CN106464627B - 处理前导码序列的方法、无线设备、前导码接收机、网络节点和计算机可读存储介质 - Google Patents

处理前导码序列的方法、无线设备、前导码接收机、网络节点和计算机可读存储介质 Download PDF

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Abstract

本公开涉及无线通信系统中的随机接入，且具体地涉及处理随机接入前导码信号的无线设备、前导码接收机和方法。所公开的无线设备中的方法包括：生成(S11)一个或多个相同的短序列，所述短序列与用于在无线设备的无线电接入网中携带数据业务的OFDM符号具有相同持续时间。该方法还包括：生成(S12)不同于每个短序列的至少一个偏移指示符序列；以及通过将所述至少一个偏移指示符序列与所述一个或多个相同的短序列在时间上级联来构建(S13)前导码序列，使得所述至少一个偏移指示符序列中的每个偏移指示符序列在前导码序列中具有相应的预定位置。

Description

处理前导码序列的方法、无线设备、前导码接收机、网络节点 和计算机可读存储介质
技术领域
本公开涉及无线通信系统中的随机接入，且具体地，涉及处理随机接入前导码序列的无线设备、前导码接收机和方法。
背景技术
第三代伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)中的第四代(4G)无线接入基于下行链路中的正交频分复用(OFDM)和上行链路中的离散傅里叶变换(DFT)扩频OFDM(也称为单载波频分多址接入(SC-FDMA))。在此，参考图2，上行链路由物理信道物理上行链路共享信道(PUSCH)、物理上行链路控制信道(PUCCH)和物理随机接入信道(PRACH)以及被称为解调参考信号(DMRS)和探测参考信号(SRS)的物理信号组成。根据3GPP规范，参见3GPP TS 36.211V11.3.0，PUSCH、PUCCH、DMRS和SRS都在发射机中使用大小为2048的快速傅立叶逆变换(IFFT)，参见图2，采样速率为30.72MHz。相同大小2048可以用于接收机中的快速傅立叶变换(FFT)。通常将专用硬件用于这些FFT。使用不同于30.72MHz的另一采样率，IFFT和FFT大小将相应改变。
物理随机接入信道(即PRACH)用于无线设备到无线电接入网的初始接入，并且还用于定时偏移估计，即，估计无线设备发送与例如基站或无线电接入网中的其它接收机处的接收之间的定时偏移。该随机接入过程的描述在3GPP TS 36.213，V11.3.0中给出。针对LTE所规定的PRACH格式(参见例如3GPP TS 36.211，V11.3.0)包括五种不同的格式，其中，PRACH前导码由一个或两个序列组成，每个序列长度为24576个采样。一些格式的前导码具有长度在3168和21024个采样之间的循环前缀(CP)，如图2所示。
关于如何检测由无线设备发送的PRACH前导码，已经提出了几种方法，参见例如S.Sesia.I.Toufik.M Baker“LTE，The UMTS Long Term Evolution，From Theory toPractice”，Second Edition，John Wiley&Sons Ltd.，2011.
很多所提出的前导码检测方法具有共同之处，即它们需要大的FFT，通常比用于检测例如在PUSCH上发射的OFDM符号的FFT大得多，如图2所示。该大FFT在很多系统中推动了复杂性和功率消耗，并且潜在地也增加了对接收机冷却的需要。
在预见使用非常多的天线元件的新兴的第五代(5G)技术中，实现需要大FFT的方法可能是特别繁重的。这是因为通常必须为每个单独的天线或天线子集确定大的FFT，使得在进一步的信号处理之前可提取接收信号的不同子频带中的不同用户和信道。
此外，LTE中规定的PRACH前导码(参见3GPP TS 36.211，V11.3.0中第5.7.1节的表5.7.1-1)覆盖了比用于其他传输(例如用户数据符号)的OFDM符号的长度长得多的时间间隔。因此，在假设在前导码的长度期间传播条件不显著变化的情况下设计当前PRACH前导码接收机。这可能是有问题的，因为假设或约束被施加到通信系统上。这些约束包括对低无线设备速度(即多普勒扩展)、低频误差和低多普勒频移、以及发射机和接收机中的低相位噪声的期望。
因此，需要改进的随机接入信令技术，即前导码序列发射机和接收机，其不对通信系统施加或以其他方式暗示上述约束，并且其允许可靠和高效的随机接入检测以及对在小小区以及大小区中接收的随机接入信号的精确定时偏移估计。
发明内容
本公开的目的是至少提供用于处理随机接入前导码信号的无线设备、前导码接收机和方法，它们需求单独地或以任何组合的形式缓解、减轻或消除现有技术中的上述一个或多个所标识出的缺陷和缺点。
通过无线设备中用于处理前导码序列的方法实现该目的。该方法包括：生成一个或多个相同的短序列。每个短序列与用于在无线设备的无线电接入网中携带数据业务的正交频分复用(OFDM)符号具有相同持续时间。该方法还包括：生成不同于每个短序列的至少一个偏移指示符序列；以及通过将所述至少一个偏移指示符序列与所述一个或多个相同的短序列在时间上级联来构建前导码序列，使得所述至少一个偏移指示符序列中的每个偏移指示符序列在前导码序列中具有相应的预定位置。
通过本技术，相同大小的FFT实现可以用于处理携带例如数据业务的“常规”OFDM符号，并用于处理随机接入前导码序列。因此，不再需要使用特殊的专用FFT来接收前导码序列。
此外，本教导允许解决在对包括一个或多个短序列的前导码序列在接收机处的到达时间进行估计时的模糊。因此，本技术可应用于传播延迟可能超过短序列的持续时间T的场景。
因此，在此提出了前导码序列格式，其支持大小区中(即，信号传播延迟可能超过短序列的持续时间T的小区中)的到达时间估计。所提出的前导码序列格式允许可靠和高效的随机接入以及小小区和大小区中精确的定时偏移估计。
根据一些方面，所述至少一个偏移指示符序列中的一个或多个偏移指示符序列具有零幅度。前导码序列因此在预定位置处具有至少一个相应的空间隔。
在预定位置处的该空间隔使得前导码接收机能够以高效的方式在大小区(在大小区处，传播延迟可能超过短序列的持续时间)中操作，例如通过以下方式：确定前导码接收机中不同到达时间处的接收能量，并从而确定空间隔的大致位置，然后可以使用该大致位置来解决上述的到达时间模糊。
根据其他一些方面，前导码序列包括在前导码序列的尾部处具有相应的第一预定位置的第一偏移指示符序列。
根据其他一些方面，前导码序列包括第二偏移指示符序列，所述第二偏移指示符序列在前导码序列中具有相应的第二预定位置，使得在前导码序列中的第二偏移指示符序列之前存在至少一个短序列，且在其之后存在至少一个其他短序列。
因此，本文公开的前导码序列格式包括具有一个或多个偏移指示符序列的序列，该一个或多个偏移指示符序列位于前导码序列的结尾处和/或前导码序列中的其他位置。
本教导的包括在前导码序列中使用多于一个偏移指示符序列的方面带来了改进偏移指示符序列的检测性能的附加优点，并且因此提高了接收机解决上述到达时间模糊的能力。
