CN106469992B - 一种防止耦合电抗器磁饱和的控制方法和装置 - Google Patents
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Abstract
本发明实施例提供了一种防止耦合电抗器磁饱和的控制方法和装置，用以简化现有的环流中的工频分量的补偿方法。该方法包括：确定耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压；根据所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压，确定所述耦合电抗器的两个绕组的磁链之差；将包含所述耦合电抗器和所述逆变拓扑的逆变电路在并网之前确定的磁链的校正量与所述磁链之差的和，作为工频补偿的目标量；根据所述工频补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的工频补偿的目标量趋近于零。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种防止耦合电抗器磁饱和的控制方法和装置。
背景技术
图1为T型三电平逆变拓扑加耦合电抗器L1所构成的五电平逆变电路，这种五电平逆变电路包括逆变拓扑A和逆变拓扑B，逆变拓扑A中包括开关器件Q1a、开关器件Q2a、开关器件Q3a和开关器件Q4a；逆变拓扑B中包括开关器件Q1b、开关器件Q2b、开关器件Q3b和开关器件Q4b；逆变拓扑A的输出电流和逆变拓扑B的输出电流经过耦合电抗器L1滤波后，再经过电容C3和电抗器L4构成的滤波电路再次滤波后并入电网。图1所示的逆变电路中还包括母线电容C1a、母线电容C2a、母线电容C1b和母线电容C2b。
图1所示的逆变电路的发波方案为在逆变拓扑A中和在逆变拓扑B中处于对应位置的开关器件的驱动信号的相位差为180度，即逆变拓扑A和逆变拓扑B中的逆变桥臂的调制波相同，载波相反。其中，开关器件Q1a和开关器件Q1b处于对应位置，开关器件Q2a和开关器件Q2b处于对应位置，开关器件Q3a和开关器件Q3b处于对应位置，开关器件Q4a和开关器件Q4b处于对应位置。当逆变拓扑A输出的电流和逆变拓扑B输出的电流不等时，二者之差为环流，在理想情况下，环流中仅存在开关次高频成分，也就是说，逆变拓扑A输出的电流中的直流分量等于逆变拓扑B输出的电流中的直流分量，逆变拓扑A输出的电流中的工频分量等于逆变拓扑B输出的电流中的工频分量。
但是在实际运行中，由于逆变拓扑A和逆变拓扑B中的硬件差异以及干扰因素可能导致逆变拓扑A和逆变拓扑B中的逆变桥臂的调制波存在差异，这会在环流中引入低频分量(这种低频分量包括直流分量和工频分量)，由于耦合电抗器L1的低频阻抗较小，当环流中的低频分量较大时，如果不加控制，可能会导致耦合电抗器L1的磁链值达到临界值后，耦合电抗器L1的磁通发生饱和，耦合电抗器L1的电感功能失效，危害逆变电路的安全运行。
对于环流中的直流分量，通常采用直流分量动态补偿的方法进行补偿以消除环流中的直流分量。而对于环流中的工频分量，当通过快速傅里叶变换的方法来检测环流中的工频分量并进行补偿时，需要在逆变电路的整个运行过程中不断通过快速傅里叶变换的方法来检测环流中的工频分量，而由于采用快速傅里叶变换的方法来检测环流中的工频分量比较复杂，这会复杂化环流中的工频分量的补偿方法。
综上所述，在目前对环流中的工频分量进行补偿时，由于需要不断地通过快速傅里叶变换的方法来检测环流中的工频分量，而采用快速傅里叶变换的方法来检测环流中的工频分量比较复杂，因此，这会复杂化环流中的工频分量的补偿方法。
发明内容
本发明实施例提供了一种防止耦合电抗器磁饱和的控制方法和装置，用以简化现有的环流中的工频分量的补偿方法。
基于上述问题，本发明实施例提供的一种防止耦合电抗器磁饱和的控制方法，包括：
确定耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压；
根据所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压，确定所述耦合电抗器的两个绕组的磁链之差；
将包含所述耦合电抗器和所述逆变拓扑的逆变电路在并网之前确定的磁链的校正量与所述磁链之差的和，作为工频补偿的目标量；
根据所述工频补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的工频补偿的目标量趋近于零。
本发明实施例提供的一种防止耦合电抗器磁饱和的控制装置，包括：
第一确定模块，用于确定耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压；
