CN106712501B - 电压转换器的控制电路以及电压转换器 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供一种电压转换器的控制电路以及电压转换器。所述控制电路包括：误差放大器；电流检测电路；电流比较器；电感器；以及倾斜信号重叠单元，其在所述电感器的电流产生分谐波振动的期间，对所述电流检测电路的输出重叠倾斜信号；在所述电感器的电流不产生分谐波振动的间歇震荡期间，禁止对所述电流检测电路的输出重叠所述倾斜信号。通过本发明实施例，可以减小间歇震荡动作时电感器的峰值电流的输入电压依存性。

Description

电压转换器的控制电路以及电压转换器

技术领域

本发明实施例涉及电子电路技术领域，尤其涉及一种电压转换器的控制电路以及电压转换器。

背景技术

作为生成小于输入电压且稳定的输出电压的方法，非绝缘型的降压斩波电路例如直流转直流(DC/DC，Direct Current/Direct Current)电路被广泛使用。但是，很多降压斩波电路在待机等轻负载的情况下也继续开关动作，因此越是轻负载的情况，电源转换效率越低。

为解决上述问题，某些方案中根据对输出电压和基准电压进行比较后生成的误差信号，来检测轻负载状态。在达到轻负载状态后，伴随着负载电流的减少，通过降低开关频率，来减少开关损失以及开关晶体管的栅级驱动电流。由此，可以改善轻负载时的效率。

另外，对于电流模式控制方式，在电感器电流连续以及占空比为50％以上的条件下，会产生混合了宽导通脉宽和窄导通脉宽的分谐波振动。作为上述问题的对策，一般采用倾斜(slope)补偿技术，通过将相对于电感器再生电流倾斜充分的倾斜信号(也可称为斜率信号)与高端电流检测信号进行重叠，使电感器的动作稳定。

应该注意，上面对技术背景的介绍只是为了方便对本发明的技术方案进行清楚、完整的说明，并方便本领域技术人员的理解而阐述的。不能仅仅因为这些方案在本发明的背景技术部分进行了阐述而认为上述技术方案为本领域技术人员所公知。

参考文献1：US5481178A，公开日期：1996年1月2日。

发明内容

但是，发明人发现：在增加了倾斜补偿电路的方案中，随着输入电压的上升，电感器的峰值电流增高后，在一次的震荡中蓄积在电感器的能量增多；因此，间歇震荡频率过度降低，不仅输出电容器会产生鸣音现象，而且由于输出脉动电压也增大，因此也会产生输出负载电路发生错误动作的问题。

本发明实施例提供了一种电压转换器的控制电路以及电压转换器。即使电压转换电路中具有倾斜补偿电路，也可以减小间歇震荡动作时电感器的峰值电流的输入电压依存性。

根据本发明实施例的第一个方面，提供一种电压转换器，包括：

开关元件，其被打开/关闭，以使输入电压转换为输出电压；

误差放大器，其放大对应于所述输出电压的反馈电压和基准电压之间的误差，并输出误差放大信号；

电流检测电路，其检测流入所述开关元件的电流并输出电流信号；

振荡器，其输出规定频率的设置脉冲；

电流比较器，其比较所述误差放大信号与所述电流信号，输出重置信号以使所述开关元件关闭；

电感器，其与所述开关元件和所述输出电压连接；以及

过零检测电路，其在所述电感器的再生期间结束时输出过零信号；以及

倾斜信号重叠单元，其在间歇动作期间禁止对所述电流检测电路的输出重叠倾斜信号。

根据本发明实施例的第二个方面，提供一种电压转换器的控制电路，对将输入电压转换为输出电压的开关元件进行控制，所述控制电路包括：

误差放大器，其放大对应于所述输出电压的反馈电压和基准电压之间的误差，并输出误差放大信号；

电流检测电路，其检测流入所述开关元件的电流并输出电流信号；

电流比较器，其比较所述误差放大信号与所述电流信号，输出重置信号以使所述开关元件关闭；

电感器，其与所述开关元件和所述输出电压连接；以及

倾斜信号重叠单元，其在所述电感器的电流产生分谐波振动的期间，对所述电流检测电路的输出重叠倾斜信号；在所述电感器的电流不产生分谐波振动的间歇震荡期间，禁止对所述电流检测电路的输出重叠所述倾斜信号。

本发明实施例的有益效果在于：在不产生分谐波振动的间歇震荡动作时禁止倾斜补偿功能。由此，可以减小间歇震荡动作时电感器的峰值电流的输入电压依存性。不仅可以减少输出电容器产生的鸣音现象，而且可以降低输出负载电路发生错误动作的情况。

参照后文的说明和附图，详细公开了本发明实施例的特定实施方式，指明了本发明实施例的原理可以被采用的方式。应该理解，本发明的实施方式在范围上并不因而受到限制。在所附权利要求的精神和条款的范围内，本发明的实施方式包括许多改变、修改和等同。

针对一种实施方式描述和/或示出的特征可以以相同或类似的方式在一个或更多个其它实施方式中使用，与其它实施方式中的特征相组合，或替代其它实施方式中的特征。

应该强调，术语“包括/包含”在本文使用时指特征、整件、步骤或组件的存在，但并不排除一个或更多个其它特征、整件、步骤或组件的存在或附加。

附图说明

所包括的附图用来提供对本发明实施例的进一步的理解，其构成了说明书的一部分，用于例示本发明的实施方式，并与文字描述一起来阐释本发明的原理。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。在附图中：

