CN106664266A - 用于利用具有不同精度的多个模数转换器的低功率操作的方法和装置 - Google Patents

用于利用具有不同精度的多个模数转换器的低功率操作的方法和装置 Download PDF

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Abstract

电子设备，包括处理电路，处理电路配置为执行以下操作：检测经由信道的数据包传输的存在；如果数据包包含训练字段(TF)，则使用数据包的TF建立模数转换(ADC)操作的通信参数和操作设置；以及利用数据包的信道估计(CE)部分来执行信道的信道估计。处理电路还配置为利用信道估计来补偿由信道相对于数据包的在CE部分之后的部分引入的失真，获得用于数据包的数据部分的调制阶数和编码方案，选择要用于恢复数据包的数据部分的模数转换器(ADC)，以及使用与数据包的数据部分对应的ADC输出样本来恢复数据包的数据部分中的信息。

Description

用于利用具有不同精度的多个模数转换器的低功率操作的方 法和装置
技术领域
本申请总体涉及数据包传输，以及更具体地，涉及获得用于从数据包传输接收数据的最高级别的接收。
背景技术
在无线通信网络中，信息由发射实体发射并由接收实体在由数个信号传播路径组成的无线信道上接收。这样的信道可以包括其中发射器和接收器彼此物理可见的视线(line-of-sight)部分，或可以是完全非视线(non-line-of-sight)的，在这种情况下，信号仅通过相对于传播路径中的各种障碍物的反射和散射传播到接收器。在接收器处对所发射信息的恢复包括模数转换(ADC)操作的使用。本申请公开了用于降低由于ADC操作引起的功耗的方法
发明内容
问题的解决方案
在第一实施方式中，提供了电子设备。该电子设备还包括配置为检测经由信道的包传输的存在的处理电路。处理电路还配置为使用包的训练字段(TF)来建立模数转换(ADC)操作的通信参数和操作设置。处理电路还配置为利用包的信道估计(CE)部分来执行信道的信道估计。处理电路还配置为利用信道估计来补偿由信道相对于包的CE部分之后的部分引入的失真。处理电路还配置为获得用于包的数据部分的调制阶数和编码方案。处理电路配置为选择用于包的数据部分的恢复的模数转换器(ADC)。ADC精度是基于包括调整阶数的包的数据部分的信息来选择的。处理电路还配置为使用与包的数据部分对应的ADC输出样本来恢复包的数据部分中的信息。
在第二实施方式中，提供了方法。该方法包括检测经由信道的包传输的存在。该方法还包括使用包的训练字段(TF)来建立模数转换(ADC)操作的通信参数和操作设置。该方法还包括利用包的信道估计(CE)部分来执行信道的信道估计。该方法包括利用信道估计来补偿由信道相对于的包CE部分之后的部分引入的失真。该方法还包括获得用于包的数据部分的调制阶数和编码方案。该方法还包括选择用于包的数据部分的恢复的模数转换器(ADC)。ADC精度是基于包括调整阶数的包的数据部分的信息来选择的。该方法包括使用与包的数据部分对应的ADC输出样本来恢复包的数据部分中的信息。
在第三实施方式中，提供了电子设备。电子设备还包括配置为检测经由信道的包传输的存在的处理电路。处理电路还配置为确定包是否包括训练字段(TF)。处理电路还配置为利用包的信道估计(CE)部分来执行信道估计以及利用信道估计来获得对于包的数据部分的调制阶数足够的精度信息。
根据以下附图、描述和权利要求，其他技术特征可对于本领域技术人员来说是显而易见的。在进行下面的具体实施方式之前，阐述贯穿本专利文件使用的某些词语和短语的定义可能是有利的。术语“联接(couple)”及其衍生词是指两个或更多个元件之间的任何直接或间接通信，而不管这些元件是否彼此物理接触。术语“发射(transmit)”，“接收(receive)”和“通信(communicate)”及其衍生词包括直接和间接通信。术语“包括(include)”和“包含(comprise)”及其衍生词意味着包括但不限于。术语“或(or)”是包含性的，意思是和/或。短语“与...相关联(associated with)”以及其衍生词意味着包括，被包括在...内，与...互连，包含，包含在...内，连接到或与...连接，联接到...或与...联接，可与...通信，与…协作，交织，并置，接近于，绑定到或与...绑定，具有，具有…的属性，有关系或与...具有关系等。术语“控制器(controller)”是指控制至少一个操作的任何设备、系统或其一部分。这样的控制器可以以硬件或硬件和软件和/或固件的组合来实现。与任何特定控制器相关联的功能可以是集中式或分布式的，无论是本地地还是远程地。当短语“…中的至少一个(at least one of)”与项目的列表一起使用时，意味着可以使用所列出项目中的一个或多个的不同组合，并且可能仅需要列表中的一个项目。例如，“A、B和C中的至少一个”包括以下组合中的任何一种：A、B、C、A和B、A和C、B和C、以及A和B和C.
在本专利文件中提供了其他某些词和短语的定义。本领域的普通技术人员应当理解，在许多(即使不是大多数)情况下，这样的定义适用于如此定义的单词和短语的先前以及将来的使用。
附图说明
为了更完整地理解本公开及其优点，现在结合附图参考以下描述，其中，相同的附图标记表示相同的部分：
图1示出了根据本公开的示例性无线网络；
图2A和2B示出了根据本公开的示例性无线发射和接收路径；
图3示出了根据本公开的示例性用户设备；
图4示出了根据本公开的包的示例；
图5示出了根据本公开的在基于包传输的系统中的包检测和接收的示例性过程；
图6A示出了根据本公开的关于AGC环路功能的对应于接收器的特定天线的“前端”部分的示例性架构；
图6B，6C和6D示出了根据本公开的接收器内不同位置处的示例性信号；
图7示出了根据本公开的示例性一维接收天线阵列；
图8示出了根据本公开的在基于包传输的系统中的包检测和接收的示例性过程；
图9A和9B示出了根据本公开的示例性信号星座图；以及
图10示出了根据本公开的在基于包传输的系统中的包检测和接收的示例性过程。
具体实施方式
下面讨论的图1至图10以及用于在本专利文件中描述本发明的原理的各种实施方式仅仅是说明性的并且不应以任何方式解释为限制本公开的范围。本领域技术人员将理解的是，本公开的原理可以在任何适当布置的设备或系统中实现。
以下文献和标准说明被并入本文，如同在本文中完全阐述一样：TonyJ.Rouphael，“无线101：自动增益控制”(“Wireless 101：Automatic Gain Control”)，EE时代(EE Times)，2014年6月(参考文献1(REF1))；John G.Proakis，“数字通信”(“DigitalCommunications”)，第4版(参考文献2(REF 2))；IEEE 802.11ad标准规范，第11部分：无线LAN介质访问控制(MAC)和物理层(PHY)规范，修正3：用于60GHz频带中的非常高的吞吐量的增强(IEEE 802.11ad standard spec.,Part 11:Wireless LAN medium access control(MAC)and physical layer(PHY)Specifications,Amendment 3:Enhancements for veryhigh throughput in the 60GHz Band)(参考文献3(REF 3))；以及IEEE802.11n-2009标准规范，第11部分：无线LAN媒体访问控制(MAC)和物理层(PHY)规范修订5：用于较高吞吐量的增强(IEEE802.11n-2009standard spec.,Part 11:Wireless LAN Medium AccessControl(MAC)and Physical Layer(PHY)Specifications Amendment 5:Enhancementsfor Higher Throughput)(参考文献4(REF 4))；“流水线ADC设计和增强技术”(“PipelinedADC Design and Enhancement Techniques”)，I.Ahmed，2010，ISBN 978-90-481-8651-8(参考文献5(REF 5))。
