CN106452032A - 抑制电力电子变换器短路电流冲击的电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种抑制电力电子变换器短路电流冲击的电路及其控制方法。本发明采用输出电压前馈的控制方式，将功率级电路的输出电压作为前馈信号，经过比例环节后与电流误差信号相加共同作为调制信号，调制信号与三角载波交截得到PWM信号以驱动主功率开关管。正常工作时，调制信号由输出电压前馈信号和电流误差信号两部分构成，且输出电压前馈信号为主要成分；当变换器的负载短路时，输出电压接近0，调制信号等于电流误差信号。通过合理设置输出电压前馈系数，保证电流误差信号在变换器负载短路前后基本保持不变，旁路PI补偿网络的延时影响，使得短路瞬间主功率开关管的占空比即时修正，有效抑制了短路瞬间的电流冲击。

Description

抑制电力电子变换器短路电流冲击的电路及其控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种抑制电力电子变换器短路电流冲击的电路及其控制方法。

背景技术

270V航空高压直流电源系统具有安全可靠、重量轻及节省电能等优点，是现阶段飞机供电系统的发展方向。为对某些机载28V用电设备供电，需要高降压比DC/DC变换器。为了提高航空电气系统的供电可靠性，相关标准要求直流变换器具有2倍额定负载电流的过载能力，并具有持续5s输出3倍额定负载电流的短路能力。

基于电压-电流双环控制的电力电子变换器，具有动态响应快、过流保护等优点。当变换器的输出侧发生短路时，电压控制器的输出电压提供最大电流的限制信号，实现短路限流。但由于PI补偿网络含有积分环节，其延时特性使得电流控制器的输出不能立即响应短路时的负载阶跃，因此在负载短路瞬间会造成很大的电流冲击，影响系统的可靠性，甚至损坏功率器件。

为了能够限制负载短路瞬间的电流冲击，实现短路输出功能，传统的控制方法是在设计变换器的控制环路时尽量提升系统的闭环截止频率，提高电流控制器的动态响应速度，从而减小短路电流冲击。但在实际应用中，为了保证变换器在全输入电压范围内和全负载范围内的稳定性，系统闭环截止频率的提升受到很大的限制；另外，提升系统闭环截止频率的方法只能在一定程度上减小短路电流冲击，系统的可靠性仍面临很大的威胁。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是针对背景技术中所涉及到的缺陷，提供一种抑制电力电子变换器短路电流冲击的电路及其控制方法。

本发明为解决上述技术问题采用于下技术方案：

一种抑制电力电子变换器短路电流冲击的电路，包括功率级电路和控制电路；

所述功率级电路中包括主功率开关管、滤波电感和滤波电容；其中，所述主功率开关管用于接收所述功率级电路的输入电压V_in，产生一高频离散电压，所述滤波电感和滤波电容用于将所述高频离散电压整形为所述功率级电路的输出电压V_O；

所述控制电路中包括电压采样电路、电压补偿电路、最大电流限制电路、电流采样电路、电流补偿电路、输出电压前馈电路、加法电路和比较电路；

所述电压采样电路的输入端输入功率级电路的输出电压，输出端和所述电压补偿电路的反向输入端相连；所述电压补偿电路的同向输入端和外部给定电压基准信号相连，输出端和所述最大电流限制电路的输入端相连；所述最大电流限制电路的输出端和所述电流补偿电路的同向输入端相连；所述电流采样电路的输入端输入功率级电路经过滤波电感滤波后的电流，输出端和所述电流补偿电路的反向输入端相连；所述电流补偿电路的输出端和所述加法电路的第一个输入端相连；所述输出电压前馈电路的输入端输入功率级电路的输出电压，输出端和所述加法电路的第二个输入端相连；所述加法电路的输出端和所述比较电路的同向输入端相连；所述比较电路的反向输入端和外部给定三角载波信号相连，输出端和所述功率级电路中主功率开关管的控制端相连；

所述电压采样电路，用于产生一表征所述功率级电路中输出电压V_O的电压采样信号v_f；

所述电压补偿电路，用于接收所述电压采样信号v_f和外部给定电压基准信号v_ref，产生一电压误差信号，所述电压误差信号表征所述电压基准信号v_ref与输电压采样信号v_f的差值；

