CN106487234A - 电流混合工作模式的反激变换器的输出功率控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种电流混合工作模式的反激变换器，在反激变压器的左右两侧磁芯柱中引入偏磁线圈，可调节反激变压器的自感大小，根据反激变换器处理功率的大小确定变压器自感值，保证在反激变换器在恒频工作状态下实现电流临界连续模式或电流断续模式，并基于该反激变换器提出了输出功率的控制方法。本发明一方面解决了传统变换器恒频工作与电流临界连续工作的矛盾，优化了输出滤波器的设计，降低了变换器中器件的电流应力，降低了器件导通损耗、变压器的铁损与铜损，提高了变换器的效率；另一方面在较小功率时，在变压器自感较大的情况下电流断续运行，也保证了较低的电流应力。本发明非常适合应用于小功率的光伏微逆变器的前级DC/DC变换器。

Description

电流混合工作模式的反激变换器的输出功率控制方法

技术领域

本发明涉及一种电流混合工作模式的反激变换器的输出功率控制方法，属于电力电子变换器及其控制技术领域。

背景技术

近年来，为解决化石能源短缺问题，各国政府推出多项促进新能源发展的相关政策，其中光伏发电被普遍认为是一种高效、低成本、无污染、使用方便的可再生能源。光伏发电的一种高效利用形式是将电能输送至电网，其发电形式有集中式发电和模块化发电。集中供电方式成本低、效率高，但冗余性不高，一些不确定的因素都会对光伏电池的最大功率点跟踪(MPPT)产生不利影响。因此近年来单块光伏电池集成功率变换器模块的供电方式得到了广泛研究。

光伏模块供电分交流模块和直流模块，虽然直流模块实现了每块电池板的最大功率点跟踪(MPPT)，而集中式DC/AC仍然有冗余度不高的缺点。交流模块(即微逆变器)直接作为电池板与电网的接口装置集成在电池板背面，其安装方便，可热插拔、冗余性能好而受到广泛研究。

为满足欧洲效率与CEC效率的要求，研究人员将光伏微逆变器的效率提升作为重要研究内容，从控制策略改进方面对电路实现增效是一个重要的研究方向，研究对象主要是针对反激型微逆变器。一些研究认为在电流临界连续模式(BCM)时，过高的驱动损耗和开关损耗降低了变换效率，因此分别提出变频+电流断续工作模式(DCM)与选择投切反激电路数量的控制策略。为克服BCM时电网电压过零时间段过高的开关频率，相关研究提出工频周期内不同的时间段分别采用BCM控制与DCM控制。韩国学者在反激的基础上，结合有源钳位电路也提出了分段的控制策略。要实现BCM，以上控制策略都是以变频为代价的。

为克服反激变换器不能同时获得电流临界连续与恒频工作的缺点，因此必须找到同时具备上述两个特点的反激变换器的控制方法，这既可以优化反激变换器中输出滤波器的设计，又可降低反激变换器中的器件导通损耗、变压器的铁损与铜损，提高了变换器的效率。

发明内容

发明目的：针对反激变换器不能同时兼顾电流临界连续与恒频工作的矛盾，本发明改进反激变压器的结构的基础上，提出一种输出功率控制方法，在功率较大时，控制反激变换器变压器的自感在合适的值，保证反激变换器工作在电流临界连续模式；在功率较小时，保证反激变压器自感固定，调节反激变换器的占空比，使反激变换器工作于电流断续模式；以上改进可以优化反激变换器中输出滤波器的设计，降低反激变换器中的器件的导通损耗、变压器的铁损与铜损，提高变换器的效率。