第二确定模块，用于根据所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压，确定所述耦合电抗器的两个绕组的磁链之差；
第三确定模块，用于将包含所述耦合电抗器和所述逆变拓扑的逆变电路在并网之前确定的磁链的校正量与所述磁链之差的和，作为工频补偿的目标量；
第一生成模块，用于根据所述工频补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的工频补偿的目标量趋近于零。
本发明实施例的有益效果包括：
本发明实施例提供的防止耦合电抗器磁饱和的控制方法和装置，根据耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压，确定该耦合电抗器的两个绕组的磁链之差，将包含该耦合电抗器和逆变拓扑的逆变电路在并网之前确定的磁链的校正量与所述磁链之差的和，作为工频补偿的目标量；再根据所述工频补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的工频补偿的目标量趋近于零，从而补偿环流中的工频分量，这种补偿方法不需要在补偿是使用快速傅里叶变换，这可以简化环流中的工频分量的补偿过程。
附图说明
图1为现有的包含耦合电抗器的逆变电路的结构示意图；
图2为本发明实施例提供的防止耦合电抗器磁饱和的控制方法的流程图之一；
图3为本发明实施例提供的防止耦合电抗器磁饱和的控制方法的流程图之二；
图4为本发明实施例提供的防止耦合电抗器磁饱和的控制方法的流程图之三；
图5为本发明实施例提供的防止耦合电抗器磁饱和的控制方法的流程图之四；
图6为本发明实施例提供的防止耦合电抗器磁饱和的控制方法的流程图之五；
图7为本发明实施例提供的防止耦合电抗器磁饱和的控制装置的结构图之一；
图8为本发明实施例提供的防止耦合电抗器磁饱和的控制装置的结构图之二；
图9为本发明实施例提供的防止耦合电抗器磁饱和的控制装置的结构图之三。
具体实施方式
本发明实施例提供的防止耦合电抗器磁饱和的控制方法和装置，通过耦合电抗器的两个绕组的磁链之差与包含该耦合电抗器和逆变拓扑的逆变电路在并网之前确定的磁链的校正量的和，对逆变电路中的环流的工频分量进行补偿，从而避免在补偿过程中使用快速傅里叶变换，简化补偿过程。
对于连接两个逆变拓扑的耦合电抗器来说，耦合电抗器的磁柱部分的磁链值取决于支路电流(即每个逆变拓扑输出的电流)和环流的大小，耦合电抗器的磁轭部分的磁链值主要受环流的影响。根据耦合电抗器的工作需求，磁柱部分的磁链饱和设计值高于磁轭部分的磁链饱和设计值，从全负载段考虑，当存在环流时，磁轭部分容易发生饱和。
因此，耦合电抗器的饱和控制主要是控制环流，即主要是控制耦合电抗器连接的两个逆变拓扑输出的电流之差，环流中包括直流成分、工频成分和高频成分。当采用磁链来控制环流时，由于磁链为逆变拓扑输出的电压对时间的积分，因此，可以有效抑制环流中的高频成分。
本发明实施例提供的防止耦合电抗器磁饱和的控制方法和装置是利用磁链对环
流中的工频成分进行抑制的。对于图1所示的逆变电路，并网时交流侧电压方程为：其中，Uik1为逆变拓扑A的输出电压，ULk1为耦合电抗器中与逆
变拓扑A相连的绕组上的电压，ULgk为网侧电感，即电感L4上的电压，Ek为网侧电压，Uik2为逆
变拓扑B的输出电压，ULk2为耦合电抗器中与逆变拓扑B相连的绕组上的电压。将并网时交流
侧电压方程中的两式相减可以得到：Uik1-Uik2＝ULk1-ULk2，若将磁链概念引入逆变拓扑的输
出侧，则可以将相减后得到的公式的两侧同时对时间进行积分，则得到Ψik1-Ψik2＝ΨLk1-
ΨLk2，其中，Ψik1为逆变拓扑A输出的磁链值，Ψik2为逆变拓扑B输出的磁链值，ΨLk1为耦合
电抗器中与逆变拓扑A相连的绕组的磁链值，ΨLk2为耦合电抗器中与逆变拓扑B相连的绕组
的磁链值，由此可见，连接耦合电抗器的两个绕组的逆变拓扑输出磁链之差与耦合电抗器
的两个绕组的磁链之差相等。通过控制减小前者，即可减小耦合电抗器两个绕组的磁链差，
从而有效防止耦合电抗器饱和。
下面结合说明书附图，对本发明实施例提供的一种防止耦合电抗器磁饱和的控制方法和装置的具体实施方式进行说明。
本发明实施例提供的一种防止耦合电抗器磁饱和的控制方法如图2所示，包括：
S201、确定耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压；
S202、根据所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压，确定所述耦合电抗器的两个绕组的磁链之差；
S203、将包含所述耦合电抗器和所述逆变拓扑的逆变电路在并网之前确定的磁链的校正量与所述磁链之差的和，作为工频补偿的目标量；