图1示出了根据本公开的示例性无线网络100。图1所示的无线网络100的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用无线网络100的其他实施方式。
如图1所示，无线网络100包括演演进节点(eNodeB)(eNB)101、eNB102和eNB 103。eNB 101可以与eNB 102和eNB 103通信。eNB 101还与至少一个互联网协议(IP)网络130通信，例如互联网，专用IP网络或其他数据网络。
根据网络类型，可以使用其他公知的术语代替“eNodeB”或“eNB”，例如“基站(basestation)”或“接入点(access point)”。为了方便起见，在本专利文件中使用术语“演进节点B(eNodeB)”和“eNB”来指代向远程终端提供无线接入的网络基础设施部件。此外，根据网络类型，可以使用其他公知的术语来代替诸如“用户设备(user equipment)”或“UE”，例如“移动站(mobile station)”，“用户站(subscriber station)”，“远程终端(remoteterminal)”，“无线终端(wireless terminal)”，“STA(站)”或“用户装置(user device)”。为了方便起见，在本专利文件中使用术语“用户设备(user equipment)”和“UE”来指代无线接入eNB的远程无线设备，无论UE是移动设备(例如移动电话或智能电话)还是通常认为的固定设备(例如台式计算机或自动售货机)。
eNB 102为eNB 102的覆盖区域120内的第一多个用户设备(UE)提供到网络130的无线宽带接入。第一多个UE包括UE 111、UE112、UE113、UE114、UE115以及UE116，其中，UE111可以位于小型企业(SB)中；UE 112可以位于企业(E)中；UE 113可以位于WiFi热点(HS)中；UE 114可以位于第一住宅(R)中；UE 115可以位于第二住宅(R)中；UE 116可以是像手机，无线笔记本电脑，无线PDA等的移动设备(M)。eNB 103为eNB 103的覆盖区域125内的第二多个用户设备UE提供到网络130的无线宽带接入。第二多个UEs包括UE 115和UE 116。在一些实施方式中，一个或多个eNB 101-103可以使用5G，LTE，LTE-A，WiMAX，Wi-Fi，WiGiG或其他高级无线通信技术彼此通信以及与UE 111-116通信。
虚线示出了覆盖区域120和125的近似范围，仅出于说明和解释的目的，覆盖区域120和125被示出为近似圆形。应当清楚地理解，与eNB相关联的覆盖区域(例如，覆盖区域120和125)可以具有其他形状，包括不规则形状，这取决于eNB的配置以及与自然和人为的干扰相关联的无线电环境中的变化。
如以下更详细描述的，本文提供了一种装置和方法，以在维持电子设备的系统性能的同时降低由于ADC操作引起的电子设备的功耗。一个或多个eNB 101-103被配置为支持在维持电子设备的系统性能的同时降低由于ADC操作引起的电子设备的功耗的过程。
虽然图1示出了无线网络100的一个示例，但是可以对图1进行各种改变。例如，无线网络100可以包括任何合适布置的任何数量的eNB和任何数量的UE。此外，eNB 101可以与任何数量的UE直接通信并向那些UE提供到网络130的无线宽带接入。类似地，每个eNB102-103可以直接与网络130通信并向UE提供到网络130的直接无线宽带接入。此外，eNB 101、102和/或103可以提供到其他或附加外部网络的接入，例如，外部电话网络或其他类型的数据网络。
图2A和图2B示出了根据本公开的示例性无线发射和接收路径。在以下描述中，发射路径200可以被描述为在eNB(例如eNB 102)中实现，而接收路径250可以被描述为在UE(例如UE 116)中实现。然而，要理解的是，接收路径250可以在eNB中实现并且发射路径200可以在UE中实现。在一些实施方式中，发送路径200和接收路径250配置为传输被设计为在维持UE的系统性能的同时最小化由于ADC操作引起的UE功耗的数据包。
发射路径200包括信道编码和调制块205、串行到并行(S-to-P)块210、尺寸为N的快速傅里叶逆变换(IFFT)块215、并行到串行(P-to-S)块220、以及添加循环前缀(CP)块225和上变频器(up-converter，UC)230。接收路径250包括下变频器(down-converter，DC)255、去除CP块260、串行到平行(S-to-P)块265、尺寸为N的快速傅立叶变换(FFT)块270、并行到串行(P-to-S)块275、以及信道解码和解调块280。应该注意，在一些实施方式中，在发射路径200中，“S-to-P”块210，“IFFT”块215，“P-to-S”块220，以及“添加CP”块225可以更换为脉冲整形滤波器块。类似地，在接收路径250中，“去除CP”块260，“S-to-P”块265，“FFT”块270，以及“P-to-S”块275可以更换为信道均衡器块。
在发射路径200中，信道编码和调制块205接收一组信息比特，应用编码(例如低密度奇偶校验(LDPC)编码)，并且调制输入比特(例如使用正交相位偏移键控(QPSK)或正交振幅调制(QAM))以产生频域调制符号序列。串行到并行块210将串行调制符号转换(例如解复用)为并行数据，以生成N个并行符号流，其中N是在eNB 102和UE 116中使用的IFFT/FFT尺寸。尺寸为N的IFFT块215对N个并行符号流执行IFFT操作以生成时域输出信号。并行到串行块220转换(例如多路复用)来自尺寸为N的IFFT块215的并行时域输出符号以生成串行时域信号。添加CP块225将循环前缀插入到时域信号。上变频器230通过数模(DAC)操作将从P-to-S块220输出的数字信号转换为模拟形式，并且然后通过无线信道将DAC操作的输出调制(例如上变频)到用于传输的RF(射频)信号。从添加CP块225输出的数字信号也可以在被输入到UC块230中的DAC操作之前被滤波(例如通过使用所谓的脉冲整形滤波器)。如本文所述，信道编码和调制块205的输出可以直接到达脉冲整形滤波器块。
来自eNB 102的发射的RF信号在通过无线信道之后到达UE 116，并且在UE 116处执行与eNB 102处的操作相反的操作。下变频器255将接收到的信号下变频为基带频率，随后是模数(ADC)操作将连续时间模拟信号转换为离散时间样本。随后，去除CP块260去除循环前缀以生成串行时域基带信号。串行到并行块265将时域基带信号转换为并行时域信号。尺寸为N的FFT块270执行FFT算法以产生N个并行频域信号。并行到串行块275将并行频域信号转换为调制的数据符号的序列。信道解码和解调块280对经调制的符号进行解调和解码以恢复原始输入数据流。如本文所述，信道均衡器块可以在信道解码和解调块280之前，其中，信道均衡器块尝试最小化接收的样本中的样本间干扰。
