型。

3.如权利要求2所述的VIENNA整流器控制方法，其特征在于：所述三相静止坐标系下建立数学模型为：

$\left\{\begin{array}{c}{E}_a={\mathrm{Ri}}_a+L\frac{{\mathrm{di}}_a}{dt}+U_{an}\\ E_b={\mathrm{Ri}}_b+L\frac{{\mathrm{di}}_b}{dt}+U_{bn}\\ E_c={\mathrm{Ri}}_c+L\frac{{\mathrm{di}}_c}{dt}+U_{cn}\\ I_p=C1\frac{{\mathrm{dU}}_{C1}}{dt}+\frac{{\mathrm{dU}}_{dc}}{R_l}\\ I_n=-C2\frac{{\mathrm{dU}}_{C2}}{dt}-\frac{{\mathrm{dU}}_{dc}}{R_l}\end{array}\right.$

式中，U_C1、U_C2表示直流侧电容C1、C2的电压，R_l表示输出负载，U_dc表示直流侧电压，R表示输入端等效电阻，L表示交流侧的电感，i_a、i_b、i_c表示三相输入电流,U_an、U_bn、U_cn表网测输入端电压，I_p、I_n表示输出直流母线正负向电流；

所述两相旋转坐标系下的数学模型为：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_d}{dt}-{\mathrm{\ωLi}}_q+{\mathrm{Ri}}_d=U_d-\left(\frac{1-S_d}{2}\right)K_d{U}_{dc}\\ L\frac{{\mathrm{di}}_q}{dt}+{\mathrm{\ωLi}}_d+{\mathrm{Ri}}_q=U_q-\left(\frac{1-S_q}{2}\right)K_q{U}_{dc}\\ C\frac{{\mathrm{dU}}_{dc}}{dt}=\frac{3}{2}\[(1-S_q)K_q{i}_q+(1-S_d)K_d{i}_d\]-2\frac{U_{dc}}{R_l}\end{array}\right.$

式中，i_d、i_q表示两相旋转坐标系下的网侧电流，U_d、U_q表示网侧电压，S_d、S_q表示电压外环开关函数S_a、S_b、S_c在dq坐标系下的变量，K_d、K_q表示sign(E_a)、sign(E_b)、sign(E_c)在dq坐标系下的变量，L表示交流侧的电感，R表示输入端等效电阻电阻，C表示直流侧电容，ω表示系统基波频率，U_dc表示直流侧电压。

4.如权利要求1所述的VIENNA整流器控制方法，其特征在于：所述步骤2中，滑模控制理论选择误差变量e和电压外环开关函数S为：

$\left\{\begin{array}{c}e=U_{dc}-{U_{dc}}^{*}\\ S\left(e\right)=e+k\frac{de}{dt}+\mathrm{\β}{e}^{\frac{q}{p}}=0\end{array}\right.$

式中，k表示滑模系数,β＞0，表示常数，p,q(p>q)表示正奇数，U_dc表示直流侧电压，表示参考电压，e表示误差变量，S表示电压外环开关函数。

5.如权利要求4所述的VIENNA整流器控制方法，其特征在于：所述步骤3中，通过对滑模系数k进行调整对直流侧电压响应效果进行控制，通过将实际电流与电流内环指令电流进行对比确定开关信号。

6.如权利要求1所述的VIENNA整流器控制方法，其特征在于：所述步骤4中，系统在接近平衡点的过程中，当系统在距离滑模面较远时，选取较大的滑模系数以增大系统向滑模面运动的速度，在系统距离滑模面较近时，选择较小的滑模系数以减小系统的运动速度；滑模系数的选取以电压外环的输出作为基准，选取直流侧电压及其导数作为系统状态的参考量。

7.如权利要求1所述的VIENNA整流器控制方法，其特征在于：所述步骤5中，自适应模糊调节器选取的两个输入分别选用负大、负中、负小、零、正小、正中、正大7种状态。