图1是增加了倾斜补偿的电压转换电路的一示意图；

图2是图1所示的电路中各节点的电流或电压随时间变化的一时序图；

图3是图1所示的电路中电感器的峰值电流增大的一示意图；

图4是图1所示的电路中电感器的峰值电流增大的另一示意图；

图5是图1所示的电路中电流或电压变化的一示意图；

图6是本发明实施例1的电压转换器的一构成示意图；

图7是本发明实施例1的电压转换器的另一构成示意图；

图8是本发明实施例2的电压转换器的一电路示意图；

图9是本发明实施例2的过零检测电路的一构成示意图；

图10是本发明实施例2的定时器的一构成示意图；

图11是图8所示的电路中各节点的电流或电压随时间变化的一时序图；

图12是图8所示的电路中各节点的电流或电压随时间变化的另一时序图；

图13是本发明实施例2的电感器的峰值电流变化的一示意图；

图14是本发明实施例2的电流或电压变化的一示意图；

图15是本发明实施例3的电压转换器的一电路示意图；

图16是图15所示的电路中各节点的电流或电压随时间变化的一时序图；

图17是本发明实施例3的电流或电压变化的一示意图；

图18是本发明实施例4的控制电路的一构成示意图。

具体实施方式

参照附图，通过下面的说明书，本发明实施例的前述以及其它特征将变得明显。在说明书和附图中，具体公开了本发明的特定实施方式，其表明了其中可以采用本发明实施例的原则的部分实施方式，应了解的是，本发明不限于所描述的实施方式，相反，本发明实施例包括落入所附权利要求的范围内的全部修改、变型以及等同物。

图1是补充了倾斜补偿电路的一电路示意图，所述电路通过开关元件将输入电压(Vin)转换为输出电压(Vout)。如图1所示，所述电路包括：振荡器1、SR触发器2、AND电路3、高端驱动器4、驱动REG电路5、回流防止二极管6、自举电容器7、高端MOSFET 8(开关元件)、电感器9、输出电容器10、输出负载11、反馈电阻12、反馈电阻13、误差放大器14、相位补偿电阻15、相位补偿电容器16、PWM比较器17、逆变器18、NOR电路19、低端驱动器20、低端MOSFET21(开关元件)、过零检测电路22、轻负载检测比较器23、偏压源1(Ibias1)、偏压源2(Ibias2)、以及倾斜信号相加电路28构成。

图2是图1所示的电路中各节点的电流或电压随时间变化的一时序图。以下参照时序图2，首先对正常负载时的区域动作进行说明。

如图1和2所示，利用反馈电阻12和反馈电阻13对输出电压Vout进行分压，生成反馈电压FB。反馈电压FB与误差放大器14的反转输入端子连接，基准电压Vref与误差放大器14的非反转输入端子连接。误差放大器14产生反馈电压FB和基准电压Vref之间的误差放大信号COMP，并向PWM比较器17的反转输入端子和轻负载检测比较器23的反转输入端子输出。

当轻负载检测比较器23的非反转输入端子中被输入轻负载检测的第1阈值Vsk_Lo时，在输出负载Iout十分高的情况下，由于COMP＞Vsk_Lo，因此轻负载检测比较器23的输出信号SKIP成为Lo level，针对逆变器18和NOR电路19的输入端子而输出Lo level的信号。由此，间歇震荡动作变为禁止状态。

如图1和2所示，振荡器1与定电流的Ibias2连接，以定电流的Ibias2为基础生成设置脉冲，向SR触发器2的设置端子输出信号。驱动REG电路5与定电流的Ibias1连接，向低端驱动器20供给驱动电压，以及通过回流防止二极管6向高端驱动器4供给驱动电压。

当SR触发器2变为设置状态时，通过AND电路3驱动高端驱动器4，从而打开(ON)高端MOSFET 8。这时，SW端子的电压上升到Vin附近的电压，通过对应于SW端子和Vout端子之间电压差的电流IDH流入电感器9，对输出电容器10和输出负载11进行能量供给。

另一方面，在PWM比较器17的非反转输入端子中，针对与高端MOSFET 8的漏极电流IDH成比例的高端电流检测信号Vtrip1，在倾斜信号相加电路28中输入重叠了倾斜信号Slope的Vtrip，且在高端MOSFET 8打开的期间内，在高端电流检测信号Vtrip高于误差放大信号COMP时，对SR触发器2输出重置信号RESET。当SR触发器2变为重置状态后，通过AND电路3关闭(OFF)高端驱动器4，同时，通过NOR电路19打开低端驱动器20。由此，通过高端MOSFET8从打开状态切换为关闭状态，低端MOSFET 21从关闭状态切换为打开状态，再生电流IDL从低端MOSFET 21的源头通过漏极被供给到电感器9。

在由振荡器1确定的震荡周期内，当电感器9的再生没结束的电流连续动作的情况下，SR触发器2再次变为设置状态，低端MOSFET 21关闭，高端MOSFET 8打开。

通过重复上述动作，进行降压斩波动作。

接着，针对从正常负载变为轻负载，并再次回到正常负载时的动作进行说明。

在输出电流Iout减少后，误差放大信号COMP减少，因此，控制高端MOSFET8的漏极电流IDH的峰值降低。在轻负载检测比较器23中，比较误差放大信号COMP和第1阈值Vsk_Lo，当误差放大信号COMP小于第1阈值Vsk_Lo时，切换为第2阈值Vsk_Hi，同时，轻负载检测信号SKIP从Low切换为High，通过逆变器18、AND电路3以及高端驱动器4，使高端MOSFET 8强行关闭。之后，过零检测电路22检测到电感器9的再生期间结束，过零检测信号ZERO从Low切换为High，通过NOR电路19和低端驱动器20使低端MOSFET 21关闭。

之后，在间歇震荡的开关动作停止期间内，输出电容器10的电荷通过输出电流Iout被放电后，Vout稍微降低，FB端子和Vref之间的电位差扩大，误差放大信号COMP上升。

在误差放大信号COMP超过第2阈值Vsk_Hi之后，轻负载检测比较器23将轻负载检测信号SKIP从High切换为Low，从而，轻负载检测阈值从第2阈值Vsk_Hi切换为第1阈值Vsk_Lo。这时，逆变器18的输出从Low被切换为High，从而开始开关动作。

