CN106787622A - 一种电压采样方法及电压采样电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种电压采样方法及电压采样电路，改变现有的直接连接控制电路或控制IC的误差放大器的输出端以采样其输出电压的方式，电压采样电路的输出端作为电压采样点进行电压采样，输出采样后的电压，为后级电路提供一个更稳定的电压。与现有的直接连接控制电路或控制IC的误差放大器的输出端以采样其输出电压的方式相比，本发明具有对变换器的控制环路无干扰，提高变换器工作的稳定性，采样后的电压携带的干扰杂波少，采样电路简单可靠，成本低廉，占用电路板空间小等优点。

Description

一种电压采样方法及电压采样电路

技术领域

本发明涉及开关变换器领域，特别涉及开关变换器中反馈电压的采样方法及电压采样电路。

背景技术

电源是各种电子设备的心脏，是电子设备不可或缺的一部分，开关电源(也称为开关变换器)在电源技术中占有重要地位，现代电源大都采用开关电源技术，其具有变换效率高、体积小、动态响应速度快等优点。

现有开关变换器的电路结构框图如图1-1所示，输入电压Vin通过功率变换电路进行功率传输和电压变换后形成输出电压Vo，功率变换电路主要由功率开关器件(如三极管或MOS管)、二极管、电感、电容和变压器连接组成；为了使开关变换器的输出电压稳定，需要使用控制电路或控制IC对变换器进行闭环控制，而控制电路或控制IC通常会通过两个采样电阻Rf1和Rf2对变换器的输出电压Vo进行采样并得到反馈电压VFB，VFB输入到控制电路或控制IC内部的误差放大器的反向输入端，并与连接至误差放大器同相输入端的基准电压Vref进行比较，然后将比较后的误差电压进行放大处理后从误差放大器的输出端Comp输出并形成电压信号Vc，然后将Vc输入给PWM调制器，PWM调制器将接收到的电压信号Vc与斜坡电压Vcs进行比较后形成PWM信号，以驱动功率变换电路中的开关器件的导通与关断，并调节开关器件的驱动占空比，从而维持输出电压的稳定。

开关变换器作为闭环控制系统，误差放大器(Error Ampl ifi er，简称为EA)也称为误差比较放大器，其输出端Comp通常被引出至控制电路或控制IC的外部，以便对开关变换器进行环路补偿控制，使变换器对各种扰动都能够快速响应，从而能够高效、稳定、可靠地工作。误差放大器对输出电压进行采样、比较和误差放大后，其输出电压Vc能够反映因变换器的输入电压或输出负载的变化导致的变换器的输出电压Vo的变化，所以常常会从Comp端采样以输出给其他的控制电路或保护电路，以实现各种控制或保护功能。但是，直接采样误差放大器的输出端电压时，通常会改变其阻抗特性甚至引入干扰信号，从而对变换器的环路产生干扰，导致变换器工作不稳定、环路响应速度变慢，甚至引起输出电压抖动等，使变换器的可靠性降低。

现有的一种较为简单的采样输出负载的方式如图1-2所示，在变换器输出负极与功率变换电路之间串接一只采样电阻Rs1，以将变换器输出负载的变化量转化为电压变化量VRs1，VRs1即采样电阻Rs1两端的电压，其数值为负值，即VRs1＜0；VRs1输入给一个运算放大器的反向输入端，运算放大器简称为运放，其同相输入端通过电阻Rs2接变换器的输出负极，则运放的的同相输入端电压始终为零，运放的输出端输出采样电压Vs1，若变换器的输出负载增加或减轻，则Vs1将随之增大或减小；在需要原副边隔离的变换器中，Vs1可以通过隔离电路(如光耦隔离、磁隔离等)的隔离传输后反馈到变换器的原边形成另一采样电压Vs2；不论是Vs1还是Vs2，都可以输出给某一控制电路或保护电路，以实现开关变换器的各种控制或保护功能。但这种采样方式存在的问题是，因采样电阻Rs1直接串接在变换器的输出负极走线中，在变换器的输出负载较重时Rs1引起的损耗急剧增加，发热严重，可靠性下降；例如，若Rs1取值为10mΩ，变换器的输出负载Io为10A时，电阻Rs1引起的损耗PRs1＝Io²×Rs1＝10×10×0.01W＝1W，则Rs1需要使用功率和体积较大的精密电阻，即便如此，其发热也会非常严重，并且造成的损耗可能难以接受。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种电压采样方法及电压采样电路，不仅电路简单、成本低廉，还可有效抑制因采样误差放大器的输出端电压而带来的环路不稳定的问题，从而使变换器稳定可靠地工作。