技术方案：

一种电流混合工作模式的反激变换器的输出功率控制方法，包括变压器原边侧电路、自感可变高频变压器T、整流侧电路以及电压控制电流源、输出功率调节器；其中变压器原边侧电路包含输入电源U_in与带反并联二极管的开关管S，输入电源U_in的负端与开关管S的源极相连接；自感可变高频变压器T包含第一线圈W1、第二线圈W2、第三线圈W3与第四线圈W4，自感可变高频变压器T的第一线圈W1的同名端与输入电源U_in的正端相连接，自感可变高频变压器T的第一线圈W1的异名端与开关管S的漏极相连接，自感可变高频变压器T的第三线圈W3的异名端与自感可变高频变压器T的第四线圈W4的异名端相连接；整流侧电路包含整流二极管D、输出滤波电容C_o以及负载R_L，其中整流二极管D的阳极与自感可变高频变压器T的第二线圈W2的异名端相连接，整流二极管D的阴极与输出滤波电容C_o的正端以及负载R_L的一端相连接，输出滤波电容C_o的负端、负载R_L的另一端共同连接到自感可变高频变压器T的第二线圈W2的同名端；输出功率调节器的第一输出端、第二输出端分别连接到电压控制电流源的第一输入端、第二输入端，输出电压调节器的第三输出端作为开关管S的驱动信号；电压控制电流源的第一输出端、第二输出端分别连接到自感可变高频变压器T的第三线圈W3的同名端、自感可变高频变压器T的第四线圈W4的同名端。

输出功率调节器的控制方法为：根据输出功率的基准值判断反激变换器是工作于电流临界连续模式还是电流断续模式；如果判断结果为电流临界连续模式，则固定反激变换器的PWM驱动信号的占空比为恒定的值，由功率闭环调节器的输出电压来控制电压控制电流源输出电流的大小，从而确定自感可变高频变压器T原边自感在合适的值，保证电流工作于临界连续模式；如果判断结果为电流断续模式，则固定电压控制电流源输出电流为零，自感可变高频变压器T的原边自感工作于最大值，由功率闭环调节器的控制反激变换器的PWM驱动信号的占空比的大小，使电流工作于断续模式。

电流混合工作模式的反激变换器的输出功率控制方法中，根据自感可变高频变压器T原边自感的可变范围，确定电流临界连续模式还是电流断续模式的分界功率阈值；在绝大部分输出功率范围内，反激变换器都是工作在电流临界连续，使得电路中的开关器件电流应力最小，降低了器件的导通损耗以及变压器的铁损与铜损，提高了反激变换器的效率。

电流混合工作模式的反激变换器的输出功率控制方法可作为光伏微逆变器的前级直流/直流变换器的控制方法。

有益效果：采用上述方案后，通过控制偏磁线圈的工作状态，反激变换器在较大功率时可以在恒定频率+电流临界连续模式下工作，在功率较小时可以在恒定频率+电流断续模式下工作，这可以大大降低电路中的开关器件电流应力，降低器件的导通损耗以及变压器的铁损与铜损，提高反激变换器的效率。

附图说明

图1为本发明实施例的一种恒频工作+电流临界连续的反激变换器及其功率控制装置；

图2为本发明实施例的反激变换器变压器的绕组结构示意图；

图3为本发明实施例的电压控制电流源的电路结构；

图4为本发明实施例的变压器原边自感随偏磁电流的变化曲线图；

图5为本发明实施例的数字控制实现框图；

图中符号名称：U_in——输入电源电压；i_in——输入电源电流；S——开关管；T——自感可变高频变压器；n——自感可变高频变压器的变比；W1-W4——自感可变高频变压器的第一线圈至第四线圈；D——整流二极管；i_sec——自感可变高频变压器的第二线圈电流；C_o——输出滤波电容；i_c——输出滤波电容的电流；R_L——负载；U_o——反激变换器输出电压；U_o——反激变换器输出电流；u_S——开关管S的驱动信号；U_con——可变自感控制电压；I_con——可变自感控制电流；R₁-R₃——信号电路第一电阻至第三电阻；U₁-U₂——信号电路第一运放至第三运放；V₁——信号电路三极管；L_p——自感可变高频变压器原边线圈的自感；P*——输出功率基准值；I_in*——输入电流基准值；I_{in_f}——输入电流的反馈值；K_am——闭环调节器切换系数；D_BCM——电流临界连续模式时反激变换器占空比；D_DCM——计算得到得电流断续模式时反激变换器占空比；D_DCML——最终采用电流断续模式时反激变换器占空比；D_F——反激变换器占空比；

