CN106571818A - 一种腔泡系统性能优化方法及装置 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种腔泡系统性能优化方法及装置。其过程为：对原始频率信号进行倍频和混频，产生微波探询信号；对GPS同步信号与分频后的信号之间的相位差进行累加；将累加后的相位差对应的电压信号输送至物理系统，对微波探询信号进行微调，然后对微调后的信号进行量子鉴频产生物理系统鉴频信号；对物理系统鉴频信号进行同步鉴相产生纠偏电压；根据纠偏电压大小控制纠偏模块分别产生多个不同量级的修正电压作用于压控晶振。本发明通过处理器控制纠偏模块产生不同的修正电压作用于压控晶振，提高了对压控晶振的输出频率调整的准确度和稳定度，改善了腔泡系统性能，可以有效减少由于腔泡系统频率的不稳定性带来的损失。
Description
技术领域
本发明属于原子钟技术领域，具体涉及一种腔泡系统性能优化方法及装置。
背景技术
在实际的腔泡系统应用中，由于外界工作环境条件的影响、以及腔泡系统内部组成部件不稳定，可能会使纠偏电压出现大的波动，进而影响腔泡系统整机系统的稳定性。由于现有技术中缺少对腔泡系统频率优化的方法，在实际应用中，很难及时发现腔泡系统频率出现的短期不稳定的问题，进而给实际应用带来不必要的损失。
发明内容
本发明的目的就是为了解决上述背景技术存在的不足，提供一种腔泡系统性能优化方法及装置。
本发明采用的技术方案是：一种腔泡系统性能优化方法，包括以下步骤：
压控晶振输出原始频率信号；
通过调制信号对原始频率信号进行倍频和混频，产生微波探询信号输送至物理系统；
接收GPS秒脉冲信号，对GPS秒脉冲信号进行倍频，得到GPS同步信号；
将压控晶振输出的原始频率信号分频为与GPS同步信号频率相等的频率信号；
在GPS秒脉冲信号为高电平时，对GPS同步信号与分频后的信号之间的相位差进行累加；
将累加后的相位差对应的电压信号输送至物理系统，物理系统根据接收的电压信号对微波探询信号进行微调，然后对微调后的信号进行量子鉴频，产生物理系统鉴频信号；
对物理系统鉴频信号进行同步鉴相，产生纠偏电压；
根据纠偏电压大小控制纠偏模块分别产生多个不同量级的修正电压作用于压控晶振。
进一步地，所述对GPS同步信号与分频后的信号之间的相位差进行累加的过程为：以GPS秒脉冲信号的高电平开始后分频后的信号的第一个上升沿为起点，以高电平结束后分频后的信号的第一个上升沿为终点，对GPS同步信号与分频后的信号之间的相位差进行累加。
进一步地，还包括：获取腔泡系统的弛豫时间，根据弛豫时间调节调制信号的频率得到改变后的调制信号，根据改变后的调制信号对原始频率信号进行倍频和混频。
进一步地，所述纠偏模块产生多个不同量级的修正电压分别包括第一修正电压、第二修正电压和第三修正电压，所述第一修正电压为腔泡系统第一次实现闭环锁定时的纠偏电压，其量级为伏量级；第二修正电压的量级为100毫伏量级，第三修正电压的量级为10毫伏量级。
一种腔泡系统性能优化装置，包括
压控晶振，用于输出原始频率信号；
环形振荡器，用于获取腔泡系统的弛豫时间并反馈至处理器；
探测信号生成模块，用于根据调制信号对原始频率信号进行倍频和混频后，得到微波探询信号；
外激励模块，用于接收GPS秒脉冲信号，对GPS秒脉冲信号进行倍频，得到GPS同步信号；将压控晶振输出的原始频率信号分频为与GPS同步信号频率相等的频率信号；在GPS秒脉冲信号为高电平时，对GPS同步信号与分频后的信号之间的相位差进行累加；将累加后的相位差对应的电压信号输送至物理系统；