通过重复以上一系列的动作，进行间歇震荡动作，输出电流Iout越少，将间歇震荡周期控制得越长，由此，可以降低高端MOSFET 8和低端MOSFET 21产生的开关损失，从而提高轻负载效率。

之后，输出电流Iout上升，伴随输出电流Iout的上升，间歇震荡关闭期间中的Vout的减少时间变短，因此，间歇震荡周期变短。逐渐地，误差放大信号COMP上升，当不再小于轻负载检测的第1阈值Vsk_Lo后，变为正常震荡动作。

这里，如图1所示的电流模式方式的降压斩波电路的高端MOSFET 8的占空比是输入电压和输出电压的比值，也就是说，由Duty＝Vout/Vin确定。因此，在输入电压Vin较低或者输出电压Vout较高的条件下，控制为占空比增大。在电流模式控制下，当占空比为50％以上并且电感器9的电流IL连续的条件下，进行开关动作，则产生了重复宽导通脉宽与窄导通脉宽的分谐波振动。

作为上述问题的对策，一般针对相对于电感器9的电流IL的再生电流的倾斜，将充分倾斜的倾斜信号与高端电流检测信号Vtrip1进行重叠，使动作稳定下来。但是，发明人发现增加了倾斜补偿电路之后会出现如下问题。

图3是图1所示的电路中电感器的峰值电流增大的一示意图。如图3所示，当输入电压Vin越高，占空比宽度越窄，被重叠到高端电流检测信号Vtrip的倾斜信号越小。因此，如图3所示，电感器9的峰值电流ILP增高。

图4是图1所示的电路中电感器的峰值电流增大的另一示意图。如图4所示，当输入电压Vin越高，受到PWM比较器17的运输延迟的影响，高端电流检测信号Vtrip的穿透量增大，因此电感器9的峰值电流ILP增高。如此以来，随着输入电压Vin的上升，电感器9的峰值电流ILP增高后，在一次的震荡中蓄积在电感器9的能量增多。

图5是图1所示的电路中电流或电压变化的一示意图，示出了电感器的峰值电流、间歇震荡频率和输出脉动电压随输入电压升高而变化的情况。如图5所示，间歇震荡频率过度降低，不仅输出电容器10会产生鸣音现象，由于输出脉动电压也增大，因此也会产生输出负载电路发生错误动作的问题。并且，如图2所示，由于每一间歇周期的震荡次数都有多次，因此电感器9上存储了较大的能量。结果，输出电容器10的鸣音现象和输出脉动电压的问题更加显著。

以下对本发明实施例进行说明。

实施例1

本发明实施例提供一种电压转换器，以DC/DC转换器为例进行说明。图6是本发明实施例的电压转换器的一构成示意图，如图6所示，所述电压转换器600包括：

开关元件601，其被打开(ON)/关闭(OFF)，以使输入电压转换为输出电压；

误差放大器602，其放大对应于所述输出电压的反馈电压和基准电压之间的误差，并输出误差放大信号；

电流检测电路603，其检测流入所述开关元件的电流并输出电流信号；

振荡器604，其输出规定频率的设置脉冲；

电流比较器605，其比较所述误差放大信号与所述电流信号，输出重置信号以使所述开关元件关闭；

电感器606，其与所述开关元件和所述输出电压连接；以及

过零检测电路607，其在所述电感器的再生期间结束时输出过零信号；以及

倾斜信号重叠单元608，其在间歇动作期间禁止对所述电流检测电路的输出重叠倾斜信号。

在如图1所示的电路中，不仅在正常动作时将倾斜补偿功能设为有效，在轻负载的间歇震荡动作时，也将倾斜补偿功能设为有效。与之相对的是，在本发明实施例中，倾斜信号重叠单元608在会产生分谐波振动的正常动作中使倾斜补偿功能有效，在不产生分谐波振动的间歇震荡动作时禁止倾斜补偿功能。由此，可以减小间歇动作时电感器的峰值电流ILP的输入电压依存性。

图7是本发明实施例的电压转换器的另一构成示意图，如图7所示，所述电压转换器700包括：开关元件601、误差放大器602、电流检测电路603、振荡器604、电流比较器605、电感器606、过零检测电路607以及倾斜信号重叠单元608，如上所述。

如图7所示，所述电压转换器700还可以包括：

轻负载检测电路701，其比较所述误差放大信号和预设的阈值，并根据比较结果输出轻负载信号；

定时电路702，其根据来自所述轻负载检测电路701的所述轻负载信号和来自所述过零检测电路607的所述过零信号，在经过规定时间后输出间歇动作准许信号；当不输出所述过零信号的期间是继续规定期间的情况下，输出间歇动作禁止信号；

在一个实施方式中，所述倾斜信号重叠单元608在所述定时电路702没有输出所述间歇动作准许信号的期间内，对所述电流检测电路603的输出重叠倾斜信号；在所述定时电路702输出所述间歇动作准许信号的期间内，禁止对所述电流检测电路603的输出重叠所述倾斜信号。

由此，禁止了在高端电流检测信号上重叠倾斜信号。因此，即使输入电压发生变化，高端电流检测信号的峰值的变化较小，通过比较该电流信号和误差放大信号进行PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)控制，从而可以进行输入电压依存性较小的间歇震荡动作。

在另一个实施方式中，所述倾斜信号重叠单元608在所述定时电路702没有输出所述间歇动作准许信号的期间内，对所述电流检测电路603的输出重叠倾斜信号；在所述定时电路702输出所述间歇动作准许信号的期间内，禁止对所述电流检测电路603的输出重叠所述倾斜信号，同时对所述误差放大信号重叠所述倾斜信号。