还通过前导码接收机中用于处理前导码序列的方法实现该目的，前导码序列包括一个或多个相同的短序列和至少一个偏移指示符序列。所述至少一个偏移指示符序列不同于每个所述短序列，并位于前导码序列中相应的预定位置处。该方法包括：基于对接收到的无线电信号的快速傅里叶变换(FFT)处理，确定前导码序列的到达时间的第一到达时间分量，其最长达短序列的持续时间T的未知整数倍，其中，FFT的大小等于用于检测在前导码接收机的无线电接入网中携带数据业务的OFDM符号的FFT的大小。该方法还包括：基于所述至少一个偏移指示符序列来确定前导码序列的到达时间的第二到达时间分量，其以短序列的持续时间T的整数倍来表达。该方法还包括：基于第一到达时间分量和第二到达时间分量之和来估计前导码序列的到达时间。
由第一到达时间分量给出的到达时间估计仅反映最长达短序列的持续时间T的未知整数倍的到达时间，且因此是模糊的。
然而，由于该方法还包括基于所述至少一个偏移指示符序列来确定前导码序列的到达时间的第二到达时间分量，其以短序列的持续时间的整数倍来表达，因此可以基于第一到达时间分量和第二到达时间分量来解决该模糊，以获得明确的到达时间估计。通过这种方式，即使在具有可能超过短序列的持续时间T的传播延迟的大小区中，前导码序列的到达时间估计也是可能的。
因此，这里提供了一种被布置为接收本公开的前导码序列的前导码接收机，其允许可靠和高效的随机接入以及对在小小区以及大小区中接收的例如PRACH信号的精确定时偏移估计。
在此还提供了被布置为处理前导码序列的无线设备。该无线设备包括：被布置为生成一个或多个相同的短序列的短序列生成器单元。每个短序列与用于在无线设备的无线电接入网中携带数据业务的OFDM符号具有相同持续时间。无线设备还包括偏移指示符序列生成器单元以及前导码序列构建单元，偏移指示符序列生成器单元被布置为生成不同于每个短序列的至少一个偏移指示符序列，前导码序列构建单元被布置为通过将所述至少一个偏移指示符序列与所述一个或多个相同的短序列在时间上级联来构建前导码序列，使得所述至少一个偏移指示符序列中的每个偏移指示符序列在前导码序列中具有相应的预定位置。
还公开了被布置为处理前导码序列的前导码接收机，前导码序列包括一个或多个相同的短序列和至少一个偏移指示符序列。所述至少一个偏移指示符序列在前导码序列中具有相应的预定位置，且不同于每个短序列。前导码接收机包括：短序列处理单元，被布置为基于对所述一个或多个相同的短序列的快速傅里叶变换(FFT)处理，确定前导码序列的到达时间的第一到达时间分量，其最长达短序列的持续时间T的未知整数倍，其中，所述FFT的大小等于用于检测在前导码接收机的无线电接入网中携带数据业务的OFDM符号的FFT的大小。前导码接收机还包括：前导码序列偏移检测器，被布置为基于对所述至少一个偏移指示符序列的处理来确定前导码序列的到达时间的第二到达时间分量，其以短序列的持续时间的整数倍来表达。前导码接收机还包括：到达时间估计器单元，被布置为基于第一到达时间分量和第二到达时间分量之和来估计前导码序列的到达时间。
根据方面，前导码接收机被配置为使用数量为F的FFT窗口来处理前导码序列，所述FFT窗口按时间顺序地布置在接收机时间跨度上，并以从0到F-1的变量f来编索引，其中，第一偏移指示符序列具有零幅度，且在前导码序列的尾部处具有相应的预定位置。前导码序列偏移检测器包括第一后到达检测器，第一后到达检测器被布置为通过具有索引f＝F-1的FFT窗口来确定对在所述接收机时间跨度的尾部处是否存在短序列进行指示的第一度量的值。该前导码序列偏移检测器被布置为：在第一度量的值低于检测阈值的情况下将第二到达时间分量确定为0，以及在第一度量的值高于所述检测阈值的情况下将第二到达时间分量确定为一个短序列持续时间T。
通过这种方式，由前导码序列偏移检测器以高效的方式解决上述的到达时间模糊，最长达短序列的持续时间T的至少两倍。
根据其他一些方面，短序列处理单元还包括早到达检测器，早到达检测器被布置为通过对具有索引f＝0的FTT窗口的FFT处理来确定对在接收机时间跨度的开始处是否存在短序列进行指示的第二度量的值，其中，所述检测阈值被设置为等于所述第二度量的值。
因此，由于将检测阈值动态设置为等于第二度量的值，前导码序列偏移检测器在解决上述到达时间模糊时的可靠性和性能得到进一步改善。
根据其他一些方面，前导码接收机包括由从1到D的变量来编索引的数量为D的后到达检测器，其中，D个后到达检测器中的每个后到达检测器被布置为确定对在具有索引f＝F-d的相应FFT窗口处是否存在短序列进行指示的相应度量值。序列偏移检测器被布置为：基于由多个后到达检测器确定的相应度量值相对于前导码检测阈值的比较结果，确定前导码序列的到达时间。
通过这种方式，通过根据与短序列的持续时间有关的最大可能传播延迟来设置后到达检测器的数量D，可以针对任意大的传播延迟来解决到达时间模糊。因此，只要根据小区大小和短序列的持续时间来选择D，前导码接收机就可以估计任意大的小区中的到达时间。
在此还公开了网络节点以及前导码发射机和接收机系统，网络节点包括通信接口和根据本教导的前导码接收机，前导码发射机和接收机系统包括至少一个无线设备和根据本公开的至少一个前导码接收机。
在此还提供了包括计算机程序代码的计算机程序，当在前导码接收机或无线设备中执行计算机程序代码时，计算机程序代码使得前导码接收机或无线设备执行根据在此公开的方面的方法。
计算机程序、前导码接收机和无线设备还显示出与已经关于方法描述的优点相对应的优点。
附图说明
本公开的更多目的、特征和优点将通过以下具体实施例来展现，其中，将参考附图更详细地描述本公开的一些方面，在附图中：
图1是无线电接入网的示意性总览图。
图2示出了根据现有技术的无线电接入网中的信令。
图3示意性地示出了用于随机接入的前导码序列。
图4是示出前导码接收机的方面的框图。
图5示出了前导码序列的到达时间估计中的模糊。
图6是示出在无线设备中执行的方法步骤的实施例的流程图。
图7a-d示意性地示出了前导码序列的方面。
图8示意性地示出了前导码序列的方面。
图9是示出在前导码接收机中执行的方法步骤的实施例的流程图。
图10是示出无线设备的实施例的框图。
图11-16是示意性地示出前导码接收机的方面的框图。
图17是示出网络节点的方面的框图。
图18a是示出无线设备的方面的框图。
图18b是示出前导码接收机的方面的框图。
具体实施方式
以下将参考附图更全面地描述本公开的方面。然而，本文公开的设备、计算机程序和方法可以按多种不同形式来实现，并且不应当被理解为限于本文阐述的方面。贯穿附图，附图中类似的附图标记表示类似的元件。
本文中使用的术语仅用于描述本公开的特定方面的目的，而不是为了限制本发明。如本文中使用的，单数形式“一”、“一个”和“所述”意图还包括复数形式，除非上下文明确地给出相反的指示。
缩写
3GPP 第三代伙伴计划
4G 第四代
5G 第五代
DFT 离散傅里叶变换
DL 下行链路
DMRS 解调参考信号
FDD 频分双工
FFT 快速傅里叶变换
IDFT 离散傅里叶逆变换
IFFT 快速傅里叶逆变换
LTE 长期演进
MF 匹配滤波器
OFDM 正交频分复用
PBCH 物理广播信道
PRACH 物理随机接入信道
PRB 物理资源块
PSS 主同步信号
PUCCH 物理上行链路控制信道
PUSCH 物理上行链路共享信道
SC 子载波
SC-FDMA 单载波频分多址接入
SNR 信噪比
SRS 探测参考信号
SSS 从同步信号
TDD 时分双工
UE 用户设备
UL 上行链路
ZC Zadoff-Chu
系统概述和介绍
图1示出了具有无线设备102、103、104以及包括前导码接收机的网络节点101的无线电接入网100。无线设备之一102正执行对网络节点101的随机接入，包括生成并向网络节点101发送前导码序列，该前导码序列由网络节点101中的前导码接收机所接收。