物理系统，用于根据接收到的相位差对应的电压信号对微波探询信号进行微调，然后对微调后的信号进行量子鉴频，产生物理系统鉴频信号；
检测环路，用于对物理系统鉴频信号进行同步鉴相，产生纠偏电压；
处理器，用于根据弛豫时间调节调制信号的频率得到改变后的调制信号，并将改变后的调制信号输出至探测信号生成模块；用于根据纠偏电压大小控制纠偏模块分别产生多个不同量级的修正电压作用于压控晶振。
进一步地，所述纠偏模块产生多个不同量级的修正电压分别包括第一修正电压、第二修正电压和第三修正电压，所述第一修正电压为腔泡系统第一次实现闭环锁定时的纠偏电压，其量级为伏量级；第二修正电压的量级为100毫伏量级，第三修正电压的量级为10毫伏量级。
进一步地，所述纠偏模块包括用于产生第一修正电压的第一D/A单元、用于产生第二修正电压的第二D/A单元、用于产生第三修正电压的第三D/A单元、用于为第一D/A单元提供外部参考电压的第一电压基准单元、用于为第二D/A单元提供外部参考电压的第二电压基准单元、用于为第三D/A单元提供外部参考电压的第三电压基准单元、用于控制第二D/A单元通闭的纠第二偏使能单元和用于控制第三D/A单元通闭的第三纠偏使能单元；第一D/A单元与处理器相连，第二D/A单元通过第二纠偏使能单元与处理器相连，第三D/A单元通过第三纠偏使能单元与处理器相连，第一D/A单元、第二D/A单元和第三D/A单元均连接压控晶振。
进一步地，所述外激励模块包括：
接收机，用于接收GPS秒脉冲信号，对GPS秒脉冲信号进行倍频，得到GPS同步信号；
DDS分频电路，用于将原始频率信号分频为与GPS同步信号频率相等的频率信号；
相位累积模块，用于在GPS秒脉冲信号为高电平时，对GPS同步信号与分频后的信号之间的相位差进行累加，将累加后的相位差对应的电压信号输送至物理系统。
进一步地，所述DDS分频电路包括：
隔离放大器，用于对输入的原始频率信号进行隔离和放大后，分别输送至走时计数器和DDS处理模块；
走时计数器，用以参考信号为时基信号，测量接收到的原始频率信号的频率值；
锁存器，对走时计数器输出的信号进行取样并输送至单片机；
单片机，用于根据接收的频率值，确定原始频率信号分频为与GPS同步信号频率相等的频率信号的分频值；
DDS处理模块，用于按照分频值对原始频率信号进行分频；
滤波电路，对DDS处理模块输出的信号进行滤波。
本发通过接收GPS秒脉冲信号，对GPS秒脉冲信号进行倍频，得到GPS同步信号，将原始频率信号分频为与GPS同步信号频率相等的频率信号，在GPS秒脉冲信号为高电平时，对GPS同步信号与分频后的信号之间的相位差进行累加，并将累加后的相位差对应的电压信号送至物理系统中对微波探询信号进行微调，能够获得更精准的微波探询信号，进一步提高腔泡系统的精度；同时通过处理器控制纠偏模块产生不同的修正电压作用于压控晶振，提高了对压控晶振的输出频率调整的准确度和稳定度，改善了腔泡系统性能，可以有效减少由于腔泡系统频率的不稳定性带来的损失。
附图说明
图1为本发明的结构示意图。
图2为本发明环形振荡器的工作原理图。
图3为本发明环形振荡器串入腔泡系统后的工作原理图。
图4为本发明同步鉴相的原理框图。
图5为本发明物理系统鉴频输出锁定信号波形示意图。
图6为本发明同步鉴相原理图。
图7为本发明相位调整后的同步鉴相原理图。
图8为本发明外激励模块的原理示意图。
图9为本发明DDS分频电路的原理示意图。
图10为本发明相位累积过程的原理示意图。
图11为本发明纠偏模块的原理示意图。