由此，不仅禁止在高端电流检测信号上重叠倾斜信号，而且对误差放大信号进行倾斜信号的重叠，通过比较该倾斜重叠后的误差放大信号和高端电流检测信号，进行间歇震荡控制。因此，即使在较高的输入电压的情况下，也可以积极地将电感器的峰值电流ILP抑制得较小。

如图7所示，所述电压转换器700还可以包括：

电压重叠电路703，其与所述误差放大器602的输入端子连接，在所述定时电路702输出所述间歇动作准许信号的期间内，接收从所述电流比较器605输出所述重置信号的信息，在所述误差放大器602的输入端子重叠规定时间的电压信号。

由此，通过在反馈(FB)电压上暂时重叠脉动信号，可以使误差放大信号瞬间下降，防止开关元件连续进行开关动作，从而将每一间歇周期的开关次数抑制为1次。由此，可以减少储蓄在电感器的能量，可以防止间歇震荡频率的过度降低，从而可以抑制在输出电容器中使用陶瓷电容器的情况下产生的鸣音和输出脉动电压的过度上升。

如图7所示，所述电压转换器700还可以包括：

开关控制部704，其在所述定时电路702输出所述间歇动作准许信号的期间内，所述误差放大信号小于所述阈值的情况下，关闭所述开关元件601；在所述定时电路702输出所述间歇动作准许信号的期间内，所述误差放大信号至少在所述阈值以上的情况下，打开所述开关元件601。

在本实施例中，所述误差放大器602可以输出第1误差放大信号；所述电压转换器700还可以包括：

低通滤波电路705，其具有用于调整时间常数的调整元件；根据所述第1误差放大信号，通过所述调整元件生成第2误差放大信号作为所述误差放大信号。

在本实施例中，在所述定时电路702输出所述间歇动作准许信号的期间内，所述低通滤波电路705接收从所述电流比较器605输出所述重置信号的信息，可以通过所述调整元件将所述时间常数设为小于规定值的时间常数。

由此，通过减少低通滤波器的时间常数，可以消减减弱的效果。

在本实施例中，所述电压重叠电路在经过所述规定时间后，禁止所述电压信号的重叠；所述低通滤波电路在经过所述规定时间后，可以通过所述调整元件将所述时间常数设为大于规定值的时间常数。

由此，通过增加低通滤波器的时间常数，可以提高衰减特性，从而防止误差放大信号发生过冲。

在本实施例中，所述电压转换器700还可以包括：

调节电路，其用于驱动所述开关元件601；

驱动停止部，其在所述定时电路702输出所述间歇动作准许信号期间内，根据来自所述过零检测电路607的所述过零信号，至少停止所述振荡器604和所述调节电路。

由此，通过停止对振荡器和驱动REG电路的偏压供给，可以削减电路电流而改善效率。

值得注意的是，图6和图7仅示意性示出了本发明的部分部件，但本发明不限于此。对于本发明中电压转换器(例如DC/DC转换器)的其他部件或结构，可以参考相关技术。此外，为简单起见，图6和图7中仅示意性地示出了各部件之间的部分连接关系和信号走向，但本发明不限于此，关于各部件之间具体的连接方式还可以根据实际情况确定。

以下以实施例2和实施例3的具体电路结构为例，对本发明进行详细说明。

实施例2

本发明实施例提供一种电压转换器，根据控制电路生成的驱动信号，通过开关元件的开关将第1直流电压转换为第2直流电压。以下在实施例1的基础上对本发明进行详细说明。

图8是本发明实施例的电压转换器的一电路示意图，如图8所示，该电压转换器包括：振荡器1、SR触发器2、AND电路3、高端驱动器4、驱动REG电路5、回流防止二极管6、自举电容器7、高端MOSFET 8、电感器9、输出电容器10、输出负载11、反馈电阻12、反馈电阻13、误差放大器14、相位补偿电阻15、相位补偿电容器16、PWM比较器17、逆变器18、NOR电路19、低端驱动器20、低端MOSFET21、过零检测电路22、轻负载检测比较器23、偏压源Ibias1、偏压源Ibias2、NAND电路24、开关25、开关26。

如图8所示，该电压转换器还包括：间歇震荡动作控制电路27、倾斜信号相加电路28、开关29、以及逆变器30构成。另外，如图8所示，间歇震荡动作控制电路27包括：低通滤波电路271、定时器272、AND电路273、AND电路274、1触发电路275、开关276、以及电流源(Iripple)。其中，低通滤波器271包括：过滤电阻2711和过滤容量2712以及开关2713。

在本实施例中，图8所示的各元件可以实现实施例1中的各部件的功能。

例如，高端MOSFET 8和低端MOSFET 21可以对应于实施例1中的开关元件601，误差放大器14对应于实施例1中的误差放大器602，对应附图8中的Vtrip1的信号由实施例1中的电流检测电路603输出，振荡器1对应于实施例1中的振荡器604、PWM比较器17对应于实施例1中的电流比较器605，电感器9对应于实施例1中的电感器606，过零检测电路22对应于实施例1中的过零检测电路607，倾斜信号相加电路28以及开关29对应于实施例1中的倾斜信号重叠单元608。

此外，轻负载检测比较器23对应于实施例1中的轻负载检测电路701，定时器272可以实现实施例1中的定时电路702，AND电路274、1触发(1Shot)电路275以及开关276可以实现实施例1中的电压重叠电路703，间歇震荡动作控制电路27可以实现实施例1中的开关控制部704，低通滤波器271对应于实施例1中的低通滤波电路705，驱动REG电路5对应于实施例1中的调节电路706，NAND电路24、开关25以及开关26对应于实施例1中的驱动停止部707。

图9是本发明实施例的过零检测电路的一构成示意图，如图9所示，过零检测电路22可以包括：比较器221以及SR触发器222。图10是本发明实施例的定时器的一构成示意图，如图9所示，定时器272包括：AND电路2721、SR触发器2722、开关2723、逆变器2724、开关2725、电容2726、比较器2727、逆变器2728。