在基于LTE的无线电接入网100的情况下，在PRACH上执行随机接入。LTE和其它无线电技术中的随机接入被用于促进无线设备102到无线电接入网100的初始接入以及还用于无线设备102发送与网络节点101处的接收之间的定时偏移估计。
图2示出了根据现有技术的无线电接入网(例如图1所示的无线电接入网100)中的信令。当无线设备(例如图1中所示的无线设备102)使用PRACH时，其在OFDM网格105中的已知时间/频率资源中发送所谓的随机接入前导码序列(或简称为前导码序列)。图2中示出了对PRACH接收机FFT窗口106的示意。如上所述，用于处理PRACH的FFT 107通常大于用于处理其它OFDM符号的FFT 108。该大FFT 107在很多系统中推动了复杂性和功率消耗，并且潜在地也增加了对前导码接收机冷却的需要。
在预见使用非常多的天线元件的新兴的第五代(5G)技术中，实现需要大FFT的方法可能是特别繁重的。这是因为通常必须为每个单独的天线或天线子集确定大的FFT 107，使得在进一步的信号处理之前可提取接收信号的不同子频带中的不同用户和信道。
此外，LTE中规定的PRACH前导码覆盖了比用于其他传输(例如用户数据符号)的OFDM符号的长度长得多的时间间隔。因此，在假设在前导码的长度期间传播条件不显著变化的情况下设计当前PRACH前导码接收机。这可能是有问题的，因为作为该假设的结果假设或约束将被施加到通信系统上。这些约束例如包括对低无线设备速度(即多普勒扩展)、低频误差和低多普勒频移、以及发射机和接收机中的低相位噪声的期望。
为了避免使用这种大的专用FFT来检测前导码序列，如图3所示，在此提出了生成与“常规”OFDM符号的长度具有相同长度T 114的短序列s[n]112，该“常规”OFDM符号被用于其他物理信道，例如用户、控制数据和参考信号。然后可以通过重复短序列s[n]多次来构建前导码序列110，使得所产生的前导码序列110至少与用于检测前导码序列的接收机的期望数量的FFT窗口的时间跨度加上无线电接入网的最大传播延迟一样长。
通过这种方式，避免了专用的大前导码FFT。然而，使用以重复模式由相同短序列s[n]构建的前导码序列的不便之处在于，前导码序列的到达时间估计在传播延迟可能预期较大(即，超过短序列s[n]的持续时间T)的一些情况下变得模糊。这是因为短序列的重复限制了一些到达时间估计器对最长达短序列的持续时间的到达时间进行估计的可能性，这将在下面结合图5进一步讨论。
由于该时间模糊的不便，在此提出了前导码序列格式和对应的检测器，其中，可以估计大于短序列s[n]的长度的到达时间。这些前导码序列格式基于包括在前导码序列中的特殊符号：偏移指示符序列，其使得前导码接收机能够解决上述到达时间模糊，并且因此可靠地估计小区中的到达时间，该小区具有可能超过短序列s[n]的持续时间T的传播延迟。
根据方面，偏移指示符序列被称为偏移指示符符号，在此，两个术语偏移指示符符号和偏移指示符序列是等效的。
前导码序列的生成
现在将详细描述用于生成所提出的前导码序列的方法。这里讨论的前导码序列110可以用于各种目的，包括但不限于初始接入、切换、调度请求和重新同步。
再次转向图3，在此提出了前导码序列110或前导码格式，其中，可以在前导码的检测期间使用与用于其它上行链路信道(例如，PUSCH)和参考信号(例如DMRS，SRS)的情况具有相同大小的FFT窗口111。因此，不需要为了检测前导码序列而实现特殊的FFT窗口。
所提出的前导码序列110基于几个级联的短序列s[n]，该生成将在下面进一步讨论。每个短序列具有与用于所有其它物理信道的OFDM符号112的长度(未计算循环前缀113)相同的长度T 114。
通过在一个或多个子帧115中重复短序列s[n]预定的次数来构建前导码序列。因此，用于构建前导码序列的短序列s[n]用作其相邻序列的循环前缀，如下面将进一步详细描述的。
根据一些方面，通过使用Zadoff-Chu序列来构建短序列。Zadoff-Chu序列是更一般类别的恒定幅度-零自相关(CAZAC)序列的特殊实例。因此，根据另一方面，短序列s[n]是CAZAC序列。短序列也可以以某种其它方式组成；主要特性是与系统的“常规”OFDM符号112具有相等的长度。
在3GPP TS 36.211 V11.3.0中将第u个Zadoff-Chu根序列定义为：
Figure GDA0002083507410000111
其中，Zadoff-Chu序列的长度NZC是质数。在LTE中，对于72个子载波的PRACH分配，序列长度可以例如被设置为71。时间连续的短随机接入信号s(t)被定义为：
Figure GDA0002083507410000112
其中0≤t＜Tshort，βPRACH是为了符合PRACH的发射功率的幅度缩放因子，
Figure GDA0002083507410000113
并且Δf是子载波间隔。由参数
Figure GDA0002083507410000114
来控制频域中的位置；以
Figure GDA0002083507410000115
来表示被表达为子载波数量的频域中的资源块大小，以及通过
Figure GDA0002083507410000116
来表示以
Figure GDA0002083507410000117
的倍数来表达的上行链路带宽配置。
与OFDM符号112具有相同长度的短序列是通过设置T＝Tshort＝1/Δf来实现的。对于LTE的一些版本，该子载波间隔等于Δf＝15千赫(例如，参见3GPP TS 36.211 V11.3.0中的表6.2.3-1)，使得短序列的长度等于T＝Tshort＝66.6μs。随着子载波间隔改变为例如Δf＝75千赫，则短符号的长度等于T＝Tshort＝13.3μs。
从而，通过以下公式构建要发送的前导码序列：
s(t)＝sshort((t-TCP)mod(Tshort)) (3)
其中0≤t＜TSEQ，且TCP是可选循环前缀的长度。在此，TSEQ表示不计入任何特殊偏移指示符序列的前导码的总长度。
通过短序列的该重复，每个短序列将用作下一短序列的循环前缀。
参考图3，根据一些方面，在此称为s[n]117的短序列通过以下方式获得：在持续时间T 114上对短序列sshort(t)进行采样，以生成NZC-1个时间离散且均匀间隔的采样。
前导码序列的检测
现在转向图4，图4示出了示例前导码接收机101a，其被布置为检测例如接收到的前导码序列110。
根据一些方面，前导码接收机101a被布置在网络节点101中，以接收所接收到的无线电信号的数字化采样。图4中所示的前导码序列110是这样的数字化采样的示例。前导码接收机101a在包括多个FFT窗口111的接收机时间跨度116上监视接收的采样，并且通过FFT窗口的FFT处理来尝试在接收机时间跨度116中检测前导码信号的存在。
组合若干FFT窗口111，以在例如噪声中达到足够的检测性能。因此，定义了多个FFT时间窗口111，每个FFT时间窗口111形成对FFT 120的输入。
根据相位噪声的量、频率误差和无线设备速度，提出基于这些FFT窗口与FFT输出的不同组合的前导码检测，如下面将结合图11-16进一步讨论的。
在具有由于例如高速相对移动而导致的短相干时间的信道上发送前导码序列的无线设备使用少量FFT窗口进行检测可能是有利的，而对于在具有较大相干时间的信道上发送前同步码序列的无线设备而言，反过来也是对的，其使用更大数量的FFT窗口来进行检测可能是有利的。
每个FFT 120之后是基于短序列s[n]的循环移位计算的匹配滤波器(MF)121。基于短序列的相对于FFT时间窗口的位置的预期延迟来确定该循环移位，如将在下面进一步阐述的。来自匹配滤波器的输出向量被相干地(coherently)相加122，然后在逆FFT 123(IFFT)中处理，得到时域向量。