由于两个逆变拓扑连接的耦合电抗器的绕组的参数存在差异，即便保证两个逆变拓扑输出的磁链完全一致，耦合电抗器两个绕组上仍然会存在低频环流。对于因硬件参数差异引入的工频环流，考虑从电流角度出发，在并网前进行校正控制。在并网前利用工频环流检测采样快速傅里叶变换分析方法，比较两个逆变拓扑输出的磁链值之差，并与并网后两个逆变拓扑输出的磁链值之差进行比较，确定磁链的校正量。
S204、根据所述工频补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的工频补偿的目标量趋近于零，也就是说慢慢调节到零。
根据工频补偿的目标量生成驱动信号时，需要将电流控制环生成的dqo坐标系中的电压的补偿量转换为αβo坐标系中的电压的补偿量，然后将转换后的αβo坐标系中的电压的补偿量与由工频补偿的目标量生成的电压的补偿量(工频补偿的目标量生成的电压补偿量为αβo坐标系中的量)求和，最后根据求和后的补偿量生成驱动信号。
进一步地，本发明实施例提供的一种防止耦合电抗器磁饱和的控制方法如图3所示，其中，S202具体包括：
S301、根据耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压，确定该耦合电抗器的每个绕组的磁链；
S302、根据该耦合电抗器的每个绕组的磁链，确定所述耦合电抗器的两个绕组的磁链之差。其中，S302也就是求耦合电抗器的两个绕组的磁链之差。
当逆变拓扑为三相逆变拓扑时，本发明实施例提供的一种防止耦合电抗器磁饱和的控制方法如图4所示，S301具体包括：
S401、将每个逆变拓扑输出的a相电压、b相电压和c相电压进行abc坐标系到αβo坐标系的转换，得到该逆变拓扑输出的电压的α轴的分量和该逆变拓扑输出的电压的β轴的分量；
S402、根据所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压的α轴的分量和β轴的分量，确定该绕组的x轴的磁链，其中，x轴为α轴或者为β轴；
其中，S402包括了：根据所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压的α轴的分量和β轴的分量，确定该绕组的α轴的磁链；并根据所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压的α轴的分量和β轴的分量，确定该绕组的β轴的磁链；
S302具体包括：S403、根据所述耦合电抗器的每个绕组的x轴的磁链，确定所述耦合电抗器的两个绕组的x轴的磁链之差；
其中，S403包括了：根据所述耦合电抗器的每个绕组的α轴的磁链，确定所述耦合电抗器的两个绕组的α轴的磁链之差；并根据所述耦合电抗器的每个绕组的β轴的磁链，确定所述耦合电抗器的两个绕组的β轴的磁链之差；
S203具体包括：S404、将所述逆变电路在并网之前确定的x轴的磁链的校正量与所述耦合电抗器的两个绕组的x轴的磁链之差，作为一个工频补偿的目标量；
S404包括了：将所述逆变电路在并网之前确定的α轴的磁链的校正量与所述耦合电抗器的两个绕组的α轴的磁链之差，作为一个工频补偿的目标量；并将所述逆变电路在并网之前确定的β轴的磁链的校正量与所述耦合电抗器的两个绕组的β轴的磁链之差，作为一个工频补偿的目标量；也就是说有两个工频补偿的目标量；
S204具体包括：S405、根据两个工频补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的两个工频补偿的目标量均趋近于零。
在获取耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压后，根据磁链和电压的积分关系可以求出磁链，但是采用纯积分关系确定磁链会存在积分初值和直流偏移的问题。
例如，如果逆变拓扑的输出电压为正弦波形，若初值不是峰值的话，积分后的结果就会存在直流偏置，这会影响磁链观测效果。如果逆变拓扑的输出电压不存在初值问题，但包含直流偏移的话，即使很小的直流偏移都会导致积分器饱和，从而使磁链观测结果产生很大的误差。
目前通常使用一阶低通滤波运算来替代积分运算，从而消除积分初值和直流偏移对磁链的影响。一阶低通滤波运算得到的信号与实际磁链之间存在着定量关系，可以根据该定量关系对一阶低通滤波运算得到的信号进行补偿从而得到实际磁链。
根据u-i模型，系统稳定运行时，逆变拓扑输出的电压信号经过一阶低通滤波运算后得到的待修正的磁链的表达式为：
式1
其中，ψs为待修正的磁链，us为逆变拓扑输出的电压，is为逆变拓扑输出的电流，Rs为电机领域的定子的电阻，并且Rsis通常很小，可以忽略，ωc为一阶低通滤波运算时的截止频率，ωe是电网的角频率，其中，us＝uα+juβ，uα为逆变拓扑输出的电压的α轴的分量，uβ为逆变拓扑输出的电压的β轴的分量