eNB 101-103中的每一个可以实现类似于在下行链路中向UE 111-116进行发送的发送路径200，并且可以实现类似于在上行链路中从UE 111-116进行接收的接收路径250。类似地，UE 111-116中的每一个可以实现用于在上行链路中向eNB 101-103进行发送的发送路径200，并且可以实现用于在下行链路中从eNB 101-103进行接收的接收路径250。
图2A和2B中的每个部件可以仅使用硬件或使用硬件和软件/固件的组合来实现。作为特定示例，图2A和2B中的部件中的至少一些可以用软件实现，而其他部件可以由可配置的硬件或软件和可配置的硬件的混合来实现。例如，FFT块270和IFFT块215可以被实现为可配置的软件算法，其中可以根据执行情况来修改尺寸N的值。
此外，尽管被描述为使用FFT和IFFT，但这仅是说明性的并且不应被解释为限制本公开的范围。可以使用其他类型的变换，例如离散傅立叶变换(DFT)和离散傅里叶逆变换(IDFT)函数。应当理解，变量N的值可以是用于DFT和IDFT函数的任何整数(例如1、2、3、4等)，而变量N的值可以是用于FFT和IFFT函数的为2的幂的任何整数(例如1、2、4、8、16等)。
虽然图2A和2B示出了无线发射和接收路径的示例，但是可以对图2A和2B进行各种改变。例如，图2A和2B中的各种部件可以组合，进一步细分，或省略，并且可以根据特定需要添加附加部件。此外，图2A和2B意在说明可以在无线网络中使用的发射和接收路径的类型的示例。任何其他合适的架构可以用于支持无线网络中的无线通信。
图3示出了根据本公开的示例性UE 116。图3中所示的UE 116的实施方式仅用于说明，并且图1的UE 111-115可以具有相同或类似的配置。然而，UE具有各种各样的配置，并且图3不将本公开的范围限制到UE的任何特定实现方式。在某些实施方式中，图3所示的UE116被配置为STA，并且能够根据一个或多个IEEE 802.11a/b/g/n/ac/ad规范进行通信。
如图3所示，UE 116包括天线305、射频(RF)收发器310、发射(TX)处理电路315、麦克风320、以及接收(RX)处理电路325。UE 116还包括扬声器330、主处理器340、输入/输出(I/O)接口(IF)345、键盘350、显示器355、以及存储器360。存储器360包括基本操作系统(OS)程序361和一个或多个应用362。
RF收发器310从天线305接收由网络100的eNB发射的传入RF信号。RF收发器310将传入的RF信号下变频以生成中频(IF)或基带信号。IF或基带信号被发送到RX处理电路325，RX处理电路325通过对基带或IF信号进行滤波，解码和/或数字化来生成经处理的基带信号。RX处理电路325将经处理的基带信号发射到扬声器330(例如用于语音数据)或发射到主处理器340以进行进一步处理(例如用于网络浏览数据)。
TX处理电路315接收来自麦克风320的模拟或数字语音数据或来自主处理器340的其它输出基带数据(例如网络数据，电子邮件或交互式视频游戏数据)。TX处理电路315将输出基带数据编码，多路复用，和/或数字化以生成经处理的基带或IF信号。RF收发器310从TX处理电路315接收输出的经处理的基带或IF信号，并将基带或IF信号上变频为经由天线305发射的RF信号。
主处理器340可以包括一个或多个处理器或其他处理设备，并且执行存储在存储器360中的基本OS程序361以控制UE 116的整体操作。例如，主处理器340可以根据公知的原理通过RF收发器310，RX处理电路325，以及TX处理电路315控制前向信道信号的接收和反向信道信号的发射。在一些实施方式中，主处理器340包括至少一个微处理器或微控制器。
主处理器340还能够执行驻留在存储器360中的其他处理和程序，例如用于在保持系统性能的同时降低由于ADC操作引起的功耗的操作。主处理器340可以根据执行处理的需要将数据移入或移出存储器360。在一些实施方式中，主处理器340被配置为基于OS程序361或响应于从eNB或操作者接收的信号来执行应用362。主处理器340还联接到I/O接口345，I/O接口345向UE 116提供连接到诸如笔记本电脑和手持式计算机的其它设备的能力。I/O接口345是这些附件和主控制器340之间的通信路径。
主处理器340还联接到键盘350和显示单元355。UE 116的操作者可以使用键盘350将数据输入到UE 116中。显示器355可以是液晶显示器或能够渲染诸如来自网站的文本和/或至少有限的图形的其他显示器。
存储器360联接到主处理器340。存储器360的一部分可以包括随机存取存储器(RAM)，并且存储器360的另一部分可以包括闪存存储器或其他只读存储器(ROM)。
虽然图3示出了UE 116的示例，但是可以对图3进行各种改变。例如，图3中的各种部件可以组合，进一步细分，或省略，并且可以根据特定需要添加附加部件。作为特定示例，主处理器340可以被分为多个处理器，例如一个或多个中央处理单元(CPU)和一个或多个图形处理单元(GPU)。此外，虽然图3示出了UE116被配置为移动电话或智能手机，但是UE可以被配置为作为其他类型的移动或固定设备来操作。
无线通信系统使用在由数个信号传播路径组成的无线信道上由发射实体发射并由接收实体接收的信息。无线信道可以包括视线部分，其中发射器和接收器彼此可见。无线信道也可以包括非视线部分，在这种情况下，信号通过相对于传播路径中的各种障碍物的反射，散射和衍射传播到接收器。
在基于通常被称为“无线保真”(“WiFi”)或“无线千比特”(“WiGig”)的IEEE802.11a/b/g/n/ac/ad规范的系统的上下文中，实体被称为接入点(AP)和站(STA)，其中，接入点是连接到互联网的实体。作为常见家庭环境示例，AP可以包括连接到互联网的WiFi路由器。AP还可以包括包含WiFi芯片或WiFi芯片组的笔记本电脑。使用这样的系统，数种情况是可能的。例如，AP可以是发射器并且STA可以是接收器。在另一示例中，STA可以是发射器并且AP可以是接收器。在又一示例中，STA可以是发射器并且另一STA可以是接收器。在又一个示例中，AP可以是发射器并且另一个AP可以是接收器，如在参考文献3(REF 3)和参考文献4(REF 4)中所讨论的一样。
基于IEEE 802.11a/b/g/n/ac/ad规范的系统被称为基于包的系统。这是因为在发射器和接收器之间没有先验同步。具体参考IEEE 802.11d规范，其大致类似于IEEE802.11a/b/g/n/ac规范，每个传输的包包括两个主要部分，按时间顺序：前序和实际数据或信息部分。图4示出了根据本公开的包400的示例。图4所示的包400的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用包400的其他实施方式。在一个实施方式中，图4中所示的包400可以是IEEE 802.11ad规范中的示例包。