图中：1-压控晶振；2-探测信号生成模块；2.1-频率合成器；3-物理系统；3.1-光开关；4-纠偏模块；4.1-第一D/A单元；4.2-第二D/A单元；4.3-第三D/A单元；4.4-第一电压基准单元；4.5-第二电压基准单元；4.6-第三电压基准单元；4.7-第二纠偏使能单元；4.8-第三纠偏使能单元；5-处理器；6-环形振荡器；7-外激励模块；7.1-接收机；7.2-DDS分频电路；7.21-隔离放大器；7.22-走时计数器；7.23-锁存器；7.24-单片机；7.25-DDS处理模块；7.26-滤波电路；7.3-相位累积模块；8-检测环路；8.1相位调整模块；8.2-同步鉴相模块；9-GPS卫星。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明，便于清楚地了解本发明，但它们不对本发明构成限定。
如图1所示，本发明腔泡系统性能优化装置，包括
压控晶振1(VCXO)，用于输出原始频率信号；
环形振荡器6，用于获取腔泡系统的弛豫时间并反馈至处理器；
探测信号生成模块2，用于根据调制信号对原始频率信号进行倍频和混频后，得到微波探询信号；
外激励模块7，用于接收GPS秒脉冲信号，对GPS秒脉冲信号进行倍频，得到GPS同步信号；将压控晶振输出的原始频率信号分频为与GPS同步信号频率相等的频率信号；在GPS秒脉冲信号为高电平时，对GPS同步信号与分频后的信号之间的相位差进行累加；将累加后的相位差对应的电压信号输送至物理系统；
物理系统3，用于根据接收到的相位差对应的电压信号对微波探询信号进行微调，然后对微调后的信号进行量子鉴频，产生物理系统鉴频信号；
检测环路8，用于对物理系统鉴频信号进行同步鉴相，产生纠偏电压；
处理器5，用于根据弛豫时间调节调制信号的频率得到改变后的调制信号，并将改变后的调制信号输出至探测信号生成模块；用于根据纠偏电压大小控制纠偏模块4分别产生多个不同量级的修正电压作用于压控晶振。
上述方案中，纠偏模块4产生多个不同量级的修正电压分别包括第一修正电压、第二修正电压和第三修正电压，所述第一修正电压为腔泡系统第一次实现闭环锁定时的纠偏电压，其量级为伏量级；第二修正电压的量级为100毫伏量级，第三修正电压的量级为10毫伏量级。
具体地，如图11所示，纠偏模块4包括用于产生第一修正电压的第一D/A单元4.1、用于产生第二修正电压的第二D/A单元4.2、用于产生第三修正电压的第三D/A单元4.3、用于为第一D/A单元提供外部参考电压的第一电压基准单元4.4、用于为第二D/A单元提供外部参考电压的第二电压基准单元4.5、用于为第三D/A单元提供外部参考电压的第三电压基准单元4.6、用于控制第二D/A单元通闭的纠第二偏使能单元4.7和用于控制第三D/A单元通闭的第三纠偏使能单元4.8；第一D/A单元4.1与处理器5相连，第二D/A单元4.2通过第二纠偏使能单元4.7与处理器相5连，第三D/A单元4.3通过第三纠偏使能单元4.8与处理器5相连，第一D/A单元4.1、第二D/A单元4.2和第三D/A单元4.3均连接压控晶振1。
上述方案中，如图8所示，外激励模7块包括：
接收机7.4，用于接收GPS秒脉冲信号，对GPS秒脉冲信号进行倍频，得到GPS同步信号；
DDS分频电路7.2，用于将原始频率信号分频为与GPS同步信号频率相等的频率信号；
相位累积模块7.3，用于在GPS秒脉冲信号为高电平时，对GPS同步信号与分频后的信号之间的相位差进行累加，将累加后的相位差对应的电压信号输送至物理系统。
上述方案中，如图9所示，DDS分频电路7.2包括：