值得注意的是，图8至图10仅示意性示出了本发明各部件的具体构成，但本发明不限于此。例如各部件还可以增加、减少或改变具体实现的元件，可以根据实际场景适当地进行调整。

图11是图8所示的电路中各节点的电流或电压随时间变化的一时序图。参照时序图11，首先对正常负载时(Iout＞Iskip_in)的区域动作进行说明。

如图8和11所示，利用反馈电阻12和反馈电阻13对输出电压Vout进行分压，生成反馈电压FB。反馈电压FB与误差放大器14的反转输入端子连接，基准电压Vref与误差放大器14的非反转输入端子连接。误差放大器14产生反馈电压FB和基准电压Vref之间的第1误差放大信号COMP1，并向低通滤波器271输出信号。

在正常负载的状态下，开关2713关闭，低通滤波器271的衰减性质减弱，第2误差放大信号COMP2上产生与第1误差放大信号COMP1信号大致相等的电压，第2误差放大信号COMP2输入PWM比较器17的反转输入端子和轻负载检测比较器23的反转输入端子。当轻负载检测比较器23的非反转输入中被输入轻负载检测阈值Vsk_Lo，输出负载Iout十分高的情况下，由于COMP2＞Vsk_Lo，因此轻负载检测比较器23的输出信号SKIP成为Lo level。因此，针对逆变器18、NOR电路19以及NAND电路24的输入，通过AND电路273输出Lo level的SKIP2信号。由此，间歇震荡动作变为禁止状态。

如图8和11所示，振荡器1与定电流的Ibias2连接，以定电流的Ibias2为基础生成设置脉冲，向SR触发器2的设置端子输出。驱动REG电路5与定电流的Ibias1连接，向低端驱动电路20供给驱动电压，并通过回流防止二极管6向高端驱动电路4供给驱动电压。

当SR触发器2变为设置状态时，通过AND电路3驱动高端驱动器4，从而打开高端MOSFET 8。这时，SW端子的电压上升到Vin附近的电压，通过对应于SW端子和Vout端子之间电压差的电流IDH流入电感器9，对输出电容器10和输出负载11进行能量供给。

另一方面，在PWM比较器17的非反转输入端子中，针对与高端MOSFET 8的漏极电流IDH成比例的高端电流检测信号Vtrip1，在倾斜信号重叠电路28中输入重叠了倾斜信号Slope的Vtrip，且在高端MOSFET 8打开的期间内，高端电流检测信号Vtrip高于第2误差放大信号COMP2时，对SR触发器2输出重置信号RESET。当SR触发器2变为重置状态后，通过AND电路3关闭高端驱动器4，同时，通过NOR电路19打开低端驱动器20。由此，通过高端MOSFET 8从打开状态切换为关闭状态，低端MOSFET 21从关闭状态切换为打开状态，再生电流IDL从低端MOSFET21的源头，通过漏极被供给到电感器9。

在由振荡器1确定的震荡周期内，当感应器9的再生没结束的电流连续动作的情况下，SR触发器2再次变为设置状态，低端MOSFET 21关闭，高端MOSFET 8打开。

通过重复上述动作，进行降压斩波动作。接着，针对从正常负载变为轻负载时(Iout＝Iskip_in)的动作，参照图8至图11进行说明。

当输出电流Iout减少后，第1误差放大信号COMP1以及第2误差放大信号COMP2减少，因此，控制高端MOSFET 8的漏极电流IDH的峰值降低。在轻负载检测比较器23中，比较第2误差放大信号COMP2和第1轻负载检测阈值Vsk_Lo，当第2误差放大信号COMP2小于第1阈值Vsk_Lo时，第1轻负载检测信号SKIP1从Low切换为High，对AND电路273和定时器272供给表示轻负载状态的信号。

之后，输出电流Iout更加减少，电感器9的电流IL的谷电流达到0安培时，形成电流不连续动作。这时，SW端子的电压的极性从负切换为正。在过零检测电路22中，利用比较器221检测该SW端子的电压的极性变化，将SR触发器222设为设置状态。由此，通过NOR电路19和低端驱动器20，将低端MOSFET 21关闭，同时，对定时器272输出表示过零检测状态的信号。

在定时器272中，第1轻负载检测信号SKIP1和过零检测信号ZERO达到High之后，通过AND电路2721，SR触发器2722变为设置状态，使开关2723打开，通过逆变器2724将开关2725关闭，由此，利用定电流的Idis使电容器2726放电。

在比较器2727中，比较电容器2726的电位和间歇震荡准许的第1阈值Vtm_Lo，当电容器2726的电位达到第1阈值Vtm_Lo时，间歇震荡准许信号SKIP-OK信号从Low切换为High，同时，将第1阈值Vtm_Lo切换为与之相比电压level高的第2阈值Vtm_Hi。由此，切换为准许间歇震荡动作的模式。这时，将轻负载检测比较器23的轻负载检测阈值切换为比第1阈值Vsk_Lo的电压level高的第3阈值Vsk_Hi，同时，通过逆变器30将开关29关闭，由此，禁止在高端电流检测信号Vtrip1上重叠倾斜信号Slope。

图12是图8所示的电路中各节点的电流或电压随时间变化的另一时序图。接着，参照图11和图12对轻负载时的间歇震荡期间(Iout＜Iskip_in)的动作进行说明。

当SKIP-OK信号为High，且间歇震荡为准许的状态下，AND电路273在第1轻负载检测信号SKIP1为High时，向第2轻负载检测信号SKIP2输出High，由此，通过逆变器18、AND电路3以及高端驱动器4，使高端MOSFET 8强行关闭。之后，过零检测电路22检测到电感器9的再生期间结束，过零检测信号ZERO从Low切换为High，通过NOR电路19和低端驱动器20使低端MOSFET 21关闭，同时，通过NAND电路24使开关25和开关26关闭，由此停止对振荡器1和驱动REG电路5的偏压供给。由此，削减了电路电流，改善了效率。