如果时域向量的最大值125(例如，在时域向量的绝对值或平方值方面)超过阈值126，则前导码接收机101a检测器124检测到前导码序列。
通过由检测器124搜索该最大值在时域向量中的位置，可以估计第一到达时间t127。该到达时间估计等于所述最大值在向量中的采样位置除以逆FFT大小的长度并乘以短序列的以秒为单位的长度。
为了更详细地描述检测过程，考虑多天线系统，其在采样时刻n和天线a处接收信号r(n，a)，且通过变量p来对FFT窗口编索引。
现在，针对每个天线a和FFT窗口p，将对接收信号r(n，a)的NFFT个采样的DFT或FFT计算为：
Figure GDA0002083507410000131
针对k＝0，...，NFFT-1，且a＝0，...，Na-1。
FFT窗口111位置对应于子帧的开始与上行链路中的每个SC-FDMA或OFDM符号之间在时间上的距离。例如，在LTE的一些版本中，每个时隙中的第一循环前缀是160个采样，而剩余的循环前缀是144个采样。每个SC-FDMA或OFDM符号是2048个采样，使得ns(p)的值如下面的表1中所示。
p n<sub>s</sub>(p)个采样
0 160
1 160+144+2048
2 160+2*144+2*2048
3 160+3*144+3*2048
4 160+4*144+4*2048
5 160+5*144+6*2048
6 160+6*144+6*2048
7 2*160+6*144+7*2048
8 2*160+7*144+8*2048
9 2*160+8*144+9*2048
10 2*160+9*144+10*2048
11 2*160+10*144+11*2048
12 2*160+11*144+12*2048
13 2*160+12*144+13*2048
表1连续OFDM或SC-FDMA符号之间的以采样表达的时间偏移
通过提取与用于PRACH的那些子载波相对应的子载波来获得频域中的PRACH前导码，即，Nseq个采样，其中，Nseq≤NFFT
RPRACH(k，p，a)＝R(k+k0，p，a) (5)
针对k＝0，...，Nseq-1，且
Figure GDA0002083507410000141
使用与以上相同的符号，并在使用Zadoff-Chu序列的情况下，则Nseq＝NZC。
在频域中与具有Nseq个系数的匹配滤波器(MF)121相乘
Figure GDA0002083507410000142
该匹配滤波器由已知短序列s[n]的DFT和该短序列的循环移位构成。循环移位对应于具有偏移ns(p)的频域旋转：
Figure GDA0002083507410000143
来自对应于相同天线的匹配滤波器但来自不同FFT窗口的输出现在可以被相干地相加122为
Figure GDA0002083507410000144
其中，f0是PRACH前导码检测器中包括的F0个FFT窗口中的第一FFT窗口的索引。参见例如图4，其中f0＝1，且F＝12。
现在，为了检测前导码并估计到达时间，来自相干相加的输出将被变换到时域。计算大小为NIFFT的IDFT，产生长度为NIFFT的相关向量：
Figure GDA0002083507410000145
针对m＝0，...，/NIFFT-1。选择NIFFT＞Nseq对应于插值，其可以被执行以增加定时估计的解析度。
接收信号r(n，a)中的噪声方差
Figure GDA0002083507410000146
的简单估计器可被表达为：
Figure GDA0002083507410000151
使用互相关向量的每个值的绝对平方来作为决策变量，用估计的噪声方差
Figure GDA0002083507410000152
来进行归一化，
Figure GDA0002083507410000153
其中，包括天线上的求和(包括极化)。根据各方面，前导码检测器和到达时间估计器可以被表达为搜索该归一化绝对平方相关向量中的最大值，并将该最大值与阈值进行比较。
根据一个方面，如果该自相关的绝对平方值超过阈值，则检测前导码编号v
Figure GDA0002083507410000154
针对m的至少一个值，其在大小为W的搜索窗口之内。换言之，如果存在使得λv(m)≥λThreshold的m∈[0，W-1]，则检测到具有索引v的前导码。应仔细选择该前导码检测器阈值λThreshold，使得误检测率低但不引起过低的检测率。
定时估计推断为与λv(m)的最大值对应的m的值，即，
Figure GDA0002083507410000155
使得以秒为单位的定时误差等于
Figure GDA0002083507410000156
因此，通过本技术，在前导码接收机中不需要用于接收PRACH的专用FFT。如果由于例如硬件处理资源的显着节省而对大量接收机天线执行FFT操作，这是特别重要的。
到达时间估计中的模糊
要注意，在上面的等式13中给出的该第一到达时间估计被限制为短序列s[n]的持续时间T。该限制导致仅基于单个短序列的到达时间估计的模糊。图5示出了前导码序列的到达时间估计中的该模糊。在此，可以看到125a、125b这两个前导码序列以等于短序列s[n]的持续时间的时间偏移到达，导致相同的到达时间估计，即IFFT时域向量中的相同峰值。这种现象来自前导码序列的周期特性，并且在此被称为到达时间模糊，因为不能从图5中所示的峰值125a、125b单独查明前导码信号的真实到达时间。换言之，通过仅考虑单个短序列s[n]的到达时间估计器，只能估计最长达短序列的持续时间T的到达时间。如果存在与网络中的最大传播延迟tp＜T有关的现有信息，那么该模糊不会出现问题。然而，在具有较大的小区(潜在地，tp＞T)的网络中，该模糊可能带来方便。
在LTE中，在上行链路中使用的SC-FDMA符号具有66.6微秒的长度，参见例如3GPPTS 36.211第5.6节，在第4节中定义了Ts。该持续时间对应于66.6·10-6c＝20公里的行驶距离，其中，c＝3·108是光速。相比于用于LTE的某些版本的长度(参见例如3GPP TS 36.211第5.6节)，SC-FDMA或者OFDM符号长度的减小将进一步减少可能估计的最大到达时间。
所提出的无线设备中的方法
图6示出对在无线设备中执行的方法步骤的实施例进行示出的流程图。具体地，示出了无线设备102、102a中用于处理前导码序列110a、110b、110c、110d的方法。该方法包括：生成S11一个或多个相同的短序列s[n]。这些短序列中的每一个与用于在无线设备的无线电接入网100中携带数据业务的OFDM符号112具有相同持续时间T。
因此，如结合图3和图4所讨论的，相同大小的FFT可被用于处理数据和前导码序列二者。因此，不需要专用FFT来在前导码接收机中处理前导码序列。因此，避免了与具有仅用于检测前导码序列的专用的较大FFT相关联的缺点和限制。
该方法还包括：生成S12不同于每个短序列s[n]的至少一个偏移指示符序列130a、130b、130c、130d；以及通过将所述至少一个偏移指示符序列与所述一个或多个相同的短序列s[n]在时间上级联来构建S13前导码序列，使得所述至少一个偏移指示符序列中的每个偏移指示符序列在前导码序列中具有相应的预定位置。
根据方面，该方法还包括：在无线设备102、102a的无线电接入网100中向前导码接收机101发送S14所构建的前导码序列110a、110b、110c、110d。