因此，S402具体包括：将所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压的α轴的分量和β轴的分量经过一阶低通滤波运算，得到该绕组的待修正的α轴的磁链和β轴的磁链，也就是将逆变拓扑输出的电压的α轴的分量和β轴的分量带入式1中，得到待修正的磁链ψs，其中，ψs中的实部为待修正的α轴的磁链，ψs中的虚部为待修正的β轴的磁链。
在得到一个绕组的待修正的α轴的磁链和待修正的β轴的磁链之后，根据下列公式得到该绕组的α轴的磁链和β轴的磁链；
其中，Ψ'α为耦合电抗器的一个绕组的待修正的α轴的磁链，Ψ'β为该绕组的待修正的β轴的磁链，Ψα为该绕组的α轴的磁链，Ψβ为该绕组的β轴的磁链，ωc为一阶低通滤波器的截止频率，ωe是电网的角频率。
当逆变拓扑为单相逆变拓扑时，本发明实施例提供的一种防止耦合电抗器磁饱和的控制方法如图5所示，S202具体包括：将所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压作为输出电压的α轴的分量并经过一阶低通滤波运算，也就是将逆变拓扑输出的电压作为式1中的us的实部，得到该绕组的待修正的α轴的磁链和β轴的磁链；
在得到一个绕组的待修正的α轴的磁链和待修正的β轴的磁链之后，根据下面的公式得到该绕组的磁链：
其中，Ψ'α为耦合电抗器的一个绕组的待修正的α轴的磁链，Ψ'β为该绕组的待修正的β轴的磁链，Ψ为该绕组的磁链，ωc为一阶低通滤波运算时的截止频率，ωe是电网的角频率。
环流中的直流成分对应到电压和磁链均为直流成分，并且磁链控制中在磁链观测环节是需要滤除直流成分的。对直流成分抑制的原理为：根据电流环控制结构，逆变拓扑输出的电压是跟踪软件中电压给定量的，逆变拓扑的输出电压中的直流分量与电压给定量中的直流分量成正比。因此，通过对电压给定量的数字调节可实现对逆变拓扑的输出电压中的直流分量的调节，从而达到抑制逆变拓扑的输出电压中的直流分量的目的。根据该原理，首先要检测出环流中的直流分量，然后在空间矢量发波环节(也就是生成驱动信号的环节)采用比例积分控制方式进行调节。
在上述对环流中的直流成分进行抑制的过程中，环流中的直流成分的检测是一个重要环节，为了提高检测精度，可以考虑采用硬件减法电路获取环流，从而直接对环流成分进行采样。当然，若环流成分检测精度要求不高，可以考虑省去减法电路，通过软件来计算环流。直流分量可以通过将环流采样值进行周期累加得到，也就是将一个周期内的环流的采样值进行累加得到直流分量。
当环流中的工频分量稳定，也就是工频补偿的目标量在一定范围内波动时，工频分量在一个周期内的积分就是环流中的直流分量。当环流中的工频分量在正半周或者负半周发生变化时，会影响到环流中的直流分量。
当相邻周期中相位相同的采样点的采样值的变化量的比值相同时，环流中的工频分量不稳定，例如，环流中的工频分量在正半周或者负半周发生变化，环流中的工频分量不稳定会影响到环流中的直流分量发生变化。例如，采样时刻t1、t2和t3为周期A中的三个采样时刻，采样时刻t4、t5和t6为周期A+1中的三个采样时刻，并且在时刻t1和时刻t4时环流的相位相同，在时刻t2和时刻t5时环流的相位相同，当时刻t1时的采样值和时刻t4时的采样值之比，当时刻t1时环流的采样值与时刻t4时环流的采样值之比、时刻t2时环流的采样值与时刻t5时环流的采样值之比、时刻t3时环流的采样值与时刻t6时环流的采样值之比相等时，环流中的工频分量在发生变化，环流中工频分量的变化引起了环流中的直流分量的变化，这时需要补偿的是环流中的工频分量。
当环相邻周期中相位相同的采样点的采样值的变化量相等时，环流中的工频分量稳定，而环流中的直流分量发生变化。例如，采样时刻t1、t2和t3为周期A中的三个采样时刻，采样时刻t4、t5和t6为周期A+1中的三个采样时刻，并且在时刻t1和时刻t4时环流的相位相同，在时刻t2和时刻t5时环流的相位相同，当时刻t1时环流的采样值和时刻t4时环流的采样值之差、时刻t2时环流的采样值和时刻t5时环流的采样值之差、时刻t3时环流的采样值和时刻t6时环流的采样值之差相等时，说明环流中的工频分量稳定，而环流中的直流分量在变化，这时需要补偿的是环流中的直流分量。
当采用将前一周期的直流分量作为当前周期的直流补偿的目标量时，尽管引入的谐波含量较小，但控制精度较差，并且动态响应速度慢。
为了实时补偿环流中的直流分量，本发明实施例提供的防止耦合电抗器磁饱和的控制方法，如图5所示还包括：
S501、当环流中的工频补偿的目标量稳定时，将当前时刻之前的一个工频周期内的逆变电路中的环流的直流分量作为当前时刻的直流补偿的目标量；所述逆变电路包括耦合电抗器和耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑；