之后，在间歇震荡的开关动作停止期间内，输出电容器10的电荷通过输出电流Iout被放电后，Vout稍微降低，FB端子和Vref之间的电位差扩大，第1误差放大电压信号COMP1上升，由此，第2误差放大信号COMP2也上升。

第2误差放大信号超过轻负载检测的第3阈值Vsk_Hi之后，轻负载检测比较器23将第1轻负载检测信号SKIP1从High切换为Low，从而，第2轻负载检测信号SKIP2也从High切换为Low，轻负载检测阈值比Vsk_Hi的电压level低，比Vsk_Lo高，切换为轻负载检测的第2阈值Vsk_Md。这时，BIAS_ON信号从Low被切换为High，由此振荡器1和驱动REG电路5被供给偏压，电路动作开始，进而，逆变器18的输出从Low被切换为High，从而再次开始开关动作。

之后，高端MOSFET 8的漏极电流IDH上升，当高端电流检测信号Vtrip达到第2误差放大信号COMP2后，PWM比较器17对SR触发器2输出重置信号，使得高端MOSFET 8关闭。这时，通过AND电路274，1触发(1Short)电路275中也被供给重置信号RESET2。

在1Short电路275中，如图12的时序图所示，接收重置信号RESET2后，仅在规定期间内将Ripple_on信号从Low切换为High。由此，开关276打开，因此，定电流的Iripple被供给到FB端子，FB端子的电压瞬间上升。再者，通过在该时刻将开关2713打开，减少低通滤波器271的时间常数，从而削减减弱效果。

当FB端子的电压紧急上升之后，与Vref之间的电压差扩大，误差放大器14将第1误差放大信号COMP1瞬间降低，第2误差放大信号COMP2也随之降低。第2误差放大信号COMP2降低，且达到轻负载检测的第2阈值Vsk_Md后，轻负载检测电路23将第1轻负载检测信号SKIP1再次从Low切换为High，停止高端MOSFET 8的开关动作，同时将轻负载检测阈值切换为第3阈值Vsk_Hi。

1Short电路275在经过规定的期间后，将Ripple_on信号从High切换为Low，且关闭开关276。此时，第1误差放大信号COMP1中发生过冲，轻负载检测电路23有可能发生错误检测，因此，通过关闭开关2713，增加低通滤波器271的时间常数，提高衰减特性，从而防止了第2误差放大信号COMP2发生过冲。

输出电容器10的电荷通过输出电流Iout被放电，输出电压Vout稍微减少，当第2误差放大信号COMP2超过轻负载检测的第3阈值Vsk-Hi后，第1轻负载检测信号SKIP1从High切换为Low，通过将BIAS_ON信号从Low切换为High，打开开关25和开关26，通过再次开始震荡器1和驱动REG电路5的动作，再次开始高端MOSFET8和低端MOSFET 21的开关动作。

通过重复以上一系列的动作，进行间歇震荡动作，输出负载电流Iout越少，将间歇震荡周期控制得越长，由此，可以降低高端MOSFET 8和低端MOSFET 21产生的开关损失，从而提高轻负载效率。再者，间歇震荡的打开期间结束时，通过在FB电压上暂时重叠脉动电压，使第2误差放大信号COMP2瞬间下降，防止高端MOSFET8连续进行开关动作，从而将每一间歇周期的开关次数抑制为1次。由此，可以减少储蓄在电感器9的能量，因此，可以防止间歇震荡频率的过度降低，从而可以抑制在输出电容器10中使用陶瓷电容器的情况下产生的鸣音和输出电压脉动的过度上升。

另外，如图3至图5所示，在图1所示的电路中，间歇震荡动作时的电感器9的电流IL的峰值ILP在倾斜补偿和PWM比较器17的输送延迟的影响下，具有较大的输入电压Vin的依存性。

图13是本发明实施例的电感器的峰值电流变化的一示意图；图14是本发明实施例的电流或电压变化的一示意图，示出了电感器的峰值电流、间歇震荡频率和输出脉动电压随输入电压升高而变化的情况，并示出了与图1所示的电路结构进行比较的情况。

如图13和14所示，与图1所示的电路不同的是，在如图8所示的本发明实施例中，在间歇震荡动作时，通过将开关29关闭，禁止了在高端电流检测信号Vtrip上重叠倾斜信号。因此，即使输入电压Vin发生变化，高端电流检测信号Vtrip的峰值的变化较小，通过比较该Vtrip和第2误差放大信号COMP2进行PWM控制，从而可以进行输入电压Vin依存性较小的间歇震荡动作。

最后，参照图11对从轻负载回归到正常负载(Iout≥Iskip_out)的动作进行说明。

伴随输出电流Iout的上升，间歇震荡关闭期间中的Vout的减少时间变短，因此，间歇震荡周期变短。逐渐地，电感器9的电流IL的谷电流值变为0安倍以上的连续模式，之后过零检测信号ZERO为Low，SR触发器2722变为重置状态，因此开关2725打开(ON)，开关2723关闭(OFF)，开始对电容器2726的充电。电容器2726的电位达到间歇震荡准许的第2阈值Vtm_Hi之后，比较器2727反转将SKIP-OK信号从High切换为Low，同时，将轻负载检测阈值切换为第1阈值Vsk_Lo，从轻负载动作回归到正常动作。

以上以图8所示的电路为例，通过附图11至14对本发明各阶段的动作进行了示意性说明。但本发明不限于此，还可以根据实际场景进行适当地变型或调整。

在本实施例中，在会产生分谐波振动的正常动作中，通过将开关29打开(ON)使倾斜补偿功能有效，在不产生分谐波振动的间歇震荡动作时，通过将开关29关闭(OFF)来禁止倾斜补偿功能。由此，可以减小间歇动作时电感器峰值电流ILP的输入电压依存性。