具体实施方式

下面结合具体实施例，进一步阐明本发明。

如图1所示，一种电流混合工作模式的反激变换器的输出功率控制方法，包括变压器原边侧电路、自感可变高频变压器T、整流侧电路以及电压控制电流源、输出功率调节器；其中变压器原边侧电路包含输入电源U_in与带反并联二极管的开关管S，输入电源U_in的负端与开关管S的源极相连接；自感可变高频变压器T包含第一线圈W1、第二线圈W2、第三线圈W3与第四线圈W4，自感可变高频变压器T的第一线圈W1的同名端与输入电源U_in的正端相连接，自感可变高频变压器T的第一线圈W1的异名端与开关管S的漏极相连接，自感可变高频变压器T的第三线圈W3的异名端与自感可变高频变压器T的第四线圈W4的异名端相连接；整流侧电路包含整流二极管D、输出滤波电容C_o以及负载R_L，其中整流二极管D的阳极与自感可变高频变压器T的第二线圈W2的异名端相连接，整流二极管D的阴极与输出滤波电容C_o的正端以及负载R_L的一端相连接，输出滤波电容C_o的负端、负载R_L的另一端共同连接到自感可变高频变压器T的第二线圈W2的同名端；输出功率调节器的第一输出端、第二输出端分别连接到电压控制电流源的第一输入端、第二输入端，输出电压调节器的第三输出端作为开关管S的驱动信号；电压控制电流源的第一输出端、第二输出端分别连接到自感可变高频变压器T的第三线圈W3的同名端、自感可变高频变压器T的第四线圈W4的同名端。

输出功率调节器的控制方法为：根据输出功率的基准值判断反激变换器是工作于电流临界连续模式还是电流断续模式；如果判断结果为电流临界连续模式，则固定反激变换器的PWM驱动信号的占空比为恒定的值，由功率闭环调节器的输出电压来控制电压控制电流源输出电流的大小，从而确定自感可变高频变压器T原边自感在合适的值，保证电流工作于临界连续模式；如果判断结果为电流断续模式，则固定电压控制电流源输出电流为零，自感可变高频变压器T的原边自感工作于最大值，由功率闭环调节器的控制反激变换器的PWM驱动信号的占空比的大小，使电流工作于断续模式。

电流混合工作模式的反激变换器的输出功率控制方法中，根据自感可变高频变压器T原边自感的可变范围，确定电流临界连续模式还是电流断续模式的分界功率阈值；在绝大部分输出功率范围内，反激变换器都是工作在电流临界连续，使得电路中的开关器件电流应力最小，降低了器件的导通损耗以及变压器的铁损与铜损，提高了反激变换器的效率。

电流混合工作模式的反激变换器的输出功率控制方法可作为光伏微逆变器的前级直流/直流变换器的控制方法。

图2为自感可变高频变压器的绕制示意图，采用一副EE型铁芯，在两侧磁芯柱中分别绕匝数相等的偏磁线圈，即第三线圈W3与第四线圈W4，并通以控制感值的电流源；中间磁芯柱中绕反激变换器中的第一线圈W1与第二线圈W2。在偏磁线圈中通以控制电流I_con后，左右两侧磁芯柱上的磁偏置绕组在铁芯中产生大小相等的磁通，在左右两侧磁芯柱上产生的磁通方向相同，相互叠加，产生磁偏置；在中间磁芯柱上的磁通方向相反，相互抵消，与I_con＝0时相同。因此，图2自感可变的变压器的实质就是改变中间磁芯柱绕组的有效磁路长度，当I_con足够大，使得两侧磁芯柱完全饱和时，有效磁路长度最长，磁阻最大，变压器自感值最小。

图3所示为电压控制电流源的电路结构，它由两块单电源运放U1-U2、分压电阻R1-R2、反馈电阻R3以及电流调整管V1共同构成，电流源控制电压U_con经分压电阻R1-R2并经电压跟随器，在运放U2的正输入端得到电压为

根据运放虚短、虚断的原则，在反馈电阻R3上电压等于U₂₊，则

对本发明专利建立了一台自感可变的反激式高频变压器，其变压器原边自感L_p随I_con的变化曲线如图4所示。可以看出，采用较小的电流源损耗可以实现变压器自感在很大的范围内变化，为不同功率下变压器电流临界连续提供了条件。令反激变换器占空比为D_F，则在电流临界连续状况下变压器原边电流峰值i_{Lp_peak}为，