S502、根据当前时刻的直流补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的直流补偿的目标量为零。
其中，环流中的工频补偿的目标量稳定的判断条件为：环流中相邻的工频周期中的相位相同的采样点的值的差相等。图5所示的方法是在确定环流中的工频分量稳定时，对环流中的直流分量进行补偿。
当环流中工频补偿的目标量不稳定时，本发明实施例提供的防止耦合电抗器磁饱和的控制方法，如图6所示还包括：
S601、当环流中的工频补偿的目标量不稳定时，将当前时刻之前所述工频补偿的目标量稳定时的最后一次的直流补偿的目标量作为当前时刻的直流补偿的目标量；
S602、根据当前时刻的直流补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的直流补偿的目标量为零。
其中，环流中的工频补偿的目标量不稳定可以分为两种情况，一种是环流中的工频补偿的目标量不稳定，而环流中的直流分量不变，此时，环流中的工频分量的变化会引起环流中的直流分量发生变化，这种情况的判断条件是：环流中相邻周期中相位相同的采样点的采样值的变化量的比值相同；另一种是环流中的工频补偿的目标量不稳定，且环流中的直流分量变化。
另外，根据直流补偿的目标量生成驱动信号时，需要将经过比例积分环节生成的abc坐标系中的电压补偿量转换为dqo坐标系中的电压的补偿量，然后与电流控制环生成的dqo坐标系中的电压的补偿量求和，并将求和后得到的量转换为αβo坐标系中的电压的补偿量，最后将转换后的αβo坐标系中的电压的补偿量与由工频补偿的目标量生成的电压的补偿量(工频补偿的目标量生成的电压补偿量为αβo坐标系中的量)求和，最后根据求和后的补偿量生成驱动信号。
采用图5或图6所示的控制方法对环流中的直流分量进行补偿时，动态响应速度较快，对于特殊工况引起的环流中出现短暂的较大直流分量时，能够快速准确响应，避免耦合电抗器发生饱和，在特殊工况结束后，直流补偿的目标量会减小，因此，最终也只会引入少量的谐波。
基于同一发明构思，本发明实施例还提供了一种防止耦合电抗器磁饱和的控制装置，由于该装置所解决问题的原理与前述防止耦合电抗器磁饱和的控制方法相似，因此该装置的实施可以参见前述方法的实施，重复之处不再赘述。
本发明实施例提供的防止耦合电抗器磁饱和的控制装置如图7所示，包括：
第一确定模块71，用于确定耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压；
第二确定模块72，用于根据所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压，确定所述耦合电抗器的两个绕组的磁链之差；
第三确定模块73，用于将包含所述耦合电抗器和所述逆变拓扑的逆变电路在并网之前确定的磁链的校正量与所述磁链之差的和，作为工频补偿的目标量；
第一生成模块74，用于根据所述工频补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的工频补偿的目标量趋近于零。
进一步地，第二确定模块72具体用于：根据所述逆变拓扑输出的电压，确定所述耦合电抗器的每个绕组的磁链；根据所述耦合电抗器的每个绕组的磁链，确定所述耦合电抗器的两个绕组的磁链之差。
当逆变拓扑为三相逆变拓扑时，第二确定模块72具体用于：将每个逆变拓扑输出的a相电压、b相电压和c相电压进行abc坐标系到αβo坐标系的转换，得到该逆变拓扑输出的电压的α轴的分量和该逆变拓扑输出的电压的β轴的分量；根据所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压的α轴的分量和β轴的分量，确定该绕组的x轴的磁链，其中，x轴为α轴或者为β轴；根据所述耦合电抗器的每个绕组的x轴的磁链，确定所述耦合电抗器的两个绕组的x轴的磁链之差；
第三确定模块73具体用于：将所述逆变电路在并网之前确定的x轴的磁链的校正量与所述耦合电抗器的两个绕组的x轴的磁链之差，作为一个工频补偿的目标量；
第一生成模块74具体用于：根据两个工频补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的两个工频补偿的目标量均趋近于零。
进一步地，第二确定模块72具体用于：将每个逆变拓扑输出的a相电压、b相电压和c相电压进行abc坐标系到αβo坐标系的转换，得到该逆变拓扑输出的电压的α轴的分量和该逆变拓扑输出的电压的β轴的分量；将所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压的α轴的分量和β轴的分量经过一阶低通滤波运算，得到该绕组的待修正的α轴的磁链和β轴的磁链；
采用下面的公式对所述耦合电抗器的每个绕组的待修正α轴的磁链进行修正，得到该绕组的α轴的磁链：