实施例3

本发明实施例提供一种电压转换器。在实施例2的基础上，本发明实施例不仅增加了开关29b，而且增加了倾斜信号相加电路31。与实施例2相同的内容此处不再赘述。

图15是本发明实施例的电压转换器的一电路示意图，如图15所示，与图8所示的电路相比，开关29变更为开关29b，并且增加了倾斜相加电路31。

图16是图15所示的电路中各节点的电流或电压随时间变化的一时序图。图17是本发明实施例的电流或电压变化的一示意图；不仅示出了电感器的峰值电流、间歇震荡频率和输出脉动电压随输入电压升高而变化的情况，而且示出了与图1所示的电路结构以及图8所示的电路结构进行比较的情况。

如图3至5所示，在如图1所示的电路中，间歇震荡动作时的电感器9的电流IL的峰值ILP在倾斜补偿和PWM比较器17的输送延迟的影响下，具有较大的输入电压Vin的依存性。

如图16和17所示，与图1所示的电路不同的是，在如图15所示的本发明实施例中，间歇震荡动作时，将开关29b的接点切换到倾斜相加电路31侧，由此禁止在高端电流检测信号Vtrip上重叠倾斜信号，同时，对第2误差放大信号COMP2进行倾斜重叠，通过比较该倾斜重叠后的第2误差放大信号COMP2和高端电流检测信号Vtrip，进行间歇震荡控制。该倾斜信号量是，当输入电压Vin越高则被控制得越小。

因此，即使在较高的输入电压的情况下，也可以积极地将电感器9的峰值电流ILP抑制得较小，此外，与实施例2中所述的图8所示的结构一样，本发明实施例也可以实现输入电压Vin依存性较小的间歇震荡动作。

在本实施例中，补充了开关29b和倾斜信号相加电路31，在会产生分谐波振动的正常动作中，通过将开关29b的接点切换到倾斜信号相加电路28侧，使倾斜补偿功能有效，在不产生分谐波振动的间歇震荡动作时，通过将开关29b的接点切换到倾斜信号相加电路31侧，禁止对高端电流检测信号Vtrip的倾斜重叠，同时，在第2误差放大信号COMP2上重叠倾斜信号。

由此，积极地减少了间歇动作时电感器峰值电流ILP的输入电压依存性，相对于实施例2的电路结构，可以获得大幅的改善效果。

实施例4

本发明实施例提供一种电压转换器的控制电路，对将输入电压转换为输出电压的开关元件进行控制。

图18是本发明实施例的控制电路的一构成示意图，如图18所示，所述电压转换器的控制电路1800包括：

误差放大器1801，其放大对应于所述输出电压的反馈电压和基准电压之间的误差，并输出误差放大信号；

电流检测电路1802，其检测流入所述开关元件的电流并输出电流信号；

电流比较器1803，其比较所述误差放大信号与所述电流信号，输出重置信号以使所述开关元件关闭；

电感器1804，其与所述开关元件和所述输出电压连接；以及

倾斜信号重叠单元1805，其在所述电感器1804的电流产生分谐波振动的期间，对所述电流检测电路1802的输出重叠倾斜信号；在所述电感器1804的电流不产生分谐波振动的间歇震荡期间，禁止对所述电流检测电路1802的输出重叠所述倾斜信号。

图18仅示意性地示出了控制电路1800的部分部件，其他没有示出的部件可以参考实施例2或3或者相关技术。关于控制电路1800的具体构成以及工作机制也可以参考实施例2或3。

此外，控制电路1800还可以与其他现有技术中的部件结合起来，共同完成电压转换等功能。例如，如图18所示，控制电路1800还可以使用振荡器输出的信号进行控制。本发明不限于此，可以根据实际场景确定具体的构成。

在一个实施方式中，所述控制电路1800还可以包括：

过零检测电路，其在所述电感器的再生期间结束时输出过零信号；

轻负载检测电路，其比较所述误差放大信号和预设的阈值，根据比较结果输出轻负载信号；

定时电路，其根据来自所述轻负载检测电路的所述轻负载信号和来自所述过零检测电路的所述过零信号，在经过规定时间后输出间歇动作准许信号；以及

所述倾斜信号重叠单元在所述定时电路没有输出所述间歇动作准许信号的期间内，对所述电流检测电路的输出重叠所述倾斜信号；在所述定时电路输出所述间歇动作准许信号的期间内，禁止对所述电流检测电路的输出重叠所述倾斜信号。

在另一个实施方式中，所述控制电路1800还可以包括：

过零检测电路，其在所述电感器的再生期间结束时输出过零信号；

轻负载检测电路，其比较所述误差放大信号和预设的阈值，根据比较结果输出轻负载信号；

定时电路，其根据来自所述轻负载检测电路的所述轻负载信号和来自所述过零检测电路的所述过零信号，在经过规定时间后输出间歇动作准许信号；以及

所述倾斜信号重叠单元在所述定时电路没有输出所述间歇动作准许信号的期间内，对所述电流检测电路的输出重叠所述倾斜信号；在所述定时电路输出所述间歇动作准许信号的期间内，禁止对所述电流检测电路的输出重叠所述倾斜信号，同时对所述误差放大信号重叠所述倾斜信号。

本发明以上的装置和方法可以由硬件实现，也可以由硬件结合软件实现。本发明涉及这样的计算机可读程序，当该程序被逻辑部件所执行时，能够使该逻辑部件实现上文所述的装置或构成部件，或使该逻辑部件实现上文所述的各种方法或步骤。本发明还涉及用于存储以上程序的存储介质，如硬盘、磁盘、光盘、DVD、flash存储器等。

以上结合具体的实施方式对本发明进行了描述，但本领域技术人员应该清楚，这些描述都是示例性的，并不是对本发明保护范围的限制。本领域技术人员可以根据本发明原理对本发明做出各种变型和修改，这些变型和修改也在本发明的范围内。