所述最大电流限制电路，用于接收所述电压补偿电路产生的电压误差信号，产生一最大电流限制信号v_CV，同时作为所述电流补偿电路的电流基准信号；

所述电流采样电路，用于产生一表征所述功率级电路中滤波电感电流的电流采样信号i_f；

所述电流补偿电路，用于接收所述电流基准信号v_CV和所述电流采样信号i_f，产生一电流误差信号v_CA，所述电流误差信号v_CA表征所述电流基准信号v_CV与电流采样信号i_f的差值；

所述输出电压前馈电路，用于接收所述功率级电路的输出电压V_O，产生一输出电压前馈信号k·V_O；

所述加法电路，用于接收所述电流误差信号v_CA和所述输出电压前馈信号k·V_O，产生一调制信号v_e，所述调制信号v_e表征所述电流误差信号v_CA与输出电压前馈信号k·V_O的加和；

所述比较电路，用于接收所述调制信号v_e和外部给定三角载波信号V_saw，经比较产生一PWM信号用于控制所述功率级电路中主功率开关管的开关状态。

作为本发明抑制电力电子变换器短路电流冲击的电路进一步的优化方案，所述功率级电路为一独立的电力电子变换器。

作为本发明抑制电力电子变换器短路电流冲击的电路进一步的优化方案，所述功率级电路为级联系统或并联系统中的一级或一相电力电子变换器。

本发明还公开了一种基于该抑制电力电子变换器短路电流冲击电路的控制方法，所述方法包括以下步骤：

步骤1)，所述输出电压前馈电路将所述功率级电路的输出电压V_O经过比例调节器K分压后得到输出电压前馈信号k·V_O，其中，k为比例调节器K的电压前馈值；

步骤2)，所述加法电路将所述电流补偿电路输出的电流误差信号v_CA和步骤1中得到的输出电压前馈信号k·V_O相加得到调制信号v_e，其中v_e＝k·V_O+v_CA；

步骤3)，所述比较电路将步骤2)中得到的调制信号v_e与所述三角载波信号V_saw比较，得到PWM信号；

步骤4)，将步骤3)中得到的PWM信号送入所述功率级电路，以控制主功率开关管的开关状态。

作为本发明公开的抑制电力电子变换器短路电流冲击的控制方法进一步的优化方案，步骤2)中所述电流误差信号v_CA通过以下步骤得到：

步骤2.1)，所述电压补偿电路将所述电压采样电路输出的电压采样信号v_f与电压基准信号v_ref比较得到电压误差信号；

步骤2.2)，所述最大电流限制电路将步骤2.1)中得到的电压误差信号经过比例调节器K_CV分压后得到最大电流限制信号v_CV，同时作为所述电流补偿电路的电流基准信号；

步骤2.3)，所述电流补偿电路将所述电流采样电路输出的电流采样信号i_f与步骤2.2)中得到的电流基准信号v_CV比较得到电流误差信号v_CA。

本发明采用于上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

1)有效抑制了电力电子变换器短路瞬间的电流冲击，实现了短路输出功能，提高了系统的可靠性；

2)提出的控制方法不会影响原双环控制系统的稳态性能和动态性能。

应当理解，前述构思以及在下面更加详细地描述的额外构思的所有组合只要在这样的构思不相互矛盾的情况下都可以被视为本公开的发明主题的一部分。另外，所要求保护的主题的所有组合都被视为本公开的发明主题的一部分。

结合附图从下面的描述中可以更加全面地理解本发明教导的前述和其他方面、实施例和特征。本发明的其他附加方面例如示例性实施方式的特征和/或有益效果将在下面的描述中显见，或通过根据本发明教导的具体实施方式的实践中得知。

附图说明

图1为传统电压-电流双环控制的电力电子变换器的电路原理图；

图2为本发明提出的抑制电力电子变换器短路电流冲击的电路原理图；

图3为传统电压-电流双环控制的电力电子变换器在负载短路前后的工作波形；

图4为本发明提出的抑制电力电子变换器短路电流冲击的电路在负载短路前后的工作波形；

图5(a)、图5(b)分别为本发明的系统控制框图和经过等效变换后的控制框图；

图6为本发明提出的抑制电力电子变换器短路电流冲击的电路和传统电压-电流双环控制的电力电子变换器的环路增益对比图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：

图1所示为传统电压-电流双环控制的电力电子变换器的电路原理图。

本发明公开了一种抑制电力电子变换器短路电流冲击的电路，包括功率级电路和控制电路；

所述功率级电路中包括主功率开关管、滤波电感和滤波电容；其中，所述主功率开关管用于接收所述功率级电路的输入电压V_in，产生一高频离散电压，所述滤波电感和滤波电容用于将所述高频离散电压整形为所述功率级电路的输出电压V_O；