采用下面的公式对所述耦合电抗器的每个绕组的待修正的β轴的磁链进行修正，得到该绕组的β轴的磁链：
其中，Ψ'α为耦合电抗器的一个绕组的待修正的α轴的磁链，Ψ'β为该绕组的待修正的β轴的磁链，Ψα为该绕组的α轴的磁链，Ψβ为该绕组的β轴的磁链，ωc为一阶低通滤波运算时的截止频率，ωe是电网的角频率。
当逆变拓扑为单相逆变拓扑时，第二确定模块72具体用于：将所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压作为输出电压的α轴的分量并经过一阶低通滤波运算，得到该绕组的待修正的α轴的磁链和β轴的磁链；
采用下面的公式确定所述耦合电抗器的每个绕组的磁链：
其中，Ψ'α为耦合电抗器的一个绕组的待修正的α轴的磁链，Ψ'β为该绕组的待修正的β轴的磁链，Ψ为该绕组的磁链，ωc为一阶低通滤波运算时的截止频率，ωe是电网的角频率；
根据所述耦合电抗器的每个绕组的磁链，确定所述耦合电抗器的两个绕组的磁链之差。
可选地，本发明实施例提供的防止耦合电抗器磁饱和的控制装置如图8所示，还包括第四确定模块81和第二生成模块82；
第四确定模块81用于，当环流中的工频补偿的目标量稳定时，将当前时刻之前的一个工频周期内的逆变电路中的环流的直流分量作为当前时刻的直流补偿的目标量；所述逆变电路包括耦合电抗器和耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑；
第二生成模块82用于，根据当前时刻的直流补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的直流补偿的目标量为零。
可选地，本发明实施例提供的防止耦合电抗器磁饱和的控制装置如图9所示，还包括第五确定模块91和第三生成模块92；
第五确定模块91用于，当环流中的工频补偿的目标量不稳定时，将当前时刻之前所述工频补偿的目标量稳定时的最后一次的直流补偿的目标量作为当前时刻的直流补偿的目标量；
第三生成模块92用于，根据当前时刻的直流补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的直流补偿的目标量为零。
通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到本发明实施例可以通过硬件实现，也可以借助软件加必要的通用硬件平台的方式来实现。基于这样的理解，本发明实施例的技术方案可以以软件产品的形式体现出来，该软件产品可以存储在一个非易失性存储介质(可以是CD-ROM，U盘，移动硬盘等)中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述的方法。
本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，附图中的模块或流程并不一定是实施本发明所必须的。
本领域技术人员可以理解实施例中的装置中的模块可以按照实施例描述进行分布于实施例的装置中，也可以进行相应变化位于不同于本实施例的一个或多个装置中。上述实施例的模块可以合并为一个模块，也可以进一步拆分成多个子模块。
上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。
Claims (12)
1.一种防止耦合电抗器磁饱和的控制方法，其特征在于，包括：
确定耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压；
根据所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压，确定所述耦合电抗器的两个绕组的磁链之差；
将包含所述耦合电抗器和所述逆变拓扑的逆变电路在并网之前确定的磁链的校正量与所述磁链之差的和，作为工频补偿的目标量；
根据所述工频补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的工频补偿的目标量趋近于零；
根据所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压，确定所述耦合电抗器的两个绕组的磁链之差，具体包括：
根据所述逆变拓扑输出的电压，确定所述耦合电抗器的每个绕组的磁链；
根据所述耦合电抗器的每个绕组的磁链，确定所述耦合电抗器的两个绕组的磁链之差。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述逆变拓扑为三相逆变拓扑，根据所述逆变拓扑输出的电压，确定所述逆变拓扑的输出磁链，具体包括：
将每个逆变拓扑输出的a相电压、b相电压和c相电压进行abc坐标系到αβo坐标系的转换，得到该逆变拓扑输出的电压的α轴的分量和该逆变拓扑输出的电压的β轴的分量；