如将在下面结合图11-16进一步详细描述的，与每个所述短序列不同的所述至少一个偏移指示符序列的特征用于解决上述估计到达时间中的模糊，并且因此使得能够估计超过短序列的持续时间T的传播延迟。
因此，在此提出了支持在大小区(其中，信号传播延迟可能超过用于携带数据业务的OFDM符号112的持续时间T)中的操作的前导码序列格式。因此，所提出的前导码序列格式允许可靠和高效的随机接入以及小小区和大小区中对例如接收到的PRACH信号的精确的定时偏移估计。
图7a-7d示意性地示出了前导码序列的方面。前导码序列都包括持续时间为T(其是与在无线接入网络100中携带数据业务的OFDM符号112的持续时间相同的持续时间)的短序列s[n]。
前导码序列还包括在前导码序列中的不同位置处的一个或多个偏移指示符序列。在此，前导码序列都被示为在前导码序列尾部131处包括一个偏移指示符序列，但这不是必须的。相反，偏移指示符序列可以位于整个前导码序列的任何位置。
然而，根据一些方面，前导码序列110a、110b、110c、110d包括第一偏移指示符序列130a，其在前导码序列110a、110b、110c、110d的尾部131处具有相应的第一预定位置，且根据一些其它方面，前导码序列110b包括第二偏移指示符序列130b、130c、130d，其在前导码序列110b、110c中具有相应的第二预定位置，使得使得在前导码序列110b中的第二偏移指示符序列130b、130c之前存在至少一个短序列s[n]，且在其之后存在至少一个其他短序列s[n]。
根据一些方面，至少一个偏移指示符序列130a、130b、130c、130d中的每一个偏移指示符序列具有相应的预定持续时间Ta、Tb、Tc、Td、Te。
根据方面，至少一个偏移指示符序列130a、130b、130c和130d中的一个或多个偏移指示符序列具有零幅度。因此，前导码序列110a、110b、110c和110d从而在预定位置处具有至少一个相应的空间隔。
因此，根据一些方面，偏移指示符序列在前导码序列中表现为间隙。然而，根据其他方面，偏移指示符序列呈现出以某种方式与短序列s[n]不同的任意幅度或相位轨迹。偏移指示符序列需要不同于短序列s[n]的原因在于，如果它们与短序列不同，则它们可以与短序列s[n]区分开，且因此可解决到达时间模糊。
图8示出了在多于一个子帧115上延伸的前导码序列110d的一个附加示例。因此，根据方面，所构建的前导码序列100d占据无线设备102、102a的无线电接入网100的无线电接入技术的两个或更多个子帧115。具有这种类型的长前导码序列允许例如在前导码信号需要携带大量能量以克服噪声或干扰的情景下的随机接入。
在此还公开了一种包括计算机程序代码的计算机程序，当在无线设备102、102中执行计算机程序代码时，计算机程序代码使无线设备执行根据结合图7讨论的方法方面中的任一个方法方面的方法。
所提出的前导码接收机中的方法
图9示出对在前导码接收机中执行的方法步骤的实施例进行示出的流程图。根据方面，前导码接收机构成网络节点的一部分，在这种情况下，该方法在网络节点中执行。
具体地，示出了一种在前导码接收机101a、101b、101c、101d、101e、101f、101g中用于处理前导码序列110a、110b、110c、110d的方法，前导码序列包括一个或多个相同的短序列s[n]和至少一个偏移指示符序列130a、130b、130c、130d。该至少一个偏移指示符序列不同于每个所述短序列s[n]，并位于前导码序列中相应的预定位置处。
该方法包括：基于对接收到的无线电信号的快速傅里叶变换(FFT)处理，确定S22前导码序列110a、110b、110c、110d的到达时间的第一到达时间分量171，其最长达短序列s[n]的持续时间T的未知整数倍。在此，所述FFT的大小等于用于检测在前导码接收机的无线电接入网100中携带数据业务的OFDM符号112的FFT的大小。
因此，如上所述并结合图5所示，第一到达时间分量与模糊相关联，因为仅估计最长达短序列s[n]的持续时间T的未知整数倍的到达时间。
以上结合图4以及关于前导码序列的检测的部分讨论了确定第一到达时间分量的方式示例。
为了解决上述模糊，该方法还包括基于所述至少一个偏移指示符序列来确定S23前导码序列的到达时间的第二到达时间分量173，其以短序列s[n]的持续时间T的整数倍来表达，以及还包括基于第一到达时间分量171和第二到达时间分量173之和来估计S24前导码序列的到达时间。
除了估计到达时间，根据方面，该方法还包括：基于对接收到的无线电信号的FFT处理来检测S21接收到的无线电信号中的前导码序列，以及如果检测到前导码序列，则估计S24前导码序列的到达时间。
在此还公开了一种包括计算机程序代码的计算机程序，当在前导码接收机中执行计算机程序代码时，计算机程序代码使前导码接收机执行根据结合图9讨论的方法方面中的任一个方法方面的方法。
无线设备、前导码发射机
图10示出了被布置为处理前导码序列110a、110b、110c和110d的无线设备102、102a。无线设备102、102a包括：被布置为生成一个或多个相同的短序列s[n]的短序列生成器单元152。每个短序列与用于在无线设备102的无线电接入网100中携带数据业务的OFDM符号112具有相同持续时间T。无线设备还包括偏移指示符序列生成器单元153以及前导码序列构建单元154，偏移指示符序列生成器单元153被布置为生成其幅度和/或相位不同于每个短序列的至少一个偏移指示符序列130a、130b、130c、130d，前导码序列构建单元154被布置为通过将所述至少一个偏移指示符序列与所述一个或多个相同的短序列s[n]在时间上级联来构建前导码序列，使得所述至少一个偏移指示符序列中的每个偏移指示符序列在前导码序列中具有相应的预定位置。
根据方面，无线设备102、102a还包括：通信接口151，被布置为在无线设备102、102a的无线电接入网100中向前导码接收机101发送前导码序列。因此，根据一些方面，无线设备102、102a被称为前导码发射机。
因此，根据方面，无线设备102、102a被配置为生成和发送图7和图8所示的任何前导码序列。
可例如通过无线设备使用Zadoff-Chu序列来构建短序列。因此，根据一个方面，短序列s[n]是Zadoff-Chu序列。Zadoff-Chu序列是更一般的恒定幅度-零自相关(CAZAC)序列的特殊实例。因此，根据另一方面，短序列s[n]是CAZAC序列。短序列s[n]也可以以某种其它方式构成，短序列s[n]的主要特性是与系统的“常规”OFDM符号112具有相等的长度。
根据一些方面，偏移指示符序列生成器单元153被布置为将所述至少一个偏移指示符序列130a、130b、130c、130d中的一个或多个偏移指示符序列生成为具有零幅度，前导码序列因此在所述相应的预定位置具有至少一个空间隔。
根据一些方面，前导码序列构建单元154被配置为生成前导码序列110a，前导码序列110a包括在前导码序列110a的尾部处具有相应的第一预定位置的第一偏移指示符序列130a。
根据其他方面，前导码序列构建单元154还被配置为生成包括第二偏移指示符序列130b以及至少两个短序列s[n]的前导码序列110b，所述第二偏移指示符序列130b在前导码序列110b中具有相应的第二预定位置，使得在所述前导码序列110b中的第二偏移指示符序列130b之前存在至少一个短序列s[n]，且在其之后存在至少一个其他短序列s[n]。
前导码接收机