隔离放大器7.21，用于对输入的原始频率信号进行隔离和放大后，分别输送至走时计数器和DDS处理模块；
走时计数器7.22，用以参考信号为时基信号，测量接收到的原始频率信号的频率值；
锁存器7.23，对走时计数器输出的信号进行取样并输送至单片机；
单片机7.24，用于根据接收的频率值，确定原始频率信号分频为与GPS同步信号频率相等的频率信号的分频值；
DDS处理模块7.25，用于按照分频值对原始频率信号进行分频；
滤波电路7.26，对DDS处理模块输出的信号进行滤波。
采用上述装置实现腔泡系统性能优化的方法，包括以下步骤：
压控晶振1输出原始频率信号；
探测信号生成模块2通过处理器5发送的调制信号对原始频率信号进行倍频和混频，产生微波探询信号输送至物理系统3；
外激励模块7接收GPS秒脉冲信号，对GPS秒脉冲信号进行倍频，得到GPS同步信号；并将压控晶振1输出的原始频率信号分频为与GPS同步信号频率相等的频率信号；在GPS秒脉冲信号为高电平时，对GPS同步信号与分频后的信号之间的相位差进行累加，将累加后的相位差对应的电压信号输送至物理系统3；
物理系统3根据接收的电压信号对微波探询信号进行微调，然后对微调后的微波探询信号进行量子鉴频，产生物理系统鉴频信号；
检测环路8对物理系统鉴频信号进行同步鉴相，产生纠偏电压；
处理器5根据纠偏电压大小控制纠偏模块4分别产生多个不同量级的修正电压作用于压控晶振。
上述方案中，可以通过环形振荡器6获取腔泡系统的弛豫时间，根据弛豫时间调节调制信号的频率得到改变后的调制信号，根据改变后的调制信号对原始频率信号进行倍频和混频，得到更为准确的微波探询信号，具体过程如下：
环形振荡器由奇数个非门构成，且非门的个数至少为3个，其输入端接收来自于处理器的信号，其输出端经处理器反馈到物理系统的高速光开关Shutter，用以控制其状态‘开’或‘关’。
当图2原理图开始工作时，假定此时刻光开关3.1(Shutter)是‘开’状态，那么，光源激励的光通过高速Shutter后直接进入物理系统中，在传统原子频标原理的作用下，完成量子系统的量子鉴频。量子鉴频信号经检测环路、处理器处理后送入环形振荡器，因为上时刻光源激励光能够透过物理系统，故此时刻经检测环路产生的信号是高电平‘1’，奇数次逻辑非门后变成低电平‘0’，作用于光源中的高速Shutter，使其为‘关’状态。依次循环，在环形振荡器的输出端会出现‘1’—‘0’—‘1’…‘0’的变化，通过处理器对频率信号检测，即可得出相应的时间参数。
环形振荡器的奇数个非门串接在一起，会产生自激振荡，设电路中非门的个数N为奇数，每个门电路的平均传输时延迟间为t，环形振荡器产生的振荡周期为T。假定某时刻A1点的初态为1，则经过1个传输延迟t后，A2点变为0，再经过1个传输延迟t，A3点变为1，…，奇数N个传输延迟Nt后，初态‘1’变为‘0’。同样的道理：初态‘0’变为‘1’。信号传输示意图2所示，根据图可以得到环形振荡器的周期T0为：
T0＝2Nt (1)
当上述环形振荡器串入腔泡系统形成振荡环路后，可得图3，在图3的频率信号检测端检测到的振荡环路的振荡周期T1为：
T1＝2(Nt+Δt) (2)
其中，Δt即为所需的腔泡系统的环路响应时间。通过公式(1)和(2)，可推导得出：Δt＝(T1-T0)/2。
上述环路响应时间由物理系统的响应时间(即弛豫时间)和外围电路(例如检测环路、处理器等)的响应时间共同决定，但是在实际应用中，由于电路的响应时间非常快(通常达到了10ns级以上)，所以电路的响应时间基本上可以忽略不计，即环路响应时间由弛豫时间决定，因此，在本发明中，认为弛豫时间约等于环路响应时间Δt。