在图4所示的示例中，整个包400包括前序405，数据报头(data header)410，以及数据部分415。前序405包括短训练字段(STF)420和信道估计(CE)部分425。数据报头410包括要遵循的关于数据的指示。例如，数据报头410包括被发射器用来表示数据的调制和编码方案。在另一示例中，数据报头410包括数据部分的大小。数据部分415包括数据本身并且跟在数据报头410之后。前序405首先发射。具体地，首先发射前序405的STF 420然后发射前序405的CE部分425。数据报头410在前序405之后发射。数据部分415在数据报头410之后发射。因此，接收器首先接收STF 420，随后是CE部分425，随后是数据报头410，最后是数据部分415。在某些实施方式中，可以在数据部分415之后发送另一可选的信息部分430。
图5示出了根据本公开的在基于包传输的系统中的包检测和接收的示例性过程500。虽然流程图描绘了一系列顺序的步骤，但是除非明确说明，否则不能从该序列中得到推论：该序列涉及到特定的执行顺序、步骤的执行或它们的一部分为顺序的而不是同时的或以重叠方式的、以及描述的步骤的执行为排它的而不存在中间插入步骤或中间步骤。在所描绘的示例中描绘的过程由例如AP或STA中的处理电路来实现。在一个实施方式中，基于包传输的系统是基于IEEE 802.11ad的系统。图4中所示的数据包400的结构使得接收器能够通过执行图5中所示的过程500来恢复包中的数据。
在步骤501，发起接收至少一个包400的过程。接收器假设存在针对接收器的包传输，并且尝试接收包400。在步骤502，如本文所述，接收器尝试通过尝试用于接收的基本通信参数的各种值来接收假设包的STF部分。基本通信模式包括定时和频率同步以及为了高可靠性接收而确定要对接收的信号应用的增益和相位。确定STF的存在以及基本通信参数的可能的技术如下。该技术依赖于STF的可能的结构，其中STF包括接收器已知的某些时域伪噪声(pseudo-noise，PN)波形或序列。接收器可以用这种波形或序列的拷贝对接收到的信号执行相关性操作。接收器可以假设和尝试到其波形或序列的拷贝的不同的定时和频率偏移，同时也向接收的信号应用各种增益和相位值。在某个预定阈值之上的相关性的值可表明STF的存在以及用于包的其余部分的接收的基本通信参数的收益值(yield value)。通过例如自动增益控制(AGC)环路的、对要应用于接收的信号的增益和相位的确定在本文中被进一步讨论。
在步骤503，接收器执行检查以验证是否已经获取STF 420。如前所述，用于该验证的一种可能的技术是接收器对接收的信号的STF部分执行相关性操作，并且基于该相关性是否高于预定阈值来确定STF的存在或不存在。另一种可能的技术是接收器通过检查接收的能量水平是否高于阈值来验证STF 420是否已经被获取。如果没有获取STF 420，则接收器返回步骤501以继续搜索STF 420。在步骤504，在接收器确定已经获取STF 420之后，接收器利用包400的CE部分425进行信道估计。利用CE部分425执行信道估计使得接收器能够估计和补偿由发射信道引入所发送的信息中的振幅和相位失真。接收器可以随后校正包的后续部分(例如数据报头410和数据415)中的振幅和相位失真。
在步骤505，使用信道估计，接收器恢复数据报头410中的信息以恢复数据部分415中的信息。在步骤506，接收器使用数据报头410的信息来恢复数据部分415中的信息。一旦数据部分415的数据的恢复完成，在步骤507，接收器再次开始搜索在步骤501中的下一个假设包的STF字段420。
包400的结构确保每个包400是自包含的(self-contained)，使得接收器可以首先使其自身相对于包中的数据同步，并且随后继续恢复包中的数据。应当注意，虽然已经关于IEEE 802.11ad规范描述了包的结构，但是也可以使用其他基于包的系统(例如大致类似的基于包的系统)的包结构。此外，附加字段，例如可选信息部分406，可以跟随在数据部分415之后。
包400的内容还包括经调制的符号。经调制的符号在发射器处从要发射的输入比特导出。调制过程包括收集输入比特组并将输入比特组映射到所谓的符号星座点。例如，在正交相移键控(QPSK)调制中，符号星座图包括如下四点：
其中，
这四个点表示二维空间中的四个点。为了执行QPSK调制，要发送的比特流被分组成两个比特一起的集合。随后，基于由两个比特的集合中的两个比特表示的值，将特定的两个比特的集合映射到星座点中的一个。例如，映射可以是：00→s1，01→s2，10→s3以及11→s4。当每个星座形式被写成形式aejθ时，则每个星座点表示在由发射器施加的射频载波波形上施加一定的振幅和相位，其中“a”被认为是振幅，并且θ被认为是复数的相位，其中j是虚数。调制过程的其他细节可以在参考文献2(REF 2)的第4章中找到。
此外，发射器处的信道编码器在调制处理之前处理比特。信道编码器将冗余添加到比特流中，以增加在信道损伤的存在下恢复比特的可靠性。作为示例，特定的信道编码器对某一大小的输入比特的块(例如N个比特)进行操作，并且附加N个附加比特以形成2N个比特的经编码的块。在这种情况下，附加的比特被称为校验比特。每个校验比特被计算为N个信息比特的某一线性组合。该编码器被称为“比率1/2”编码器，因为每输入一个比特就输出两个比特。信道编码的其他细节可以在参考文献2(REF 2)的第8章中找到。
包400的不同部分(例如STF 420，CE字段425，数据报头410，以及数据部分415)包含调制符号。每个部分可以使用不同的编码或调制方案。在补偿由信道经由信道估计引入的振幅和相位失真之后，接收器应用反向处理以产生所发射的原始比特。
在无线通信系统中，由接收天线接收的连续时间模拟信号被处理以将连续时间模拟信号转换成对应于不同的和离散的时间实例的样本序列。随后对这些离散或“数字”样本进行进一步处理。该处理被称为模数转换，并且其由被称为模数转换器(ADC)的实体执行。在ADC操作中，信号振幅变化的预期范围被划分为一组子范围或二进制数(bins)。ADC通常通过由一定数量的比特表示的某一固定和离散输出值来表示位于某一子范围或二进制数内的所有输入模拟信号值。超过最高值和最低值的所有值分别由固定的最高输出值和最低输出值表示。这些最高值和最低值表示ADC的动态范围，而子范围或二进制数的数量是其精度的量度。例如，子范围或二进制数的数量是ADC保持信号的频谱内容的精确表示的能力的量度。二进制数的数量可以称为ADC的分辨率。为了最小化输入信号特性(例如形状，增益和相位)的失真，有利的是放大或压缩输入信号的增益以便信号变化与ADC的动态范围匹配。该功能通过本文所述的自动增益控制(AGC)环路来实现。ADC行为的其它细节可以在参考文献2(REF 2)的第3章中找到。
图6A示出了根据本公开的关于AGC环路功能的对应于接收器600的特定天线的“前端”部分的示例架构。图6A所示的接收器600的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用接收器600的其他实施方式。
接收器600包括数个接收天线601。每个天线的架构和功能可以与图6A所示的接收天线601相同。接收天线601包括接收器600中的、接收经由传播信道从发射实体的发射天线(或多个天线)到达的射频(RF)信号的元件。接收的信号然后由低噪声放大器(LNA)602处理。LNA 602通过修改信号的振幅(并且在至少一些情况下修改其相位)来处理接收的信号，以便满足一些性能标准，例如，将信号的动态范围保持在预设界限内。LNA 602根据来自本文所讨论的处理器623的输入来修改接收的信号的增益(并且在至少一些情况下修改相位)。来自LNA 602的输出由带通滤波器(BPF1)603处理，并且产生表示为s(t)的信号604，其中t表示时间。