为了实现以上目的，本发明通过以下技术方案来实现：

本发明的第一个目的是：提供一种电压采样方法，其特征在于：使用一种电压采样电路，所述的电压采样电路的输出端作为电压采样点进行电压采样，改变现有的直接连接控制电路或控制IC的误差放大器的输出端以采样其输出电压的方式，可以使采样后的电压携带的干扰杂波减少，对变换器的控制环路无干扰，并提高变换器的稳定性。

优选的，所述的一种电压采样电路包括由第一电阻和第一电容串联后组成的第一RC串联支路，所述的电压采样点为第一RC串联支路的串联节点。

优选的，所述的一种电压采样电路包括至少两路RC串联支路，每一路RC串联支路均由电阻和电容串联组成，第二RC串联支路并联在第一电容的两端，第三RC串联支路并联在第二电容的两端，依此类推，最后一路RC串联支路的串联节点作为所述的电压采样点。

本发明的另一个目的是：提供一种电压采样电路，其特征在于：所述的电压采样电路包括由第一电阻和第一电容组成的第一RC串联支路，第一电阻的一端作为电压采样电路的输入端，第一电阻的另一端与第一电容的一端串联，第一电容的另一端接地；第一电阻与第一电容的串联节点作为电压采样电路的输出端，并作为电压采样点，输出采样后的电压。

优选的，一种电压采样电路，包括至少两路RC串联支路，每一路RC串联支路均由电阻和电容串联组成；第二RC串联支路由第二电阻与第二电容串联组成，第二电阻的一端作为第二RC串联支路的输入端连接到第一RC串联支路的串联节点，第二电阻的另一端与第二电容的一端串联，第二电容的另一端接地；第三RC串联支路由第三电阻与第三电容串联组成，第三电阻的一端作为第三RC串联支路的输入端连接到第二RC串联支路的串联节点，第三电阻的另一端与第三电容的一端串联，第三电容的另一端接地；依此类推，最后一路RC串联支路的串联节点作为电压采样电路的输出端，并作为电压采样点，输出采样后的电压。

与现有的直接连接控制电路或控制IC的误差放大器的输出端以采样其输出电压的方式相比，本发明具有如下有益效果：

(1)对变换器的控制环路无干扰，提高变换器工作的稳定性；

(2)采样后的电压携带的干扰杂波少；

(3)采样电路简单可靠，成本低廉，占用电路板空间小。

附图说明

图1-1为现有开关变换器的电路结构框图；

图1-2为现有输出负载采样电路的原理框图；

图2-1为本发明第一实施例的电路原理图；

图2-2为本发明第二实施例的电路原理图；

图2-3为本发明第三实施例的电路原理图；

图3-1为本发明所述的电压采样电路应用的电路原理图之一；

图3-2为本发明所述的电压采样电路应用的电路原理图之二；

图3-3为本发明所述的电压采样电路应用的电路原理图之三；

图4-1为本发明一种电压采样电路的等效原理图之一。

图4-2为本发明一种电压采样电路的等效原理图之二。

具体实施方式

第一实施例

图2-1示出了本发明第一实施例的电路原理图，虚线框201部分电路为本发明电压采样电路，用于采样误差放大器EA的输出电压。包括第一电阻R1和第一电容C1组成的串联电路，R1的一端作为电压采样电路的输入端，R1的另一端与C1的一端串联，C1的另一端接输出地；R1与C1的串联节点作为电压采样电路的输出端，并作为电压采样点，输出采样后的稳定电压以输出给后级电路。使用该采样电路进行采样的方法为：以R1与C1的串联节点作为电压采样点，可以减少因直接采样误差放大器EA的输出电压而携带的干扰杂波，对变换器的控制环路无干扰，提高变换器的稳定性。