上述方案中，如图4所示，对原始频率信号进行倍频和混频产生微波探询信号，以及对微调后的微波探询信号进行量子鉴频的详细过程如下：
处理器5通过串行通讯方式向频率合成器2.1发送频率合成指令，同时处理器直接向频率合成器的键控调频引脚(即FSK)送一路79Hz键控调频信号。
频率合成器2.1接收处理器发来的频率合成指令，以外部时钟为参考源产生直接数字频率合成5.3125MHz±Δf的综合调制信号，其中Δf的大小由物理系统的具体线宽决定；同时根据接收处理器的79Hz键控调频信号，控制频率合成器以79Hz为频率周期键控输出5.3125MHz+Δf和5.3125MHz-Δf综合调制信号。
综合调制信号经微波倍、混频后产生6834.6875MHz+Δf的微波探询信号作用于物理系统3，经物理系统微调及量子鉴频作用后，产生物理系统鉴频信号送至同步鉴相模块8.2，同时处理器5产生的与送至频率合成器中79Hz键控调频信号具有相同相位的79Hz鉴相信号亦送至同步鉴相模块8.2。物理系统鉴频信号与79Hz鉴相信号在同步鉴相模块中进行同步鉴相，并将结果送至处理器，用以产生相应的同步鉴相压控信号作用于VCXO。需要说明的是，理论上通过处理器产生两路相位相同的79Hz键控调频信号和79Hz同步鉴相信号，但是由于整个腔泡系统存在电路上的相位噪声，以及为了方便同步鉴相进行电压差采集，需要在不同的系统进行79Hz键控调频信号和79Hz同步鉴相信号的相位调整，故在本专利中引入了相位调整模块8.1，其调整原理如下：
从传统的原子频标电路出发，对环路各点信号进行详细的分析。假定综合调制信号为S＝Asin(2πft)，则物理系统光电池光检基波输出为S1＝ABsin(2πft+φ+φ1)，其中，φ等于0或180度，φ1是调相和倍频电路引入的相移。经过选频放大之后，信号表达式为S2＝KaABsin(2πft+φ+φ1+φ2)，φ2是原子频标电路中选频放大器的相移。
因为相敏检波的数学表达是乘法器，经过相敏放大器之后，信号为S3＝KaKpABsin(2πft+φ+φ1+φ2)sin(2πft)
＝(-1/2)KaKpAB[cos(4πft+φ+φ1+φ2)-cos(φ+φ1+φ2)]
经过积分器的滤波作用，相敏放大器输出中的交流分量将被滤掉,最后输出的压控电压为SV＝(1/2)KaKpABcos(φ+φ1+φ2)。
任何原因引起(φ1+φ2)的变化，都将引起系统的增益变化，从而产生频率漂移。为了使系统正常工作并具有最大的增益，必须在系统中加入移相器以抵消(φ1+φ2)的相移。
现有的一些数字化技术，由于采用了信噪比较高的数字化元器件，故在一定程度上会减小(φ1+φ2)的相移，但仍然会存在，其影响如何必然反映到整个原子频标系统的末级伺服同步鉴相中，而其核心技术是对物理系统输出的锁定信号进行电压差的采集。
加在综合器上用以实现键控调频的79Hz方波调频信号频率决定着以怎样的速度来切换对准量子中心频率左右的频率信号，由于原子自旋的张驰时间的存在，所以加到物理系统中的键控调频微波信号经物理系统的鉴频作用后，会产生如图5的锁定信号波形：
在图5锁定信号波形中，除考虑到原子自旋的张驰时间C区外，对于电路设计时更应把着重点放在图中的A、B上，因为A、B区正是伺服模块进行同步鉴相信号电压差采集的区域。在DDS环节中，键控调频用的79Hz方波信号是由微处理器产生的，那么伺服系统采集用的79Hz同步鉴相的时序也由它产生，并且两路信号相位相同。由于微处理器的外部时钟仍然是采用与DDS部分相同的高稳频率源，故两路信号相位的差值只要在一开始设定，在允许的范围内认为相位差是不变的，这点保证了伺服系统在同步鉴相信号电压差采样时，每次采样的位置A、B都是一定的。