图11示出了被布置为处理前导码序列110a、110b、110c、110d的前导码接收机101b，前导码序列110a、110b、110c、110d包括一个或多个相同短序列s[n]以及至少一个偏移指示符序列130a、130b、130c、130d。所述至少一个偏移指示符序列在前导码序列中具有相应的预定位置，且不同于每个短序列s[n]。
可例如通过无线设备使用Zadoff-Chu序列来构建短序列。因此，根据一个方面，短序列s[n]是Zadoff-Chu序列。Zadoff-Chu序列是更一般类别的恒定幅度-零自相关(CAZAC)序列的特殊实例。因此，根据另一方面，短序列s[n]是CAZAC序列。短序列s[n]也可以以某种其它方式构成，短序列s[n]的主要特性是与系统的“常规”OFDM符号112具有相等的长度，使得其可被相同大小的FFT窗口111所处理。
参考图4，接收机101b包括：短序列处理单元170，被布置为基于对所述一个或多个相同的短序列s[n]的FFT处理170，确定前同步码序列的到达时间的第一到达时间分量171，其最长达短序列s[n]的持续时间T的未知整数倍，其中，FFT的大小等于用于检测在前导码接收机的无线电接入网100中携带数据业务的OFDM符号112的FFT的大小。
以上结合图4和关于前导码序列的检测的部分讨论了短序列处理单元170的实现示例。
为了解决源自于相同短序列的重复的上述到达时间模糊，前导码接收机101b还包括前导码序列偏移检测器172，被配置为基于对所述至少一个偏移指示符序列130a、130b、130c、130d的处理来确定前导码序列的到达时间的第二到达时间分量173，其以短序列s[n]的持续时间T的整数倍来表达。由到达时间估计器单元174来接收第一到达时间分量和第二到达时间分量，所述到达时间估计器单元174被布置为基于第一到达时间分量171和第二到达时间分量173之和来估计前导码序列110a、110b、110c、110d的到达时间。
根据一些方面，将前导码序列的到达时间确定为第一到达时间分量171和第二到达时间分量174之和。
根据一些其他方面，短序列处理单元170还被布置为基于对接收到的无线电信号的FFT处理来检测接收到的无线电信号中的前导码序列。因此，由前导码接收机联合执行检测和到达时间估计。
图12示出了前导码接收机101c的方面，其中，前导码接收机被配置为使用数量为F的FFT窗口111来处理前导码序列，所述FFT窗口111按时间顺序地布置在接收机时间跨度116上，并以从0到F-1的变量f来编索引，其中，第一偏移指示符序列130a具有零幅度，且在前导码序列的尾部131处具有相应的预定位置。因而，前导码序列偏移检测器172包括第一后到达检测器172a，第一后到达检测器172a被布置为通过具有索引f＝F-1的FFT窗口来确定对在所述接收机时间跨度的尾部处是否存在短序列进行指示的第一度量的值。
在此公开的后到达检测器的原理是辨别偏移指示符序列在接收到的前导码序列中的位置。一旦确定了偏移指示符序列的位置，就可以解决模糊，因为所述至少一个偏移指示符序列在前导码序列中具有相应的预定位置，并且与每个短序列s[n]都不同。
图12中示出的前导码序列偏移检测器172被布置为：在第一度量的值低于检测阈值的情况下将第二到达时间分量173确定为0，以及在第一度量的值高于所述检测阈值的情况下将第二到达时间分量173确定为一个短序列s[n]持续时间T。
因此，图12中所示的前导码接收机101c可以明确地估计高达2T但不包括2T的到达时间。
图12还示出了前导码接收机的附加方面，其中，短序列处理单元170还包括早到达检测器204，被布置为通过对具有索引f＝0的FTT窗口的FFT处理来确定对在接收机时间跨度的开始处是否存在短序列s[n]进行指示的第二度量175的值。在此，检测阈值可被设置为等于第二度量175的值。
因此，除了接收机时间跨度116中用于确定第一到达时间分量的那些FFT窗口之外，在图12中将两个附加的FFT窗口用于到达时间估计，一个在用于确定第一到达时间分量171的FFT窗之前，一个在用于确定第一到达时间分量171的FFT窗之后。向各个FFT、匹配滤波器MF0和MF13以及IFFT馈送分别针对于早到达检测器和晚到达检测器的索引为0和F-1的FFT窗口中的采样。
根据一些方面，通过绝对平方操作来馈送IFFT的结果。然后，计算具有这些绝对值的向量(潜在地利用噪声方差估计来进行缩放，并且最终在所有天线和极化上求和)。该向量的最大值被称为偏移决策变量。
备选偏移决策变量是使用绝对平方操作后的所有值之和。
计算偏移决策变量的另一备选方法是：在矢量的小间隔上将绝对平方值与以噪声方差估计进行缩放的绝对平方值相加，且然后使用多个这样的间隔上的最大值来作为决策变量。
如果用于早到达检测的决策变量(即第二度量175的值)大于用于晚到达检测的决策变量(即第一度量的值)，则将零添加到第一到达时间分量。另一方面，如果用于早到达检测的决策变量小于用于晚到达的决策变量，则将恒定值T与到达时间估计相加。
因此，根据一些方面，早到达检测器204和晚到达检测器172a一起查明接收到的前导码序列中偏移指示符序列的位置。一旦确定了该位置，就可以解决到达时间模糊。
现在转向图13，其示出了前导码接收机101d的方面，其中，第二偏移指示符序列130b具有零幅度和基本上在前导码序列中间处的相应预定位置，以及第一晚到达检测器172b还被布置为基于对与第二位置相对应的FFT窗口的FFT处理来确定第一度量的值。
因此，第一晚到达检测器172b相干地累加多于一个匹配滤波器的输出，以提高偏移指示符序列或符号的检测性能。
根据一些方面，图13中示出的早到达检测器204b还被布置为基于对与第二位置相对应的FFT窗口之后的FFT窗口的FFT处理来确定第二度量的值。
因此，早到达检测器204b相干地累加多于一个匹配滤波器的输出，以改进对检测阈值的确定。
通过这种方式，可以配置前导码序列中的间隙，以提高早到达检测器和晚到达检测器(即，确定第一度量值和第二度量值)的性能。这里，与图12所示的前导码接收机相比，减小了要在确定第一到达时间分量中包括的FFT窗口。然而，另一方面，增加了被包括来确定第二到达时间分量的FFT窗口的数量。
在图14中给出了另一示例，其中，除了在序列尾部处的偏移指示符序列130之外，对应于两个偏移指示符序列132、133的两个间隙也已经被包括在前导码序列中。
图15示出了前导码接收机101f的方面，其示出了上述概念的概括。该前导码接收机101f还包括由从1到D的变量来编索引的数量为D的后到达检测器172c、172d、172e。所述D个后到达检测器172c、172d、172e中的每个后到达检测器被布置为确定对在具有索引f＝F-d的相应FFT窗口处是否存在短序列s[n]进行指示的相应度量值。前导码序列偏移检测器172则被布置为：基于由多个后到达检测器172c、172d、172e确定的相应度量值相对于检测阈值的比较结果172’，确定前导码序列的到达时间。
通过这种方式，可以解决到达时间估计中的模糊，因为在此假设已知前导码序列包括序列尾部处的偏移指示符序列。要注意，偏移指示符序列不是必须位于前导码序列尾部，它可以位于前导码序列中的任何位置，其中，数量为D的后到达检测器必须被重新定位以对应于偏移指示符序列的预定位置。
因此，对于小的延迟，应当没有由具有索引d＝3的后到达检测器检测到的功率。然而，在该d＝3的后到达检测器检测到显著能量的情况下，则有可能通过将一个短序列持续时间T的第二到达时间分量添加到第一到达时间分量来正确地解决该模糊。类似地，在具有索引d＝2的晚到达检测器检测到最强信号的情况下，则有可能通过将两个短序列持续时间(即，2T)的第二到达时间分量添加到第一到达时间分量来正确地解决该模糊。