本发明第一实施例中，Vo+和Vo-分别为开关变换器的输出正极和输出负极(或输出地)，误差放大器EA通过采样电阻Rf11和Rf12对开关变换器的输出电压Vo进行采样后形成反馈电压VFB，VFB输入给EA的反相输入端FB，并与连接至EA的同相输入端的基准电压Vref通过EA进行比较和误差放大，然后从EA的输出端Comp输出控制电压Vc；Vc输入给PWM调制器，与输入给PWM调制器的斜坡电压Vcs进行比较后形成PWM信号，PWM信号用于驱动开关变换器中开关管的开通与关断；第一电阻R1和第一电容C1串联连接后组成第一RC串联支路，第一RC串联支路构成开关变换器的环路补偿电路，用于调节开关变换器的控制环路并维持变换器的工作稳定性。需要说明的是，误差放大器EA的输出电压Vc可反映输出电压的变化，例如，当变换器的输出负载减轻导致输出电压升高时，VFB升高，Vc减小；反之，当变换器的输出负载增加导致输出电压降低时，VFB降低，Vc升高；正因如此，误差放大器EA的输出端Comp常被用于直接连接其他电路，用以实现某一项或多项控制功能。

本实施例中，R1和C1的串联连接节点为电压采样点，并且作为本发明电压采样电路的输出端，输出第一采样电压Vc1，Vc1也是本实施例图2-1所示的电压采样电路中采样后的电压，Vc1可输出给控制电路或保护电路，以实现某一控制功能或保护功能。采用本发明第一实施例中的电压采样电路后，Vc1同样可反映输出电压的变化，并且Vc1≈Vc。值得说明的是，因PWM调制器中含有高频杂波或噪音(例如PWM信号耦合至Comp端的高频谐波分量)，所以直接将Comp端与其他控制电路相连接后，同样会向其他控制电路引入高频杂波或噪音，这些高频杂波或噪音会对与Comp端直接相连接的控制电路产生干扰，导致控制电路误触发甚至失控；此外，与Comp端直接相连接的控制电路(如比较器或运放)会从Comp端抽走或灌入电流，并且，若这些控制电路中存在高频信号(如开关管的开关信号等)，则会反过来干扰Comp端的电压Vc，使Vc不稳定甚至严重抖动，从而导致PWM调制器误触发和开关变换器的整个控制环路不稳定，并导致变换器的输出电压纹波增大并产生抖动，变换器输出电压的抖动又进一步导致Vc不稳定，这些都会导致开关变换器的工作稳定性和可靠性严重下降。而采用本发明第一实施例中的电压采样电路则可避免这些问题，原因是，将电阻R1和电容C1的串联连接节点作为电压采样电路的输出端，输出第一采样电压Vc1，然后将Vc1连接至其他控制电路，若其他控制电路中的高频电压/电流信号使得采样后的电压Vc1产生扰动，则此扰动信号会在电阻R1、电容C1构成的等效滤波电路中被很快消除，而不会影响到Vc和变换器的整个控制环路；此外，Vc含有的高频干扰信号通过第一RC串联支路时会被衰减，原理是，Comp端出现的干扰信号传递至电压采样电路的输出端时，相当于经过了一级RC滤波，最终干扰信号被滤除，从而保证采样后的电压信号的稳定性。

第二实施例

图2-2示出了本发明第二实施例的第电路原理图，虚线框202部分电路为本发明电压采样电路。图2-2与图2-1所示电路相比，不同之处在于，在电容C1的两端并联了第二RC串联支路，所述的第二RC串联支路包括第二电阻R2和第二电容C2，R2的一端连接R1与C1的连接点，R2的另一端连接C2的一端，C2的另一端连接输出负极，R2与C2的串联连接节点作为电压采样电路的输出端，输出第二采样电压Vc2，Vc2同时也是图2-2所示电压采样电路中采样后的电压，而且，Vc2≈Vc1≈Vc。