以图6中的锁定状态为例，伺服模块的同步鉴相处理图如下：
虽然同步鉴相信号决定的两个采样点在上图中并不合适，在实际的某一台腔泡系统上，可以通过观测相应的物理系统鉴频信号输出与微处理器产生的同步鉴相信号波形，通过相位调整使能微处理器改变图6中同步鉴相信号的相位，如图7所示：
为了进一步提高伺服环路同步鉴相的精度，在图7中的A、B采样区，设置N次采样平均的方法，以减小锁定信号A、B区的电平抖动对同步鉴相产生的影响。
另外，利用了这种数字调制的方式，利于方便地改变相位差，因为对于每一台实际的被动型铷原子频标，由于物理部分不一样以及电路构成的不一致性，在量子鉴频输出环节必然有所不同，那么伺服系统的采样时序与调制时序的相位差也是不一样的。
上述方案中，外激励模块工作时，如图8所示，接收机7.1获得GPS卫星9发送的GPS信号，经转换处理后获得秒脉冲信号f0送至相位累积模块中，并且基于GPS秒脉冲信号产生1KHz的同步参考信号f1亦送至相位累积模块中；同时VCXO的输出原始频率信号经DDS分频电路7.2后得到f2送至相位累积模块7.3中。在这里设置了DDS分频电路，最终的目标是要使分频后的原始频率信号的频率与同步参考信号f1频率一致，即f2＝1KHz。
涉及到f1与f2的相位检测，希望在理论上f1＝f2，这样就能实现同频不同相位的检测，以提高优化精度。但在实际上不可能使这两者完全相同，例如f1＝1.0012KHz，f2＝1.0023KHz，为解决这一问题，设置了图9所示的DDS分频电路结构来使f1与f2的数值尽可能接近：
被测频率信号fx(f1或f2)经过隔离放大器7.21后分别送至走时计数器7.22和DDS处理模块7.25。送至走时计数器7.22进行粗频率测量，单片机7.24读取锁存器7.23对走时计数器取样的数值后，记录下此时的频率数值，便可得到被测信号的粗频率值F。另一路经过隔离放大器7.21的被测信号被送至DDS处理模块7.25的外部时钟输入端，作为DDS处理模块工作时的参考时钟。同时DDS处理模块的外部通讯端口连接至单片机，单片机根据式现有DDS处理模块处理技术计算得到与DDS处理模块通讯用的分频数值(这里采用的DDS处理模块是AD9852，它有48位频率控字寄存器)：其中F为通过走时计数器计数、单片机运算得到的被测信号的粗频率值，f取1KHz，并通过串行通讯时序将所得的具体分频数值写入DDS处理模块缓存区，经DDS处理模块后得到1KHz的频率信号，将所得的频率信号再送至滤波电路7.26后得到最终的1KHz频率信号输出。
经过处理后，使理论上f1＝f2＝1KHz，之后相位累积模块进行相位累加，具体处理方法相应的时序如图10所示：
GPS秒脉冲闸门信号f0(宽度为T＝1秒)在高电平时，经t1时间后，VCXO的分频信号f2(1KHz)第一个脉冲的上升沿，使相位累积有效，开始参考信号f1与VCXO分频信号的相位差累积计算。当T秒后，GPS秒脉冲闸门高电平再次到来时，经过t2时间后，等到随后而至的VCXO频率信号的上升沿到来时，即时刻参考信号f1与VCXO分频信号的相位差累积计算过程一直持续，并且一直记录着参考信号f1与VCXO分频信号f2的相位差的具体数值Δφ。