此外，可将该数量为D的后到达检测器与结合图13和14所描述类型的早到达检测器相组合。
图16示出了沿着以下线路的示例：在延迟可以对应于多于一个短序列的长度时，可如何通过增加要包括在早到达检测和晚到达检测中的FFT窗口的数量来进一步改善晚到达检测。在此，每个后到达检测器与用于设置相应后达检测器的检测阈值的早到达检测器相关联。
图17示出了根据本教导的包括通信接口204和前导码接收机的网络节点201。
参考图1，在此进一步公开了根据本教导的前导码发送器和接收机系统300，其包括至少一个无线设备102和至少一个前导码接收机101。
图18a示出用于处理前导码的无线设备，无线设备包括：
-第一生成器模块SX11，被配置为生成一个或多个相同的短序列s[n]，每个所述短序列与用于在无线设备的无线电接入网100中携带数据业务的正交频分复用(OFDM)符号112具有相同持续时间T，
-第二生成器模块SX12，被配置为生成不同于每个所述短序列s[n]的至少一个偏移指示符序列130a、130b、130c、130d，以及
-构建模块SX13，被配置为通过将所述至少一个偏移指示符序列130a、130b、130c、130d与所述一个或多个相同的短序列s[n]在时间上级联来构建前导码序列110a、110b、110c、110d，使得所述至少一个偏移指示符序列中的每个偏移指示符序列在前导码序列110a、110b、110c、110d中具有相应的预定位置，以及
-可选的发射机模块SX14，被配置为向无线设备102、102a的无线电接入网100中的前导码接收机101发送所构建的前导码序列。
图18b示出了用于处理包括一个或多个相同的短序列s[n]和至少一个偏移指示符序列的前导码序列的前导码接收机。所述至少一个偏移指示符序列不同于每个所述短序列，并位于前导码序列中相应的预定位置处。前导码接收机包括：
-可选的检测器模块SX21，被配置为基于对接收到的无线电信号的FFT处理来检测接收到的无线电信号中的前导码，
-第一确定模块SX22，被配置为基于对接收到的无线电信号的快速傅里叶变换(FFT)处理，确定前导码序列的到达时间的第一到达时间分量171，其最长达短序列s[n]的持续时间T的未知整数倍，其中，FFT的大小等于用于检测在前导码接收机的无线电接入网100中携带数据业务的正交频分复用(OFDM)符号112的FFT的大小，
-第二确定模块SX23，被配置为基于所述至少一个偏移指示符序列来确定前导码序列的到达时间的第二到达时间分量173，其以短序列s[n]的持续时间T的整数倍来表达，以及
-估计器模块SX24，被配置为基于第一到达时间分量和第二到达时间分量之和来估计前导码序列的到达时间。

Claims (23)

1.一种在无线设备(102、102a)中用于处理前导码序列(110a、110b、110c、110d)的方法，所述方法包括：
-生成(S11)一个或多个相同的短序列(s[n])，每个所述短序列与用于在所述无线设备(102、102a)的无线电接入网(100)中携带数据业务的正交频分复用OFDM符号(112)具有相同持续时间(T)，
-生成(S12)不同于每个所述短序列(s[n])的至少一个偏移指示符序列(130a、130b、130c、130d)，其中，所述至少一个偏移指示符序列(130a、130b、130c、130d)使得所述前导码序列的接收机能够解决所述前导码序列的到达时间估计中的模糊；以及
-通过将所述至少一个偏移指示符序列(130a、130b、130c、130d)与所述一个或多个相同的短序列(s[n])在时间上级联来构建(S13)所述前导码序列(110a、110b、110c、110d)，使得所述至少一个偏移指示符序列中的每个偏移指示符序列在所述前导码序列(110a、110b、110c、110d)中具有相应的预定位置。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述至少一个偏移指示符序列(130a、130b、130c、130d)中的一个或多个偏移指示符序列具有零幅度，所述前导码序列(110a、110b、110c、110d)因此在所述预定位置具有至少一个相应的空间隔。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，所述前导码序列(110a、110b、110c、110d)包括在所述前导码序列(110a、110b、110c、110d)的尾部(131)处具有相应的第一预定位置的第一偏移指示符序列(130a)。
4.根据权利要求1至2中任一项所述的方法，其中，所述前导码序列(110b)包括第二偏移指示符序列(130b、130c、130d)，所述第二偏移指示符序列(130b、130c、130d)在所述前导码序列(110b、110c)中具有相应的第二预定位置，使得在所述前导码序列(110b)中的所述第二偏移指示符序列(130b、130c)之前存在至少一个短序列(s[n])，且在其之后存在至少一个其他短序列(s[n])。
5.根据权利要求1至2中任一项所述的方法，其中，所构建的前导码序列(100d)占据所述无线设备(102、102a)的所述无线电接入网(100)的无线电接入技术的两个或更多个子帧(115)。
6.根据权利要求1至2中任一项所述的方法，还包括：向在所述无线设备(102、102a)的所述无线电接入网(100)中的前导码接收机(101)发送(S14)所构建的前导码序列(110a、110b、110c、110d)。
7.一种存储有计算机程序代码的计算机可读存储介质，当所述计算机程序代码在无线设备(102、102a)中执行时使所述无线设备执行根据权利要求1至6中任一项所述的方法。
8.一种在前导码接收机(101a、101b、101c、101d、101e、101f、101g)中用于处理前导码序列(110a、110b、110c、110d)的方法，所述前导码序列包括一个或多个相同的短序列(s[n])和至少一个偏移指示符序列(130a、130b、130c、130d)，所述至少一个偏移指示符序列不同于每个所述短序列，并位于所述前导码序列中相应的预定位置处，所述方法包括：
-基于对接收到的无线电信号的快速傅里叶变换FFT处理，确定(S22)所述前导码序列的到达时间的第一到达时间分量(171)，其最长达所述短序列(s[n])的持续时间(T)的未知整数倍，其中，所述FFT的大小等于用于检测在所述接收机的无线电接入网(100)中携带数据业务的正交频分复用OFDM符号(112)的FFT的大小，
-基于所述至少一个偏移指示符序列来确定(S23)所述前导码序列的到达时间的第二到达时间分量(173)，其以所述短序列(s[n])的持续时间(T)的整数倍来表达，以及
-基于所述第一到达时间分量(171)和所述第二到达时间分量(173)之和来估计(S24)所述前导码序列(110a、110b、110c、110d)的到达时间。
9.根据权利要求8所述的方法，还包括：基于对所述接收到的无线电信号的FFT处理来检测(S21)所述接收到的无线电信号中的前导码序列(110a、110b、110c、110d)，以及如果检测到所述前导码序列，则估计(S24)所述前导码序列(110a、110b、110c、110d)的到达时间。
10.一种存储有计算机程序代码的计算机可读存储介质，当在前导码接收机(101a、101b、101c、101d、101e、101f、101g)中执行所述计算机程序代码时，所述计算机程序代码使所述前导码接收机执行根据权利要求8或9所述的方法。