Claims (12)

1.一种电压转换器，其特征在于，所述电压转换器包括：

开关元件，其被打开/关闭，以使输入电压转换为输出电压；

误差放大器，其放大对应于所述输出电压的反馈电压和基准电压之间的误差，并输出误差放大信号；

电流检测电路，其检测流入所述开关元件的电流并输出电流信号；

振荡器，其输出规定频率的设置脉冲；

电流比较器，其比较所述误差放大信号与所述电流信号，输出重置信号以使所述开关元件关闭；

电感器，其与所述开关元件和输出端连接；以及

过零检测电路，其在所述电感器的再生期间结束时输出过零信号；以及

倾斜信号重叠单元，其在间歇动作期间禁止对所述电流检测电路的输出重叠倾斜信号。

2.根据权利要求1所述的电压转换器，其中，所述电压转换器还包括：

轻负载检测电路，其比较所述误差放大信号和预设的阈值，并根据比较结果输出轻负载信号；

定时电路，其根据来自所述轻负载检测电路的所述轻负载信号和来自所述过零检测电路的所述过零信号，在经过规定时间后输出间歇动作准许信号；当不输出所述过零信号的期间是规定期间的情况下，输出间歇动作禁止信号；以及

所述倾斜信号重叠单元在所述定时电路没有输出所述间歇动作准许信号的期间内，对所述电流检测电路的输出重叠所述倾斜信号；在所述定时电路输出所述间歇动作准许信号的期间内，禁止对所述电流检测电路的输出重叠所述倾斜信号。

3.根据权利要求2所述的电压转换器，其中，所述倾斜信号重叠单元在所述定时电路输出所述间歇动作准许信号的期间内，禁止对所述电流检测电路的输出重叠所述倾斜信号，同时对所述误差放大信号重叠所述倾斜信号。

4.根据权利要求2或3所述的电压转换器，其中，所述电压转换器还包括：

电压重叠电路，其与所述误差放大器的输入端子连接，在所述定时电路输出所述间歇动作准许信号的期间内，接收从所述电流比较器输出所述重置信号的信息，在所述误差放大器的输入端子重叠规定时间的电压信号。

5.根据权利要求2或3所述的电压转换器，其中，所述电压转换器还包括：

开关控制部，其在所述定时电路输出所述间歇动作准许信号的期间内，所述误差放大信号小于所述阈值的情况下，关闭所述开关元件；在所述定时电路输出所述间歇动作准许信号的期间内，所述误差放大信号大于或等于所述阈值的情况下，打开所述开关元件。

6.根据权利要求4所述的电压转换器，其中，所述误差放大器输出第1误差放大信号；所述电压转换器还包括：

低通滤波电路，其具有用于调整时间常数的调整元件；根据所述第1误差放大信号，通过所述调整元件生成第2误差放大信号作为所述误差放大信号。

7.根据权利要求6所述的电压转换器，其中，在所述定时电路输出所述间歇动作准许信号的期间内，所述低通滤波电路接收从所述电流比较器输出所述重置信号的信息，通过所述调整元件将所述时间常数设为小于规定值的时间常数。

8.根据权利要求6所述的电压转换器，其中，所述电压重叠电路在经过所述规定时间后，禁止所述电压信号的重叠；

所述低通滤波电路在经过所述规定时间后，通过所述调整元件将所述时间常数设为大于规定值的时间常数。

9.根据权利要求2或3所述的电压转换器，其中，所述电压转换器还包括：

调节电路，其用于驱动所述开关元件；

驱动停止部，其在所述定时电路输出所述间歇动作准许信号期间内，根据来自所述过零检测电路的所述过零信号，至少停止所述振荡器和所述调节电路。

10.一种电压转换器的控制电路，对将输入电压转换为输出电压的开关元件进行控制，其特征在于，所述控制电路包括：

误差放大器，其放大对应于所述输出电压的反馈电压和基准电压之间的误差，并输出误差放大信号；

电流检测电路，其检测流入所述开关元件的电流并输出电流信号；

电流比较器，其比较所述误差放大信号与所述电流信号，输出重置信号以使所述开关元件关闭；

电感器，其与所述开关元件和输出端连接；以及

倾斜信号重叠单元，其在所述电感器的电流产生分谐波振动的期间，对所述电流检测电路的输出重叠倾斜信号；在所述电感器的电流不产生分谐波振动的间歇震荡期间，禁止对所述电流检测电路的输出重叠所述倾斜信号。

11.根据权利要求10所述的控制电路，其中，所述控制电路还包括：

过零检测电路，其在所述电感器的再生期间结束时输出过零信号；

轻负载检测电路，其比较所述误差放大信号和预设的阈值，根据比较结果输出轻负载信号；

定时电路，其根据来自所述轻负载检测电路的所述轻负载信号和来自所述过零检测电路的所述过零信号，在经过规定时间后输出间歇动作准许信号；以及

所述倾斜信号重叠单元在所述定时电路没有输出所述间歇动作准许信号的期间内，对所述电流检测电路的输出重叠所述倾斜信号；在所述定时电路输出所述间歇动作准许信号的期间内，禁止对所述电流检测电路的输出重叠所述倾斜信号。

12.根据权利要求10所述的控制电路，其中，所述控制电路还包括：

过零检测电路，其在所述电感器的再生期间结束时输出过零信号；

轻负载检测电路，其比较所述误差放大信号和预设的阈值，根据比较结果输出轻负载信号；

定时电路，其根据来自所述轻负载检测电路的所述轻负载信号和来自所述过零检测电路的所述过零信号，在经过规定时间后输出间歇动作准许信号；以及

所述倾斜信号重叠单元在所述定时电路输出所述间歇动作准许信号的期间内，禁止对所述电流检测电路的输出重叠所述倾斜信号，同时对所述误差放大信号重叠所述倾斜信号。