图6B，图6C和图6D示出了根据本公开的接收器600内不同位置处的示例信号630、632和616。图6B、图6C和图6D中所示的信号630、632和616的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用信号630、632和616的其他实施方式。
如图6B所示，BPF1 603的效果是将信号s(t)的振幅限制在关于载波频率的某个带宽中，载波频率表示为fc。该带宽通常包含与信号相关联的有用信息。载波频率和带宽通常对于接收器600是已知的。然后，信号s(t)由混合器605处理，该处理包括将信号s(t)与频率fc1的正弦波相乘，频率fc1不同于载波频率fc。正弦波可以是如下形式的信号：
a cos(2πfc1t+θ)+b sin(2πfc1t+φ)， (2)
其中振幅a，b和相位θ，φ是可调参数，t表示时间。示例混合器实现可以具有a＝0或b＝0，以及确保相位(θ或φ)尽可能小的机制。
来自混合器605的输出被馈送到后混合器放大器(PMA)606，其根据来自处理器623的输入来修改来自混合器605的输出的增益(并且在至少一些情况下修改其相位)。从PMA606输出的信号被馈送到带通滤波器(BPF2)607，其将信号振幅限制为以中间载波频率fc-fc1为中心的某一组频率。混合器605，PMA 606和BPF 607的组合可以被称为中频或IF级(stage)，因为信号的频率内容被移位到载波频率fc-fc1，该载波频率fc-fc1低于原始载波频率fc，同时保持信号的整体“频率响应”。图6B的信号630和图6C的信号632的比较分别示出了RF信号s(t)和IF信号s1(t)的振幅响应。
来自BPF 607的输出信号s1(t)608被馈送到由混合器609和611以及低通滤波器(LPF)612和613组成的块，产生具有同相位和正交分量为s2I(t)614和s2Q(t)615的输出信号s2(t)。同相位和正交分量可以被称为信号的“实数”和“虚数”分量，其中信号表示为s2(t)＝s2I(t)+js2Q(t)，是虚数单位。信号表示的其它细节可以在参考文献2(REF 2)的第4章中找到。
混合器609和611以相同的频率fc-fc1操作，但是具有90°的相对相位偏移，如由移相器610所示。如下文所讨论的，混合器操作包括将输入信号与正弦波相乘，在这种情况下，正弦波的频率为fc-fc1。在典型的实现中，混合器609和混合器611分别将输入信号s1(t)乘以正弦波sin(2π(fc-fc1)t)和cos(2π(fc-fc1)t)。混合器609和混合器611以及LPF 612和LPF613的组合导致“基带”信号s2(t)。信号s2(t)被称为“基带”信号，因为其频率内容以零频率为中心，如图6D所示。混合器609和混合器611以及LPF 612和LPF 613的实施将信号s2(t)的频率内容从中心频率fc-fc1移位到零中心频率，同时保持信号的整体“频率响应”。
随后，根据来自处理器623的输入，分别通过可变增益放大器(VGA)617和618来修改正交信号s2I(t)614和s2Q(t)615的增益(以及在至少一些情况下修改相位)。来自VGA 617和VGA 618的输出(其是连续时间模拟信号)然后分别由ADC 619和ADC 620采样并转换成数字形式。这分别产生离散时间数字序列bI(n)621和bQ(n)622。在bI(n)621和bQ(n)622中，“n”表示离散时间指标。由于使用特定数目的比特来表示离散时间指标，因此bI(n)621和bQ(n)622的值被限制为离散集合(与信号s(t)s1(t)或s2(t)可取的值的连续集合相反)。
包括每个包的第一部分的STF还包括具有已知特性(例如内容)和发射功率的训练或导频(pilot)信号，用于AGC环路的校准。因此，对应于这些传输的样本bI(n)621和bQ(n)622被分别输入到处理器623。使用这些样本bI(n)621和bQ(n)622，处理器623确定LNA 602，PMA 606以及VGA 617和618应该应用的增益(以及在至少一些情况下的相位)。如本文所讨论的，这些增益(以及在至少一些情况下的相位)被设定为使得同相位和正交连续时间模拟信号s2I(t)614和s2Q(t)615的动态范围分别匹配ADC 119和120的动态范围，以确保样本{bI(n)}和{bQ(n)}准确地表示s2I(t)614和s2Q(t)615的频谱内容。从而，s2I(t)614和s2Q(t)615的频谱内容可以准确地表示在天线601处接收的信号的频谱内容。参考文献1(REF 1)包含了从样本bI(n)和bQ(n)确定增益(以及至少一些情况下的相位)的技术的细节。
可替代地，在图6A中示为单个实体的接收天线601可以由以一维、二维或三维模式布置的天线阵列来替换。图7示出了根据本公开的示例性一维接收天线阵列700。图7所示的天线阵列700的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用天线阵列700的其他实施方式。
在图7所示的示例中，天线阵列700包括M个接收天线701。天线701接收RF信号，然后由LNA 702进行处理。在某些实施方式中，LNA 702是图6A中所示的LNA 602。然后使用移相器703将相移应用于从LNA 702输出的信号。对应于阵列中的不同接收天线的相移可以彼此不同。来自每个天线支路中的移相器703的输出然后由加法器704相加。从加法器输出的信号然后被输入到图6A所示的BPF1 603中。这种天线阵列的净效果是能够放大从所选择的空间方向到达的信号。图7所示的相控阵可以被认为是在行为上逻辑地表示单个天线，尽管它由数个单独的天线元件构成。
在一些系统中，单个ADC被用于所有AGC环路、信道估计和数据恢复操作。降低ADC消耗的功率是本发明的主要目的。需要更高采样率的更高数据比率导致更高的功耗。如果已知AGC设置和信道估计是高精度水平，则可以在利用AGC设置和高分辨率信道估计的同时利用较低分辨率的ADC来恢复数据，使得能够以相对于整体的最小性能损失来减少由于ADC操作而引起的功耗。
考虑输入到ADC的模拟电压信号，在某一范围[L，U]中取连续值，其中L(伏特)是信号的最低值，U(伏特)是最高值。考虑一个ADC(称为ADC1)使用N1个比特来表示每个离散输出样本。在这种情况下，ADC1的输出可以取2N1个不同的离散值。然后，被称为均匀量化的简单量化方案用于ADC以将输入模拟信号范围[L，U]划分为2N1个子范围，指标为从0到2N1-1。对于特定子范围中的所有输入模拟信号值，输出将是子范围指标的N1-比特数字表示。每个子范围将表示δ＝(U-L)/2N1伏特。示例映射可以包括将在[L，L+δ)伏特子范围上的所有输入模拟信号值映射到由指标#0表示的离散样本(输出将是为0的全部N1个比特)，将在[L+δ，L+2δ)伏特子范围上的所有输入模拟信号值映射到由指标#1表示的离散样本(输出将具有为0的N1-1个最高有效比特，为1的最低有效的比特)，诸如此类，最后的子范围(即[U-δ，U]伏特)映射到指标2N1-1，由被设定为1的所有N1个输出比特来表示。