需要说明的是，与虚线框201所示电路相比，虚线框202所示电路具有更优的实施效果，即在电容C1两端并联第二RC串联支路后，若与Vc2连接的电路中高频电压/电流信号使得采样后的电压Vc2产生扰动，则此扰动信号会在电阻R2、电容C2和C1构成的回路中被很快消除，而不会影响到Comp端电压Vc和变换器的整个控制环路的稳定性；当Vc含有的高频干扰信号通过本发明的电压采样电路向其他控制电路传输时，则此高频干扰信号会通过第一RC串联支路和第二RC串联支路被衰减，如图4-1所示，Comp端出现的干扰信号传递至本发明电压采样电路的输出端时，相当于经过了两级RC滤波，最终干扰信号被滤除，从而保证采样后的电压信号的稳定性。

本实施例在第一实施例的基础上增加一只电阻R2和一只电容C2，即可极大地提高采样电压的稳定性，并且这种采样电路对变换器的控制环路无干扰，可提高变换器的稳定性；且因采样电路滤除了误差放大器携带的高频干扰杂波信号，故采样后的电压更加“干净”，避免了对与采样电路直接相连接的其他电路产生干扰，同样也避免了误差放大器的输出电压Vc被其他电路干扰；本发明电压采样电路通常使用贴片式电阻和贴片式陶瓷电容，采样电路简单可靠，成本极低，占用PCB空间很小。

第三实施例

图2-3示出了本发明第三实施例的电路原理图，虚线框203部分电路为本发明电压采样电路。图2-3与图2-2所示电路相比，不同之处在于，在电容C2的两端并联了第三RC串联支路，所述的第三RC串联支路包括第三电阻R3和第三电容C3，R3的一端连接R2与C2的连接点，R3的另一端连接C3的一端，C3的另一端连接输出负极，R3与C3的串联连接点作为电压采样电路的输出端，输出采样电压Vc3，而且，Vc3≈Vc2≈Vc1≈Vc。与虚线框202所示电路相比，虚线框203所示电路的不同之处仅在于，将第二采样电压Vc2再通过一级RC回路后输出第三采样电压Vc3，Vc3同时作为电压采样电路的输出电压，如图4-2所示，误差放大器的输出端电压Vc通过图2-3所示的电压采样电路输出第三采样电压Vc3后，相当于经过了三级RC滤波，与Vc相比，Vc3更为“干净”，几乎不携带任何高频杂波或高频噪声，图2-3所示电路与图2-2所示电路的实施效果完全相同。

以下是本发明所述的一种电压采样电路的另一种应用。

图3-1示出了本发明第一实施例中所述的电压采样电路的另一种应用的电路原理图，虚线框301部分电路为本发明电压采样电路，用于采样误差放大器EA的输出电压(同时也是光耦OC1的第4引脚的电压)。

图3-1中，Vo+和Vo-分别为开关变换器的输出正极和输出负极(或输出地)，可调稳压器TL431通过采样电阻Rf21和Rf22对开关变换器的输出电压Vo进行采样后输出给TL431的可调端，并与TL431内部的基准电压Vref2进行比较和误差放大；可调稳压器TL431的阴极与光耦OC1、电阻Roc串联后连接至输出正极Vo+；变换器的输出电压Vo的变化导致TL431的阴极电压发生变化，从而使光耦OC1的原边电流(即通过光耦内部的发光二极管的电流)发生变化，进而导致光耦的副边电流(即通过光耦内部的光敏三极管的集电极电流)发生变化，变换器的控制电路或控制IC中的误差放大器的输出端Comp连接至光耦OC1内部光敏三极管的集电极(即光耦OC1的第4引脚)，所以Comp端电压Vc也会因变换器的输出电压的变化而变化；Vc输入给PWM调制器，与输入给PWM调制器的斜坡电压Vcs进行比较后输出PWM信号，PWM信号用于驱动开关变换器中开关管的开通与关断，所以Vc的变化会导致PWM信号的占空比发生变化，从而调节开关管的导通时间以维持变换器输出电压Vo的稳定。例如，当开关变换器的输出负载减轻导致其输出电压Vo升高时，采样电阻Rf22两端的电压升高，则可调稳压器TL431的阴极电压降低，通过光耦OC1的原边电流增大，则通过光耦OC1的副边电流也增大，则流过电阻R1的电流减小，从而导致开关变换器的控制电路或控制IC中的误差放大器的输出端(即Comp端)电压Vc降低；同理，当开关变换器的输出负载加重导致其输出电压Vo降低时，Vc升高。因误差放大器的输出端Comp的电压Vc能够反映开关变换器输出电压Vo的变化，所以，Comp常常被用于直接连接其他电路，用以实现某一项或多项控制功能。