根据所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压的α轴的分量和β轴的分量，确定该绕组的x轴的磁链，其中，x轴为α轴或者为β轴；
根据所述耦合电抗器的每个绕组的磁链，确定所述耦合电抗器的两个绕组的磁链之差，具体包括：
根据所述耦合电抗器的每个绕组的x轴的磁链，确定所述耦合电抗器的两个绕组的x轴的磁链之差；
将包含所述耦合电抗器和所述逆变拓扑的逆变电路在并网之前确定的磁链的校正量与所述磁链之差的和，作为工频补偿的目标量，具体包括：
将所述逆变电路在并网之前确定的x轴的磁链的校正量与所述耦合电抗器的两个绕组的x轴的磁链之差，作为一个工频补偿的目标量；
根据所述工频补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的工频补偿的目标量趋近于零，具体包括：
根据两个工频补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的两个工频补偿的目标量均趋近于零。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，根据所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压的α轴的分量和β轴的分量，确定该绕组的x轴的磁链，具体包括：
将所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压的α轴的分量和β轴的分量经过一阶低通滤波运算，得到该绕组的待修正的α轴的磁链和β轴的磁链；
采用下面的公式对所述耦合电抗器的每个绕组的待修正α轴的磁链进行修正，得到该绕组的α轴的磁链：
采用下面的公式对所述耦合电抗器的每个绕组的待修正的β轴的磁链进行修正，得到该绕组的β轴的磁链：
其中，Ψ′α为耦合电抗器的一个绕组的待修正的α轴的磁链，Ψ'β为该绕组的待修正的β轴的磁链，Ψα为该绕组的α轴的磁链，Ψβ为该绕组的β轴的磁链，ωc为一阶低通滤波运算时的截止频率，ωe是电网的角频率。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述逆变拓扑为单相逆变拓扑，根据所述逆变拓扑输出的电压，确定所述耦合电抗器的每个绕组的磁链，具体包括：
将所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压作为输出电压的α轴的分量并经过一阶低通滤波运算，得到该绕组的待修正的α轴的磁链和β轴的磁链；
采用下面的公式确定所述耦合电抗器的每个绕组的磁链：
其中，Ψ′α为耦合电抗器的一个绕组的待修正的α轴的磁链，Ψ'β为该绕组的待修正的β轴的磁链，Ψ为该绕组的磁链，ωc为一阶低通滤波运算时的截止频率，ωe是电网的角频率。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
当环流中的工频补偿的目标量稳定时，将当前时刻之前的一个工频周期内的逆变电路中的环流的直流分量作为当前时刻的直流补偿的目标量；所述逆变电路包括耦合电抗器和耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑；
根据当前时刻的直流补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的直流补偿的目标量为零。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
当环流中的工频补偿的目标量不稳定时，将当前时刻之前所述工频补偿的目标量稳定时的最后一次的直流补偿的目标量作为当前时刻的直流补偿的目标量；
根据当前时刻的直流补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的直流补偿的目标量为零。
7.一种防止耦合电抗器磁饱和的控制装置，其特征在于，包括：
第一确定模块，用于确定耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压；
第二确定模块，用于根据所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压，确定所述耦合电抗器的两个绕组的磁链之差；
第三确定模块，用于将包含所述耦合电抗器和所述逆变拓扑的逆变电路在并网之前确定的磁链的校正量与所述磁链之差的和，作为工频补偿的目标量；
第一生成模块，用于根据所述工频补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的工频补偿的目标量趋近于零；
所述第二确定模块具体用于：