接下来，考虑另一个ADC(称为ADC2)，其每个样本使用N2个比特，其中N2<N1。更具体地，令N2＝N1-1，使得ADC2与ADC1相比每个样本使用少一个比特。显然，与ADC1的输出相比，ADC2的输出只能取一半数量的不同离散值(2N2＝2N1-1＝1/2*2N1)。因此，ADC2的操作中的输入信号子范围是ADC1的操作中的子范围的两倍，由此在模拟输入之间进行区分的能力也减半。例如，关于ADC1，考虑分别在范围[L，L+δ)伏特和[L+δ，L+2δ)伏特中的两个模拟信号输入值。如果使用ADC1将它们转换为离散样本，则可以清楚地区分它们，因为它们将分别对应于N1-比特指标0和1。然而，如果使用ADC2，则它们将都对应于相同的N2-比特指标0，因此它们不能被区分。前面的描述是说明当在两个ADC之间进行比较时的事实的示例，通常每个样本使用更大数量的比特的ADC对于不同模拟输入的区分提供更好的分辨率，这意味着输出样本表示对于输入模拟信号的较小失真。
通常，优选具有尽可能大的ADC分辨率或精度(例如每个样本的比特数)。然而，ADC的功耗随精度而增加，例如ADC使用的每个样本的比特数。其原因是随着ADC精度的增加，启用ADC操作所需的模拟部件的数量也增加，导致功耗的总体增加。下面提供两个示例，对于两个常见ADC架构，说明ADC功耗作为精度的函数的增加。这些架构在参考文献5(REF 5)的第2章中进行了说明。
对于第一示例，提供了闪存ADC。在闪存ADC架构中，需要2N-1个模拟比较器来产生N-比特精度。模拟比较器是模拟设备，其采用两个模拟信号作为输入，其中一个被称为感兴趣的信号并且另一个被称为参考，并且根据感兴趣的信号是否高于或低于参考而输出模拟“高”或“低”。闪存ADC的功耗由比较器的功耗支配，如上所述，其在数量上相对于精度指数地增加，导致功耗相对于精度的指数增加。因此，N-比特闪存ADC消耗的功率是N-1-比特闪存ADC的近似两倍。换句话说，1-比特的精度降低导致相对于闪存ADC的50％的功率节省。
对于第二示例，提供逐次逼近寄存器(SAR)ADC。在SAR ADC架构中，输入模拟信号到离散样本的转换是通过中间转换执行的，该中间转换是中间离散样本通过数模转换(DAC)操作到其模拟形式的转换。对于N-比特精度，中间DAC使用了将2N-1个模拟部件以模拟开关和电流(或电压)源的形式的运用。如在闪存ADC情况中一样，模拟部件的数量随着精度的增加导致相对于精度的ADC功耗的相应增加。
单个ADC通常用于所有AGC环路、信道估计和数据恢复操作。降低ADC的功耗对于本文所讨论的构思是有益处的。对于更高的采样率和更高的ADC精度有必要的更高的数据比率，也导致更高的功耗。如上所述，ADC功耗与其精度密切相关。这里讨论的方法和设备通过允许较低精度的操作来降低ADC功耗。如果已知AGC设置和信道估计是高精度水平，则考虑到通过使用较高分辨率ADC获得的AGC设置和信道估计可用并被使用，较低分辨率ADC可足以恢复数据。本文讨论的一组技术可用于以相对于整体的最小性能损失来减少由于ADC操作而引起的功耗。
接收器每个接收天线可以包括可用于处理接收的信号的两个或更多个ADC。利用天线的相控阵列，每一起操作的天线元件的不同的组或者集合可以使用两个ADC。天线元件组被操作为使得来自每个天线元件的接收的信号被处理和相加，以产生表示天线元件的布置的净接收信号。
在实施方式中，两个或更多个ADC中的一个具有高于其余ADC的分辨率。在这种情况下，分辨率可以是比特数或每个采样的比特数的形式。ADC可以具有至少两种关于ADC操作的操作模式：活动操作模式和非活动或空闲操作模式。在活动操作模式下，ADC将输入模拟信号转换为离散样本。在非活动操作模式下，该ADC不执行模数转换。非活动操作模式比操作模式消耗的功率少。对于给定的接收到的模拟信号，选择ADC中的一个来执行ADC操作，使得模拟信号的不同部分被转换为不同ADC分辨率的样本或数字等同。
图8示出了根据本公开的包检测和接收的示例性流程图800，包括选择不同分辨率的ADC从而模拟信号的不同部分被转换为不同ADC分辨率的样本或数字等同。虽然流程图描绘了一系列序列步骤，但是除非明确说明，否则不能从该序列中得到推论，该序列涉及到特定的执行顺序、步骤的执行或它们的一部分为顺序的而不是同时的或重叠方式的、或者描述的步骤的执行为排它的而不存在中间插入步骤或中间步骤。在所描绘的示例中描绘的过程由例如站中的处理电路来实现。
在步骤801，发起接收至少一个包400的过程。接收器假设存在针对接收器的包传输，并且尝试接收包400。在步骤802，如本文所述，接收器尝试通过测试用于接收的基本通信参数的各种值来接收假设包的STF部分。基本通信模式包括定时和频率同步以及为了高可靠性接收而确定要对接收信号应用的增益和相位。确定STF的存在以及基本通信参数的可能的技术如下。该技术依赖于STF的可能的结构，其中STF包括接收器已知的某些时域伪噪声(PN)波形或序列。接收器可以用这种波形或序列的拷贝对接收到的信号执行相关性操作。接收的可以假设和尝试到其波形或序列的拷贝的不同的定时和频率偏移，同时也向接收的信号应用各种增益和相位值。在某个预定阈值之上的相关性的值可表明STF的存在以及用于包的其余部分的接收的基本通信参数的收益值。通过例如自动增益控制(AGC)环路的对要应用于接收的信号的增益和相位的确定在本文中被讨论。由于有两个ADC可用，因此在步骤802中明确地指定使用较高分辨率的ADC。
在步骤803，执行检查以验证是否确实已经获取STF。如前所述，用于该验证的一种可能的技术是接收器对接收的信号的STF部分执行相关性操作，并且基于该相关性是否高于预定阈值来确定STF的存在或不存在。另一种可能的技术是接收器通过检查接收的能量水平是否高于阈值来验证STF 420是否已经被获取。如果没有获取STF，则接收器返回步骤801以继续搜索STF。否则，该方法继续到步骤804。在步骤804，接收器利用包的信道估计(CE)部分进行信道估计。该利用使得接收器能够估计和补偿由发射信道引入所发送的信息中的振幅和相位失真并且为其提供校正。如在802框中一样，在步骤804中明确地指定使用较高分辨率的ADC。
在步骤805，利用信道估计，接收器恢复数据部分的报头(header)子部分中的信息。如在步骤802中一样，在步骤805中明确地指定使用较高分辨率的ADC。在步骤806，较高分辨率ADC从其“活动”模式切换到其“空闲”模式，而较低分辨率ADC从其“空闲”模式切换到其“活动”模式。然后，使用分别来自步骤804和805的信道估计和数据报头信息，在利用较低分辨率ADC操作的同时恢复数据。该操作利用低精度ADC来恢复包的数据部分，这导致用于包的该部分的功耗的降低。虽然STC、CE和前序部分的大小是预先确定的，但是数据部分的大小是可变的。对于大多数包，与STC、CE和前序部分相比，数据部分更大(使得数据部分包含更多比特并且传输时间更长)。因此，该操作对于包的通常的最大的部分提供了功耗节省。
在步骤807，较低分辨率ADC从其“活动”模式切换到其“空闲”模式，而较高分辨率ADC从其“空闲”模式切换到其“活动”模式。然后，接下来的操作(即搜索STF)是使用较高分辨率的ADC来执行的。
在一个实施方式中，当使用具有两个可选分辨率的单个ADC来代替两个具有不同分辨率的ADC时，对于较低分辨率ADC的所有步骤被替换为对于ADC的较低分辨率模式的步骤。此外，对于较高分辨率ADC的所有步骤被替换为对于ADC的较高分辨率模式的步骤。例如，如图8所示，在步骤802,804和805，术语“较高分辨率ADC”被替换为“ADC的较高分辨率”。在步骤806，元件1被消除，元件2被替换为“以其较低分辨率模式操作ADC”，并且“较低分辨率ADC”被替换为“ADC的较低分辨率”。在步骤807，元件1和2被替换为其中ADC切换到较高分辨率模式的单个元件。