所述控制电路中包括电压采样电路、电压补偿电路、最大电流限制电路、电流采样电路、电流补偿电路、输出电压前馈电路、加法电路和比较电路；

所述电压采样电路的输入端输入功率级电路的输出电压，输出端和所述电压补偿电路的反向输入端相连；所述电压补偿电路的同向输入端和外部给定电压基准信号相连，输出端和所述最大电流限制电路的输入端相连；所述最大电流限制电路的输出端和所述电流补偿电路的同向输入端相连；所述电流采样电路的输入端输入功率级电路经过滤波电感滤波后的电流，输出端和所述电流补偿电路的反向输入端相连；所述电流补偿电路的输出端和所述加法电路的第一个输入端相连；所述输出电压前馈电路的输入端输入功率级电路的输出电压，输出端和所述加法电路的第二个输入端相连；所述加法电路的输出端和所述比较电路的同向输入端相连；所述比较电路的反向输入端和外部给定三角载波信号相连，输出端和所述功率级电路中主功率开关管的控制端相连；

所述电压采样电路，用于产生一表征所述功率级电路中输出电压V_O的电压采样信号v_f；

所述电压补偿电路，用于接收所述电压采样信号v_f和外部给定电压基准信号v_ref，产生一电压误差信号，所述电压误差信号表征所述电压基准信号v_ref与输电压采样信号v_f的差值；

所述最大电流限制电路，用于接收所述电压补偿电路产生的电压误差信号，产生一最大电流限制信号v_CV，同时作为所述电流补偿电路的电流基准信号；

所述电流采样电路，用于产生一表征所述功率级电路中滤波电感电流的电流采样信号i_f；

所述电流补偿电路，用于接收所述电流基准信号v_CV和所述电流采样信号i_f，产生一电流误差信号v_CA，所述电流误差信号v_CA表征所述电流基准信号v_CV与电流采样信号i_f的差值；

所述输出电压前馈电路，用于接收所述功率级电路的输出电压V_O，产生一输出电压前馈信号k·V_O；

所述加法电路，用于接收所述电流误差信号v_CA和所述输出电压前馈信号k·V_O，产生一调制信号v_e，所述调制信号v_e表征所述电流误差信号v_CA与输出电压前馈信号k·V_O的加和；

所述比较电路，用于接收所述调制信号v_e和外部给定三角载波信号V_saw，经比较产生一PWM信号用于控制所述功率级电路中主功率开关管的开关状态。

所述功率级电路可以是一独立的电力电子变换器，也可以是级联系统或并联系统中的一级或一相电力电子变换器。

本发明还公开了一种基于该抑制电力电子变换器短路电流冲击电路的控制方法，所述方法包括以下步骤：

步骤1)，所述输出电压前馈电路将所述功率级电路的输出电压V_O经过比例调节器K分压后得到输出电压前馈信号k·V_O，其中，k为比例调节器K的电压前馈值；

步骤2)，所述加法电路将所述电流补偿电路输出的电流误差信号v_CA和步骤1中得到的输出电压前馈信号k·V_O相加得到调制信号v_e，其中v_e＝k·V_O+v_CA；

步骤3)，所述比较电路将步骤2)中得到的调制信号v_e与所述三角载波信号V_saw比较，得到PWM信号；

步骤4)，将步骤3)中得到的PWM信号送入所述功率级电路，以控制主功率开关管的开关状态。

上述步骤2)中所述电流误差信号v_CA通过以下步骤得到：

步骤2.1)，所述电压补偿电路将所述电压采样电路输出的电压采样信号v_f与电压基准信号v_ref比较得到电压误差信号；

步骤2.2)，所述最大电流限制电路将步骤2.1)中得到的电压误差信号经过比例调节器K_CV分压后得到最大电流限制信号v_CV，同时作为所述电流补偿电路的电流基准信号；

步骤2.3)，所述电流补偿电路将所述电流采样电路输出的电流采样信号i_f与步骤2.2)中得到的电流基准信号v_CV比较得到电流误差信号v_CA。

图2为本发明提出的抑制电力电子变换器短路电流冲击的电路原理图，其中，虚线框所示的是输出电压前馈部分。与图1所示传统电压-电流双环控制的电力电子变换器相比，区别在于引入输出电压前馈电路，调制信号v_e变成输出电压前馈信号k·V_o和电流误差信号v_CA的加和，即满足：

v_e＝k·V_o+v_CA

此时主功率开关管Q的占空比D的表达式为：

当变换器在正常负载条件下工作时，输出电压V_o、输入电压V_in与主功率开关管Q的占空比D满足：

D＝f(V_in,V_o)