图10中GPS秒脉冲f0的频率为1Hz，即T＝1秒，从上述原理可以看出：按照每一个T＝1秒的间隔进行一次f1与f2相差值Δφ，当经过M次T＝1秒的采样后，此时Δφ＝0时，那么将M*T时间内获得的相差数据按照传统“相位差-频差”转换即可获得对应的f1和f2信号的频差值Δf，将频差值对应的电压值ΔV输送至物理系统中对微波探询信号进行微调，能够获得更精准的微波探询信号。
上述方案中，处理器5获得纠偏电压后，根据纠偏电压大小控制纠偏模块4分别产生多个不同量级的修正电压作用于压控晶振1，具体为：
当腔泡系统处于锁定状态时，纠偏电压由三个不同量级的修正电压构成：处理器通过第一D/A单元输出第一修正电压，通过第二D/A单元输出第二修正电压，通过第三D/A单元输出第三修正电压，第一修正电压量级为伏量级，第二修正电压的量级为100毫伏量级，第三修正电压的量级为10毫伏量级。其中，第一修正电压为腔泡系统上电后，第一次实现锁定时第一D/A单元输出的电压值，即基准电压。也就是说，一旦腔泡系统实现了锁定，那么第一D/A单元输出的值将固定下来，后续的锁定状态下的纠偏工作由第二D/A单元和第三D/A单元来完成。
本发明采用了三个D/A单元，第一D/A单元输出的电压范围较大，用于向压控晶振输出基准电压；而第二D/A单元和第三D/A单元输出的电压范围较小，用于向压控晶振输出量级不同的小范围修正电压，这样就避免因D/A单元的精度问题造成输出的纠偏电压的误差。
对本发明采用三个D/A单元的好处进行说明。例如：当腔泡系统处于锁定状态时，同步鉴相获得的纠偏电压变化较小，通常在5V左右波动，而且量级较小，如5.001V或者4.999V等，那么采用一个D/A单元的话可能输出的纠偏电压都5V。而本发明使用了三个D/A单元，第一D/A单元电压范围较大，如0～5V，用于向压控晶振输出基准电压；而第二D/A单元和第三D/A单元电压范围较小，如±100mV或±10mV，用于向压控晶振输出修正电压；这样就避免因D/A单元的精度问题造成输出的纠偏电压的误差，提高了腔泡系统的优化性能。
本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。
Claims (9)
1.一种腔泡系统性能优化方法，其特征在于，包括以下步骤：
压控晶振输出原始频率信号；
通过调制信号对原始频率信号进行倍频和混频，产生微波探询信号输送至物理系统；
接收GPS秒脉冲信号，对GPS秒脉冲信号进行倍频，得到GPS同步信号；
将压控晶振输出的原始频率信号分频为与GPS同步信号频率相等的频率信号；
在GPS秒脉冲信号为高电平时，对GPS同步信号与分频后的信号之间的相位差进行累加；
将累加后的相位差对应的电压信号输送至物理系统，物理系统根据接收的电压信号对微波探询信号进行微调，然后对微调后的信号进行量子鉴频，产生物理系统鉴频信号；
对物理系统鉴频信号进行同步鉴相，产生纠偏电压；
根据纠偏电压大小控制纠偏模块分别产生多个不同量级的修正电压作用于压控晶振。
2.根据权利要求1所述的一种腔泡系统性能优化方法，其特征在于，所述对GPS同步信号与分频后的信号之间的相位差进行累加的过程为：以GPS秒脉冲信号的高电平开始后分频后的信号的第一个上升沿为起点，以高电平结束后分频后的信号的第一个上升沿为终点，对GPS同步信号与分频后的信号之间的相位差进行累加。
3.根据权利要求1所述的一种腔泡系统性能优化方法，其特征在于，还包括：获取腔泡系统的弛豫时间，根据弛豫时间调节调制信号的频率得到改变后的调制信号，根据改变后的调制信号对原始频率信号进行倍频和混频。