考虑到ADC模式切换时间，可以执行额外的ADC切换规则以确保ADC在执行ADC步骤时处于正确的模式。例如，在步骤805，较低精度ADC可以从其“空闲”模式切换到其“活动”模式。除了输入到较高精度ADC之外，模拟信号还可以输入到较低精度ADC。此外，来自较低分辨率ADC的数字样本可以被丢弃，使得只有那些从较高分辨率ADC输出的样本被使用。在步骤806，不再使用元件2。应当注意，较低精度ADC从其“空闲”到其“激活”模式的切换，以及将模拟信号馈送到较低精度ADC可以在从步骤801到步骤805的任何点处执行。如果较低精度ADC从其“空闲”切换到其“活动”模式在步骤806之前，那么丢弃从较低精度ADC输出的数字样本。
在另一个实施方式中，假设每个具有不同精度的多个ADC都可用，可作出ADC的选择，该ADC具有足够的精度来满足对于在包的数据字段中的信息(其寻求被恢复)的调制顺序的操作。如本文所公开的，调制的过程涉及(在发射器处)收集输入比特的组并将输入比特映射到所谓的符号星座点。
图9A和9B示出了根据本公开的分别由信号星座900处的4个信号点和信号星座950处的8个信号点组成的QPSK和8-PSK调制的示例性信号星座图。图9A和9B中所示的信号星座900和950的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用信号星座900和950的其他实施方式。
在QPSK调制中，2个输入比特的特定集合被发射器映射到4个星座点中的特定的一个。如先前所解释的，示例映射可以是：00→s1,01→s2,10→s3以及11→s4。类似的映射规则将用于8-PSK，其中3比特的特定集合被映射到特定星座点。示例映射可以是000→s1，001→s2，010→s8，以此类推。假设信号星座点中的任何一个被发射的可能性相同，则信号星座点的平均功率可以被定义为等式3：
其中N是信号星座点的数量(在QPSK和8-PSK的情况下分别是4和8)。可以注意到，图9A和9B中的QPSK和8-PSK星座具有相同的平均信号功率。因此，给定类似的发射功率的使用和具有某一给定的传播损耗的接收，与QPSK情况相比，在8-PSK情况下将需要较高精度ADC。这是以下事实的结果：对于具有某个给定平均功率的信号星座，具有更多信号点的星座将有必要地使它们“更靠近”在一起，使得它们将具有更小的信号间点距离。因此，为了区分相同保真度的信号点，与较小星座的情况相比，在较大的星座情况下将需要使用较大分辨率ADC。在实践中，可以通过模拟来确定用于给定调制阶数(modulation order)的适当的ADC分辨率。到ADC分辨率的调制阶数可以存储为离线表格。
用于数据部分恢复的最高分辨率ADC的使用对于在小调制阶数的情况下的所需性能没必要是大的，并且可能导致不必要的大量功率消耗。因此，在包的数据部分的恢复期间基于包的数据部分的调制阶数来调整ADC分辨率可能是有利的。可以从包的数据报头部分确定调制阶数。
图10示出了根据本公开的ADC功能的示例性流程图1000。虽然流程图描绘了一系列顺序步骤，但是除非明确说明，否则不应该从中得出：执行具有特定顺序、步骤或其部分的执行为顺序的而不是同时的或以重叠方式的、或者所描述的步骤的执行为排它的而没有中间插入步骤或中间步骤。在所描绘的示例中描绘的过程由例如站中的处理电路来实现。
在步骤1001，发起接收至少一个包400的过程。接收器假设存在针对接收器的包传输，并且尝试接收包400。在步骤1002，如本文所述，接收器尝试通过测试用于接收的基本通信参数的各种值来接收假设包的STF部分。基本通信模式包括定时和频率同步以及为了高可靠性接收而确定要对接收信号应用的增益和相位。确定STF以及基本通信参数的存在的可能的技术如下。该技术依赖于STF的可能的结构，其中STF包括接收器已知的某些时域伪噪声(PN)波形或序列。接收器可以用这种波形或序列的拷贝对接收到的信号执行相关性操作。接收器可以假设和尝试到其波形或序列的拷贝的不同的定时和频率偏移，同时也向接收的信号应用各种增益和相位值。在某个预定阈值之上的相关性的值可表明STF的存在以及用于包的其余部分的接收的基本通信参数的收益值。在本文中讨论例如通过自动增益控制(AGC)环路来确定要应用于接收的信号的增益和相位。由于有两个ADC可用，因此在步骤1002中明确地公开使用最高分辨率的ADC。
在步骤1003，执行检查以验证是否确实已经获取STF。如前所述，用于该验证的一种可能的技术是接收器对接收的信号的STF部分执行相关性操作，并且基于该相关性是否高于预定阈值来确定STF的存在或不存在。另一种可能的技术是接收器通过检查接收的能量水平是否高于阈值来验证STF 420是否已经被获取。如果没有获取STF，则接收器返回步骤1001以继续搜索STF。否则，该方法继续到步骤1004。在步骤1004，接收器利用包的信道估计(CE)部分进行信道估计。该利用使得接收器能够估计和补偿由发射信道引入所发送的信息中的振幅和相位失真并且为其提供校正。如在步骤1002中一样，在步骤1004中明确地指定使用最高分辨率的ADC。
在步骤1005，利用信道估计，接收器恢复数据部分的报头子部分中的信息。如在步骤1002中一样，在步骤1005中明确地指定使用较高分辨率的ADC。在涉及包的数据部分的恢复的步骤1006中，将用于数据恢复的ADC选择为具有相对于数据部分的调制阶数足够的精度。“足够的”精度应是大于或等于用于满意地恢复数据的精度的精度。如本文所讨论的，这可以基于调制阶数和ADC精度之间的预定映射。此特定ADC切换到其“活动”模式并被使用于数据恢复操作中，而其他ADC切换到其“空闲”模式。在步骤1007，一旦包的数据部分的恢复完成，则最高分辨率ADC切换到其“活动”模式，而所有其他ADCs切换到其“空闲”模式。该方法的优点是通过使ADC精度适应于包的数据部分的调制阶数，相对于传统方法提供进一步的功耗节省。
在实施方式中，不使用具有不同精度的多个ADC，而可以使用具有多个可选择精度的单个ADC。例如，在图10的步骤1002至步骤1005，术语“最高分辨率ADC”被替换为“ADC的最高分辨率”。此外，步骤1006被替换为以下步骤：1)基于用于包的数据部分(从报头确定)的调制阶数，确定并切换ADC到足够的精度，以及2)使用信道估计和来自报头的信息，恢复数据字段中的信息。步骤1007也被替换为以下步骤：将ADC切换到其“空闲”或“非活动”或“最低功率”操作模式。
在实施方式中，在数据恢复步骤完成之后，为了在空闲模式操作中启用功率节省，其中接收器假设包传输的存在并搜索包的STF字段，可以执行以下步骤。在具有多个ADC的情况下，最低精度ADC切换到其“活动”模式(如果尚未处于该模式下)，而所有其它ADC切换到其“空闲”模式。在ADC具有多个可选择精度的情况下，ADC以其最低精度操作。在这一点上，接收器处于空闲模式，假设和搜索包传输，或者更具体地，假设和搜索在包之前的STF字段。在这种情况下，执行以下步骤：首先，接收器尝试检测包传输的存在，同时使用最低的ADC精度。这可以例如通过能量检测来完成，其中接收器尝试检测接收的信号的能量变化。这种变化触发了到较高的ADC精度的切换，该精度足以恢复STF字段并设定AGC控制环路以及成功恢复定时和同步。本文中已经描述了用于检测包的STF字段的一些可能的技术。可以利用STF字段的结构(编码和调制)知识来离线确定对于STF字段的这种成功操作所需的ADC精度。另一方面，如果STF检测失败，则接收器保持在具有最低ADC精度的“搜索”模式中。其次，在成功接收STF字段之后，执行如本文中所讨论的对于包的信道估计、数据报头和数据字段的恢复的接收器操作。