根据所述逆变拓扑输出的电压，确定所述耦合电抗器的每个绕组的磁链；根据所述耦合电抗器的每个绕组的磁链，确定所述耦合电抗器的两个绕组的磁链之差。
8.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述逆变拓扑为三相逆变拓扑，所述第二确定模块具体用于：
将每个逆变拓扑输出的a相电压、b相电压和c相电压进行abc坐标系到αβo坐标系的转换，得到该逆变拓扑输出的电压的α轴的分量和该逆变拓扑输出的电压的β轴的分量；根据所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压的α轴的分量和β轴的分量，确定该绕组的x轴的磁链，其中，x轴为α轴或者为β轴；根据所述耦合电抗器的每个绕组的x轴的磁链，确定所述耦合电抗器的两个绕组的x轴的磁链之差；
所述第三确定模块具体用于：将所述逆变电路在并网之前确定的x轴的磁链的校正量与所述耦合电抗器的两个绕组的x轴的磁链之差，作为一个工频补偿的目标量；
所述第一生成模块具体用于：根据两个工频补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的两个工频补偿的目标量均趋近于零。
9.如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述第二确定模块具体用于：
将每个逆变拓扑输出的a相电压、b相电压和c相电压进行abc坐标系到αβo坐标系的转换，得到该逆变拓扑输出的电压的α轴的分量和该逆变拓扑输出的电压的β轴的分量；将所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压的α轴的分量和β轴的分量经过一阶低通滤波运算，得到该绕组的待修正的α轴的磁链和β轴的磁链；
采用下面的公式对所述耦合电抗器的每个绕组的待修正α轴的磁链进行修正，得到该绕组的α轴的磁链：
采用下面的公式对所述耦合电抗器的每个绕组的待修正的β轴的磁链进行修正，得到该绕组的β轴的磁链：
其中，Ψ′α为耦合电抗器的一个绕组的待修正的α轴的磁链，Ψ'β为该绕组的待修正的β轴的磁链，Ψα为该绕组的α轴的磁链，Ψβ为该绕组的β轴的磁链，ωc为一阶低通滤波运算时的截止频率，ωe是电网的角频率。
10.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述逆变拓扑为单相逆变拓扑，所述第二确定模块具体用于：
将所述耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑输出的电压作为输出电压的α轴的分量并经过一阶低通滤波运算，得到该绕组的待修正的α轴的磁链和β轴的磁链；
采用下面的公式确定所述耦合电抗器的每个绕组的磁链：
其中，Ψ′α为耦合电抗器的一个绕组的待修正的α轴的磁链，Ψ'β为该绕组的待修正的β轴的磁链，Ψ为该绕组的磁链，ωc为一阶低通滤波运算时的截止频率，ωe是电网的角频率；
根据所述耦合电抗器的每个绕组的磁链，确定所述耦合电抗器的两个绕组的磁链之差。
11.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述装置还包括第四确定模块和第二生成模块；
所述第四确定模块用于，当环流中的工频补偿的目标量稳定时，将当前时刻之前的一个工频周期内的逆变电路中的环流的直流分量作为当前时刻的直流补偿的目标量；所述逆变电路包括耦合电抗器和耦合电抗器的每个绕组连接的逆变拓扑；
所述第二生成模块用于，根据当前时刻的直流补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的直流补偿的目标量为零。
12.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述装置还包括第五确定模块和第三生成模块；
所述第五确定模块用于，当环流中的工频补偿的目标量不稳定时，将当前时刻之前所述工频补偿的目标量稳定时的最后一次的直流补偿的目标量作为当前时刻的直流补偿的目标量；
所述第三生成模块用于，根据当前时刻的直流补偿的目标量生成驱动信号，驱动所述耦合电抗器的两个绕组分别连接的逆变拓扑中的开关器件，使得补偿后的直流补偿的目标量为零。
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| CN101960708A (zh) * | 2008-03-06 | 2011-01-26 | 皇家飞利浦电子股份有限公司 | 谐振功率变换器电路特别是用于在现代计算机断层摄影设备或x射线照相系统的高电压发生器电路系统中使用的dc/dc变换器的dc/ac功率逆变器控制单元 |
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