则调制信号v_e由输出电压前馈信号k·V_o和电流误差信号v_CA两部分构成，且输出电压前馈信号k·V_o为主要成分。此时滤波电感L_f两端的电压v_L满足伏秒平衡关系。

当变换器的输出测发生短路后，输出电压V_o接近0V，则输出电压前馈值k·V_o同时也变为0。此时调制信号v_e等于电流误差信号v_CA，变换器主功率开关管Q的占空比D约为0。则有：

v_CA＝V_sL

联立上述公式，可以得到输出电压前馈值k的表达式：

k＝f(V_saw,V_in)

图4为本发明提出的抑制电力电子变换器短路电流冲击的电路在负载短路前后的工作波形，从上至下依次为三角载波V_saw，调制信号v_e，主功率开关管Q的占空比D，滤波电感L_f两端的电压v_L以及滤波电感L_f的电流i_L。其中，V_sH、V_sL分别为三角载波V_saw的最大值和最小值。

结合图4可知：本发明提出的抑制电力电子变换器短路电流冲击的电路，当变换器设置的前馈比例系数满足上述公式时，在变换器短路前后，电流误差信号v_CA基本保持不变。而输出电压前馈信号k·V_o在变换器短路后快速降为0，那么调制信号v_e在负载短路后发生骤变，旁路PI补偿网络的延时影响，使得主功率开关管Q占空比D由原来的稳态值即时修正为短路时稳态值0。占空比的即时修正可以保证滤波电感L_f两端电压v_L的平均值基本为0，即满足伏秒平衡。这样一方面有效抑制了如图3所示的短路瞬间由于电感单向磁化导致的电流冲击，实现了短路输出功能，提高了系统的可靠性；另一方面减少了两个稳态之间切换的暂态时间，改善了输出侧短路瞬间的性能。

图3为传统电压-电流双环控制的电力电子变换器在负载短路前后的工作波形，从上至下依次为三角载波V_saw，电流误差信号v_CA，主功率开关管Q的占空比D，滤波电感L_f两端的电压v_L以及滤波电感L_f的电流i_L。其中，V_sH、V_sL分别为三角载波V_saw的最大值和最小值。

为了说明所提出的控制方法不会影响原双环控制系统的稳态性能和动态性能，现简要分析如下：

图5(a)、图5(b)分别为本发明的系统控制框图和经过等效变换后的控制框图，虚线框所示的是输出电压前馈环节，其中：G_ud(s)、G_id(s)分别为主功率开关管Q的占空比对输出电压滤波电感电流的传递函数；G_v(s)、G_i(s)分别为电压调节器、电流调节器的传递函数；H_v(s)、H_i(s)分别为输出电压电感电流的采样系数；K为输出电压前馈系数；F_m(s)为调制器的传递函数；为输出电压的参考信号。

根据图5(b)，传统电压-电流双环控制的电力电子变换器的电流环的环路增益T_i(s)为：

T_i(s)＝H_i(s)G_i(s)F_m(s)G_id(s)

电流环开环时电压环的环路增益T(s)为：

T(s)＝K_CVH_v(s)G_v(s)[1+G_i(s)]F_m(s)G_ud(s)

电流环闭环时电压环的环路增益T_v(s)为：

对于本发明提出的抑制电力电子变换器短路电流冲击的电路，引入输出电压前馈后电流环闭环时电压环的环路增益T_v1(s)为：

将所述电力电子变换器的G_ud(s)、G_id(s)、F_m(s)＝1/V_saw以及经过设计的比列环节K_CV、H_v(s)、H_i(s)和补偿环节G_v(s)、G_i(s)分别代入上述公式中，得到引入输出电压前馈前后系统的环路增益，如图6所示，图中实线是传统电压-电流双环控制的电力电子变换器的环路增益，虚线是本发明提出的抑制电力电子变换器短路电流冲击的电路的环路增益。可以看出，引入输出电压前馈前后，系统的环路增益曲线基本重合，即提出的控制方法不会影响原双环控制系统的稳态性能和动态性能。

本技术领域技术人员可以理解的是，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种抑制电力电子变换器短路电流冲击的电路，其特征在于，包括功率级电路和控制电路；