本文公开的一些实施方式描述了关于最高精度ADC(在多个ADC中)或单个ADC的最高精度的AGC环路操作，其中相对于接收的信号，为高可靠性后ADC接收而要应用的增益(以及也可能是相位)被确定。本文公开的实施方式还描述了涉及在处理包上的数据部分时切换到较低精度ADC(在多个ADC中)或单个ADC的较低精度的过程的变型。
由于要对接收的信号应用的增益(以及也可能是相位)取决于将执行随后的模数转换操作的ADC，因此可以执行以下步骤。首先，给定对于特定ADC精度的各种放大器的增益(以及可能的相位)设定，可以相对于较低精度的ADC确定相应的增益(以及可能的相位)。这种计算可以离线执行。例如，如果相对于如图6所示的N1比特ADC待施加到特定放大器的增益由gN1表示，则相对于N2比特ADC待施加到同一放大器的增益gN2(其中N2<N1)可离线计算并存储。当从较高精度ADC到较低精度ADC的切换发生时，放大器增益(以及可能的相位)也被更新。其次，本文描述的对于N比特ADC的ADC阈值设定操作可以涉及确定输入模拟信号范围并将其划分为子范围，使得在某一子范围内的所有输入信号被映射到预定离散样本值，其由从ADC输出的N个比特的特定值表示。当ADC精度改变时，重复这种取决于ADC精度的阈值产生操作，产生一组新的阈值，例如相对于输入模拟信号的一组新的子范围。可以基于信道估计和对于较高精度ADC的子范围来计算对于较低精度ADC的子范围。
电子设备的实施方式包括配置为经由信道接收包、利用包的信道估计(CE)部分来执行信道的信道估计、补偿对于包的数据部分的失真、以及解码包的数据部分的处理电路。
用于操作电子设备的方法的实施方式包括：经由信道接收包，利用包的信道估计(CE)部分来执行信道的信道估计，补偿对于包的数据部分的失真，以及解码包的数据部分。
电子设备的实施方式包括被配置为执行以下操作的处理电路：检测经由信道的包传输的存在，使用包的训练字段(TF)建立模数转换(ADC)操作的通信参数和操作设置，利用包的信道估计(CE)部分来执行信道的信道估计，利用信道估计来补偿由信道相对于在CE部分之后的包的部分引入的失真，获得用于包的数据部分的调制阶数和编码方案，选择要用于恢复包的数据部分的模数转换器(ADC)，其中ADC精度的选择基于包括调制阶数的包的数据部分的信息，以及使用对应于包的数据部分的ADC输出样本来恢复包的数据部分中的信息。
用于在电子设备中使用的方法的实施方式包括：检测经由信道的包传输的存在，使用包的训练字段(TF)建立模数转换(ADC)操作的通信参数和操作设置，利用包的信道估计(CE)部分来执行信道的信道估计，利用信道估计来补偿由信道相对于在CE部分之后的包的部分引入的失真，获得用于包的数据部分的调制阶数和编码方案，选择要用于恢复包的数据部分的模数转换器(ADC)，其中ADC精度的选择基于包括调制阶数的包的数据部分的信息，以及使用对应于包的数据部分的ADC输出样本来恢复包的数据部分中的信息。
电子设备的实施方式包括被配置为执行以下操作的处理电路：检测经由信道的包传输的存在，确定包是否包括训练字段(TF)，以及利用包的信道估计(CE)部分来执行信道的信道估计。其中，处理电路被配置为基于由包提供的接收能量阈值来确定包包括TF。其中处理电路被配置为利用信道估计来补偿由信道相对于在CE部分之后的包的部分引入的失真。其中处理电路被配置为获得用于包的数据部分的调制阶数和编码方案，选择要用于恢复包的数据部分的模数转换器(ADC)，其中ADC精度的选择基于包括调制阶数的包的数据部分的信息，以及使用与包的数据部分对应的ADC输出样本来恢复包的数据部分中的信息。
尽管已经利用示例性实施方式描述了本公开，但是可以向本领域技术人员提出各种改变和修改。本公开旨在包括落入所附权利要求的范围内的这样的改变和修改。

Claims (15)

1.电子设备，包括：
处理电路，所述处理电路配置为：
经由信道接收数据包，
使用所述数据包的训练字段(TF)建立模数转换(ADC)操作的通信参数和操作设置，
利用包括在所述数据包中的信道估计(CE)部分对所述信道执行信道估计，
补偿包括在所述数据包中的、在所述CE部分之后的部分中的失真，
获得用于所述数据包的数据部分的调制阶数和编码方案，
选择用于恢复所述数据包的所述数据部分的模数转换器(ADC)，以及
使用与所述数据包的所述数据部分对应的ADC输出样本来恢复所述数据包的所述数据部分中的信息。
2.根据权利要求1所述的电子设备，
其中，ADC精度是基于包括所述调制阶数的、所述数据包的数据部分的所述信息来选择的，
其中所述ADC包括两个或更多个ADC中的最低精度ADC，
其中所述最低精度是由所述数据包的数据部分的所述调制阶数来确定的。
3.根据权利要求2所述的电子设备，其中，所述处理电路配置为在活动模式下操作由所述数据包的数据部分的所述调制阶数确定的所述最低精度ADC，以及在空闲模式下操作所述两个或更多个ADC中的其余ADC。
4.根据权利要求1所述的电子设备，其中，单个ADC配置为在两个或更多个精度水平之间操作。
5.根据权利要求4所述的电子设备，其中，所述处理电路配置为将所述ADC的精度水平设定为所述ADC的最低精度水平，其中所述最低精度是由所述数据包的数据部分的所述调制阶数来确定的。
6.根据权利要求1所述的电子设备，其中，所述ADC操作的所述操作设置从由短训练字段(STF)确定的所述ADC操作的所述操作设置导出。
7.根据权利要求6所述的电子设备，其中，所述ADC操作的所述操作设置包括从到所述ADC的模拟输入的映射和来自所述ADC的数字输出。
8.根据权利要求1所述的电子设备，其中，所述处理电路配置为：为了高可靠性接收而确定要对接收的信号应用的增益和相位，以及执行所述信道估计操作，同时使用所述ADC操作的最高精度水平。
9.用于操作电子设备的方法，所述方法包括：
经由信道接收数据包；
使用所述数据包的训练字段(TF)建立模数转换(ADC)操作的通信参数和操作设置；
利用包括在所述数据包中的信道估计(CE)部分执行；
补偿包括在所述数据包中的、在所述CE部分之后的部分中的失真；
获得用于所述数据包的数据部分的调制阶数和编码方案；
选择用于恢复所述数据包的所述数据部分的模数转换器(ADC)；以及
使用与所述数据包的所述数据部分对应的ADC输出样本来恢复所述数据包的数据部分中的信息。
10.根据权利要求9所述的方法，
其中，ADC精度是基于包括所述调制阶数的、所述数据包的所述数据部分的所述信息来选择的，
其中所述ADC包括两个或更多个ADC中的最低精度ADC，
其中所述最低精度是由所述数据包的数据部分的所述调制阶数来确定的。
11.根据权利要求10所述的方法，还包括:
在活动模式下操作由所述数据包的数据部分的所述调制阶数确定的所述最低精度ADC，以及在空闲模式下操作所述两个或更多个ADC中的其余ADC。
12.根据权利要求9所述的方法，其中，单个ADC配置为在两个或更多个精度水平之间操作。
13.根据权利要求12所述的方法，还包括将所述ADC的精度水平设定为所述ADC的最低精度水平，其中所述最低精度是由所述数据包的数据部分的所述调制阶数来确定的。
14.根据权利要求9所述的方法，其中所述ADC操作的所述操作设置从由所述TF确定的所述ADC操作的所述操作设置导出。
15.根据权利要求9所述的方法，还包括为了高可靠性接收而确定要对接收的信号应用的增益和相位，以及执行所述信道估计操作，同时使用所述ADC操作的最高水平精度。
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