11.一种布置为处理前导码序列(110a、110b、110c、110d)的无线设备(102、102a)，所述无线设备(102、102a)包括：
-短序列生成器单元(152)，被布置为生成一个或多个相同的短序列(s[n])，每个所述短序列与用于在所述无线设备(102)的无线电接入网(100)中携带数据业务的正交频分复用OFDM符号(112)具有相同持续时间(T)，
-偏移指示符序列生成器单元(153)，被布置为生成不同于每个所述短序列(s[n])的至少一个偏移指示符序列(130a、130b、130c、130d)，其中，所述至少一个偏移指示符序列(130a、130b、130c、130d)使得所述前导码序列的接收机能够解决所述前导码序列的到达时间估计中的模糊，以及
-前导码序列构建单元(154)，被布置为通过将所述至少一个偏移指示符序列(130a、130b、130c、130d)与所述一个或多个相同的短序列(s[n])在时间上级联来构建所述前导码序列(110a、110b、110c、110d)，使得所述至少一个偏移指示符序列中的每个偏移指示符序列在所述前导码序列中具有相应的预定位置。
12.根据权利要求11所述的无线设备(102、102a)，其中，所述偏移指示符序列生成器单元(153)被布置为将所述至少一个偏移指示符序列(130a、130b、130c、130d)中的一个或多个偏移指示符序列生成为具有零幅度，所述前导码序列(110a、110b、110c、110d)因此在所述相应的预定位置具有至少一个空间隔。
13.根据权利要求11或12所述的无线设备(102、102a)，其中，所述前导码序列构建单元(154)还被配置为生成包括第一偏移指示符序列(130a)的前导码序列(110a)，所述第一偏移指示符序列(130a)在所述前导码序列(110a)的尾部处具有相应的第一预定位置。
14.根据权利要求11至12中任一项所述的无线设备(102、102a)，其中，所述前导码序列构建单元(154)被配置为生成包括第二偏移指示符序列(130b)以及至少两个短序列(s[n])的前导码序列(110b)，所述第二偏移指示符序列(130b)在所述前导码序列(110b)中具有相应的第二预定位置，使得在所述前导码序列(110b)中的所述第二偏移指示符序列(130b)之前存在至少一个短序列(s[n])，且在其之后存在至少一个其他短序列(s[n])。
15.根据权利要求11至12中任一项所述的无线设备(102、102a)，还包括：通信接口(151)，被布置为向在所述无线设备(102、102a)的所述无线电接入网(100)中的前导码接收机(101)发送所述前导码序列(110a、110b、110c、110d)。
16.一种被布置为处理前导码序列(110a、110b、110c、110d)的前导码接收机(101a、101b、101c、101d、101e、101f、101g)，所述前导码序列包括一个或多个相同的短序列(s[n])和至少一个偏移指示符序列(130a、130b、130c、130d)，所述至少一个偏移指示符序列不同于每个所述短序列(s[n])，并在所述前导码序列中具有相应的预定位置，所述前导码接收机(101a、101b、101c、101d、101e、101f、101g)包括：
-短序列处理单元(170)，被布置为基于对所述一个或多个相同的短序列(s[n])的快速傅里叶变换FFT处理(170)，确定所述前导码序列的到达时间的第一到达时间分量(171)，其最长达所述短序列(s[n])的持续时间(T)的未知整数倍，其中，所述FFT的大小等于用于检测在所述前导码接收机(101a、101b、101c、101d、101e、101f、101g)的无线电接入网(100)中携带数据业务的正交频分复用OFDM符号(112)的FFT的大小，
-前导码序列偏移检测器(172)，被配置为基于对所述至少一个偏移指示符序列(130a、130b、130c、130d)的处理来确定所述前导码序列的到达时间的第二到达时间分量(173)，其以所述短序列(s[n])的持续时间(T)的整数倍来表达，以及
-到达时间估计器单元(174)，被布置为基于所述第一到达时间分量(171)和所述第二到达时间分量(173)之和来估计所述前导码序列(110a、110b、110c、110d)的到达时间。
17.根据权利要求16所述的前导码接收机(101b、101c)，还被配置为使用数量为F的FFT窗口(111)来处理所述前导码序列，所述FFT窗口(111)按时间顺序地布置在接收机时间跨度(116)上，并以从0到F-1的变量f来编索引，其中
-第一偏移指示符序列(130a)具有零幅度，且在所述前导码序列的尾部(131)处具有相应的第一预定位置，
-所述前导码序列偏移检测器(172)包括第一后到达检测器(172a)，被布置为通过具有索引f＝F-1的FFT窗口来确定对在所述接收机时间跨度(116)的尾部处是否存在短序列(s[n])进行指示的第一度量的值，以及
-所述前导码序列偏移检测器(172)被布置为：在所述第一度量的值低于检测阈值的情况下将所述第二到达时间分量(173)确定为0，以及在所述第一度量的值高于所述检测阈值的情况下将所述第二到达时间分量(173)确定为一个短序列(s[n])持续时间(T)。
18.根据权利要求17所述的前导码接收机(101d)，其中，
-第二偏移指示符序列(130b)具有零幅度和基本上在所述前导码序列的中间处的相应的第二预定位置，以及
-所述第一后到达检测器(172b)还被配置为基于对与所述第二预定位置相对应的FFT窗口的FFT处理来确定所述第一度量的值。
19.根据权利要求18所述的前导码接收机(101b、101c)，其中，所述短序列处理单元(170)还包括早到达检测器(204)，被布置为通过对具有索引f＝0的FTT窗口的FFT处理来确定对在所述接收机时间跨度的开始处是否存在短序列(s[n])进行指示的第二度量(175)的值，其中，所述检测阈值被设置为等于所述第二度量(175)的值。
20.根据权利要求19所述的前导码接收机(101b、101d)，其中，所述早到达检测器(204b)还被布置为：基于对在与所述第二预定位置相应的FFT窗口之后的FFT窗口的FFT处理，确定所述第二度量的值。
21.根据权利要求17-20中任一项所述的前导码接收机(101b、101f)，还包括：由从1到D的变量来编索引的数量为D的后到达检测器(172c、172d、172e)，其中，所述D个后到达检测器(172c、172d、172e)中的每个后到达检测器被布置为确定对在具有索引f＝F-d的相应FFT窗口处是否存在短序列(s[n])进行指示的相应度量值，所述前导码序列偏移检测器(172)被布置为：基于由多个后到达检测器(172c、172d、172e)确定的相应度量值相对于所述检测阈值的比较结果，确定所述前导码序列的到达时间。
22.一种网络节点(201)，包括通信接口(204)和根据权利要求16-21中任一项所述的前导码接收机(101a、101b、101c、101d、101e、101f、101g)。
23.一种前导码发射机与接收机系统(300)，包括根据权利要求11-15中任一项所述的至少一个无线设备(102)以及根据权利要求16-21中任一项所述的至少一个前导码接收机(101)。
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