所述功率级电路中包括主功率开关管、滤波电感和滤波电容；其中，所述主功率开关管用于接收所述功率级电路的输入电压V_in，产生一高频离散电压，所述滤波电感和滤波电容用于将所述高频离散电压整形为所述功率级电路的输出电压V_O；

所述控制电路中包括电压采样电路、电压补偿电路、最大电流限制电路、电流采样电路、电流补偿电路、输出电压前馈电路、加法电路和比较电路；

所述电压采样电路的输入端输入功率级电路的输出电压，输出端和所述电压补偿电路的反向输入端相连；所述电压补偿电路的同向输入端和外部给定电压基准信号相连，输出端和所述最大电流限制电路的输入端相连；所述最大电流限制电路的输出端和所述电流补偿电路的同向输入端相连；所述电流采样电路的输入端输入功率级电路经过滤波电感滤波后的电流，输出端和所述电流补偿电路的反向输入端相连；所述电流补偿电路的输出端和所述加法电路的第一个输入端相连；所述输出电压前馈电路的输入端输入功率级电路的输出电压，输出端和所述加法电路的第二个输入端相连；所述加法电路的输出端和所述比较电路的同向输入端相连；所述比较电路的反向输入端和外部给定三角载波信号相连，输出端和所述功率级电路中主功率开关管的控制端相连；

所述电压采样电路，用于产生一表征所述功率级电路中输出电压V_O的电压采样信号v_f；

所述电压补偿电路，用于接收所述电压采样信号v_f和外部给定电压基准信号v_ref，产生一电压误差信号，所述电压误差信号表征所述电压基准信号v_ref与输电压采样信号v_f的差值；

所述最大电流限制电路，用于接收所述电压补偿电路产生的电压误差信号，产生一最大电流限制信号v_CV，同时作为所述电流补偿电路的电流基准信号；

所述电流采样电路，用于产生一表征所述功率级电路中滤波电感电流的电流采样信号i_f；

所述电流补偿电路，用于接收所述电流基准信号v_CV和所述电流采样信号i_f，产生一电流误差信号v_CA，所述电流误差信号v_CA表征所述电流基准信号v_CV与电流采样信号i_f的差值；

所述输出电压前馈电路，用于接收所述功率级电路的输出电压V_O，产生一输出电压前馈信号k·V_O；

所述加法电路，用于接收所述电流误差信号v_CA和所述输出电压前馈信号k·V_O，产生一调制信号v_e，所述调制信号v_e表征所述电流误差信号v_CA与输出电压前馈信号k·V_O的加和；

所述比较电路，用于接收所述调制信号v_e和外部给定三角载波信号V_saw，经比较产生一PWM信号用于控制所述功率级电路中主功率开关管的开关状态。

2.根据权利要求1所述的抑制电力电子变换器短路电流冲击的电路，其特征在于，所述功率级电路为一独立的电力电子变换器。

3.根据权利要求1所述的抑制电力电子变换器短路电流冲击的电路，其特征在于，所述功率级电路为级联系统或并联系统中的一级或一相电力电子变换器。

4.根据权利要求1至3任一权利要求所述的抑制电力电子变换器短路电流冲击电路的控制方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

步骤1)，所述输出电压前馈电路将所述功率级电路的输出电压V_O经过比例调节器K分压后得到输出电压前馈信号k·V_O，其中，k为比例调节器K的电压前馈值；

步骤2)，所述加法电路将所述电流补偿电路输出的电流误差信号v_CA和步骤1中得到的输出电压前馈信号k·V_O相加得到调制信号v_e，其中v_e＝k·V_O+v_CA；

步骤3)，所述比较电路将步骤2)中得到的调制信号v_e与所述三角载波信号V_saw比较，得到PWM信号；

步骤4)，将步骤3)中得到的PWM信号送入所述功率级电路，以控制主功率开关管的开关状态。

5.根据权利要求4所述的抑制电力电子变换器短路电流冲击的控制方法，其特征在于，步骤2)中所述电流误差信号v_CA通过以下步骤得到：

步骤2.1)，所述电压补偿电路将所述电压采样电路输出的电压采样信号v_f与电压基准信号v_ref比较得到电压误差信号；

步骤2.2)，所述最大电流限制电路将步骤2.1)中得到的电压误差信号经过比例调节器K_CV分压后得到最大电流限制信号v_CV，同时作为所述电流补偿电路的电流基准信号；

步骤2.3)，所述电流补偿电路将所述电流采样电路输出的电流采样信号i_f与步骤2.2)中得到的电流基准信号v_CV比较得到电流误差信号v_CA。