4.根据权利要求1所述的一种腔泡系统性能优化方法，其特征在于：所述纠偏模块产生多个不同量级的修正电压分别包括第一修正电压、第二修正电压和第三修正电压，所述第一修正电压为腔泡系统第一次实现闭环锁定时的纠偏电压，其量级为伏量级；第二修正电压的量级为100毫伏量级，第三修正电压的量级为10毫伏量级。
5.一种腔泡系统性能优化装置，其特征在于：包括
压控晶振，用于输出原始频率信号；
环形振荡器，用于获取腔泡系统的弛豫时间并反馈至处理器；
探测信号生成模块，用于根据调制信号对原始频率信号进行倍频和混频后，得到微波探询信号；
外激励模块，用于接收GPS秒脉冲信号，对GPS秒脉冲信号进行倍频，得到GPS同步信号；将压控晶振输出的原始频率信号分频为与GPS同步信号频率相等的频率信号；在GPS秒脉冲信号为高电平时，对GPS同步信号与分频后的信号之间的相位差进行累加；将累加后的相位差对应的电压信号输送至物理系统；
物理系统，用于根据接收到的相位差对应的电压信号对微波探询信号进行微调，然后对微调后的信号进行量子鉴频，产生物理系统鉴频信号；
检测环路，用于对物理系统鉴频信号进行同步鉴相，产生纠偏电压；
处理器，用于根据弛豫时间调节调制信号的频率得到改变后的调制信号，并将改变后的调制信号输出至探测信号生成模块；用于根据纠偏电压大小控制纠偏模块分别产生多个不同量级的修正电压作用于压控晶振。
6.根据权利要求5所述的一种腔泡系统性能优化装置，其特征在于：所述纠偏模块产生多个不同量级的修正电压分别包括第一修正电压、第二修正电压和第三修正电压，所述第一修正电压为腔泡系统第一次实现闭环锁定时的纠偏电压，其量级为伏量级；第二修正电压的量级为100毫伏量级，第三修正电压的量级为10毫伏量级。
7.根据权利要求6所述的一种腔泡系统性能优化装置，其特征在于：所述纠偏模块包括用于产生第一修正电压的第一D/A单元、用于产生第二修正电压的第二D/A单元、用于产生第三修正电压的第三D/A单元、用于为第一D/A单元提供外部参考电压的第一电压基准单元、用于为第二D/A单元提供外部参考电压的第二电压基准单元、用于为第三D/A单元提供外部参考电压的第三电压基准单元、用于控制第二D/A单元通闭的纠第二偏使能单元和用于控制第三D/A单元通闭的第三纠偏使能单元；第一D/A单元与处理器相连，第二D/A单元通过第二纠偏使能单元与处理器相连，第三D/A单元通过第三纠偏使能单元与处理器相连，第一D/A单元、第二D/A单元和第三D/A单元均连接压控晶振。
8.根据权利要求5所述的一种腔泡系统性能优化装置，其特征在于，所述外激励模块包括：
接收机，用于接收GPS秒脉冲信号，对GPS秒脉冲信号进行倍频，得到GPS同步信号；
DDS分频电路，用于将原始频率信号分频为与GPS同步信号频率相等的频率信号；
相位累积模块，用于在GPS秒脉冲信号为高电平时，对GPS同步信号与分频后的信号之间的相位差进行累加，将累加后的相位差对应的电压信号输送至物理系统。
9.根据权利要求8所述的一种腔泡系统性能优化装置，其特征在于，所述DDS分频电路包括：
隔离放大器，用于对输入的原始频率信号进行隔离和放大后，分别输送至走时计数器和DDS处理模块；
走时计数器，用以参考信号为时基信号，测量接收到的原始频率信号的频率值；
锁存器，对走时计数器输出的信号进行取样并输送至单片机；
单片机，用于根据接收的频率值，确定原始频率信号分频为与GPS同步信号频率相等的频率信号的分频值；
DDS处理模块，用于按照分频值对原始频率信号进行分频；
滤波电路，对DDS处理模块输出的信号进行滤波。
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