式中，T_s为开关周期，L_p为变压器原边自感，开关管S关断后，变压器电流转移到副边，对应的变压器副边峰值电流i_{Ls_peak}为

根据副边电流在(1-D)T_s内从最大值下降到0，得到临界连续时的占空比D_BCM为

而根据输入电流i_in的平均值I_in与功率P的关系，得到功率P下所需的电感值为L_{p_BCM}为

而当变压器原边自感达到最大值时，随着功率进一步降低，则采用电流断续控制方式来调节输出功率，所需占空比D_DCM为

式中，L_{p_max}为变压器原边自感可控的最大值，根据以上分析，得到的输出电压控制器的框图如图5所示。首先根据可变电感的变化范围和微逆变器的输入、输出电压参数确定变压器电流工作于临界连续模式还是断续模式。如果变压器电流工作于临界连续模式，首先根据式(5)确定工作的占空比D_BCM，输出功率的调节由可变压器自感的调节来实现，根据式(6)确定所需电感值，为消除误差，采用输入电流闭环对电感值进行微调实现精确的功率跟踪；在变压器电流工作于断续模式时，控制电感值的控制电压U_con＝0，变压器自感处于最大值，此时通过调节占空比D来实现功率调节，通过式(7)预确定占空比的大小，再采用输入电流闭环实现对占空比的微调以保证控制精度。需要注意的是，在电流临界连续与电流断续采用同一闭环调节器，由于输出信号数量上的关系，采用系数K_am以保证控制的稳定性。

综上所述，本发明在反激变换器的变压器中引入偏磁线圈，改变偏磁电流的大小可以控制变压器的自感值，过控制偏磁线圈的工作状态，反激变换器在较大功率时可以在恒定频率+电流临界连续模式下工作，在功率较小时可以在恒定频率+电流断续模式下工作，这可以大大降低电路中的开关器件电流应力，降低器件的导通损耗以及变压器的铁损与铜损，提高反激变换器的效率。

Claims (3)

1.一种电流混合工作模式的反激变换器的输出功率控制方法，其特征在于：包括变压器原边侧电路、自感可变高频变压器T、整流侧电路以及电压控制电流源、输出功率调节器；其中变压器原边侧电路包含输入电源U_in与带反并联二极管的开关管S，输入电源U_in的负端与开关管S的源极相连接；自感可变高频变压器T包含第一线圈W1、第二线圈W2、第三线圈W3与第四线圈W4，自感可变高频变压器T的第一线圈W1的同名端与输入电源U_in的正端相连接，自感可变高频变压器T的第一线圈W1的异名端与开关管S的漏极相连接，自感可变高频变压器T的第三线圈W3的异名端与自感可变高频变压器T的第四线圈W4的异名端相连接；整流侧电路包含整流二极管D、输出滤波电容C_o以及负载R_L，其中整流二极管D的阳极与自感可变高频变压器T的第二线圈W2的异名端相连接，整流二极管D的阴极与输出滤波电容C_o的正端以及负载R_L的一端相连接，输出滤波电容C_o的负端、负载R_L的另一端共同连接到自感可变高频变压器T的第二线圈W2的同名端；输出功率调节器的第一输出端、第二输出端分别连接到电压控制电流源的第一输入端、第二输入端，输出电压调节器的第三输出端作为开关管S的驱动信号；电压控制电流源的第一输出端、第二输出端分别连接到自感可变高频变压器T的第三线圈W3的同名端、自感可变高频变压器T的第四线圈W4的同名端；

输出功率调节器的控制方法为：根据输出功率的基准值判断反激变换器是工作于电流临界连续模式还是电流断续模式；如果判断结果为电流临界连续模式，则固定反激变换器的PWM驱动信号的占空比为恒定的值，由功率闭环调节器的输出电压来控制电压控制电流源输出电流的大小，从而确定自感可变高频变压器T原边自感在合适的值，保证电流工作于临界连续模式；如果判断结果为电流断续模式，则固定电压控制电流源输出电流为零，自感可变高频变压器T的原边自感工作于最大值，由功率闭环调节器控制反激变换器的PWM驱动信号的占空比的大小，使电流工作于断续模式。

2.一种如权利要求1所述的电流混合工作模式的反激变换器的输出功率控制方法，其特征在于：根据自感可变高频变压器T原边自感的可变范围，确定电流临界连续模式还是电流断续模式的分界功率阈值；在20％-100％额定功率范围内，反激变换器都是工作在电流临界连续模式，使得电路中的开关器件电流应力最小，降低了器件的导通损耗以及变压器的铁损与铜损，提高了反激变换器的效率。

3.根据权利要求1所述一种电流混合工作模式的反激变换器的输出功率控制方法可作为光伏微逆变器的前级直流/直流变换器的控制方法。