图3-1所示电路中，第一电阻R1和第一电容C1串联连接后组成第一RC串联支路，第一RC串联支路、电阻R201、Rf21和电容C201构成开关变换器的环路补偿电路，用于调节开关变换器的控制环路并维持变换器的工作稳定性。本实施例中，R1和C1的串联连接点作为本发明电压采样电路的输出端，输出第一采样电压Vc1，Vc1也是本实施例图3-1所示的电压采样电路中采样后的电压，Vc1可输出给控制电路或保护电路，以实现某一控制功能或保护功能。采用本发明第二实施例中的电压采样电路后，Vc1同样可反映输出电压的变化，并且Vc1≈Vc。值得说明的是，因PWM调制器中含有高频杂波或噪音(例如PWM信号耦合至Comp端的高频谐波分量)，所以直接将Comp端与其他控制电路相连接后，同样会向其他控制电路引入高频杂波或噪音，这些高频杂波或噪音会对与Comp端直接相连接的控制电路产生干扰，导致控制电路误触发甚至失控；此外，与Comp端直接相连接的控制电路(如比较器或运放)会从Comp端抽走或灌入电流，并且，若这些控制电路中存在高频信号(如开关管的开关信号等)，则会反过来干扰Comp端的电压Vc，使Vc不稳定甚至严重抖动，从而导致PWM调制器误触发和开关变换器的整个控制环路不稳定，并导致变换器的输出电压纹波增大并产生抖动，变换器的输出电压的抖动又进一步导致Vc不稳定，这些都会导致开关变换器的工作稳定性和可靠性严重下降。而采用本发明第二实施例中的电压采样电路则可避免这些问题，原因是，将电阻R1和电容C1的串联连接节点作为电压采样电路的输出端，输出第一采样电压Vc1，然后将Vc1连接至其他控制电路，若其他控制电路中的高频电压/电流信号使得采样后的电压Vc1产生扰动，则此扰动信号会在电阻R1、电容C1构成的等效滤波电路中被很快消除，而不会影响到Vc和变换器的整个控制环路；此外，Vc含有的高频干扰信号通过第一RC串联支路时会被衰减，原理是，Comp端出现的干扰信号传递至电压采样电路的输出端时，相当于经过了一级RC滤波，最终干扰信号被滤除，从而保证采样后的电压信号的稳定性。

图3-2示出了本发明第二实施例中所述的电压采样电路的另一种应用的电路原理图，虚线框302部分电路为本发明电压采样电路。图3-2与图3-1所示电路相比，不同之处在于，在电容C1的两端并联了第二RC串联支路，所述的第二RC串联支路包括第二电阻R2和第二电容C2，R2的一端连接R1与C1的连接点，R2的另一端连接C2的一端，C2的另一端连接变换器的输入负极，R2与C2的串联连接点作为电压采样电路的输出端，输出第二采样电压Vc2，Vc2同时也是图3-2所示电压采样电路中采样后的电压，而且，Vc2≈Vc1≈Vc。

需要说明的是，与虚线框301所示电路相比，虚线框302所示电路具有更优的实施效果，即在电容C1两端并联第二RC串联支路后，若与Vc2连接的电路中的高频电压/电流信号使得采样后的电压Vc2产生扰动，则此扰动信号会在电阻R2、电容C2和C1构成的回路中被很快消除，而不会影响到Comp端电压Vc和变换器的整个控制环路的稳定性；当Vc含有的高频干扰信号通过本发明的电压采样电路向其他控制电路传输时，则此高频干扰信号会通过第一RC串联支路和第二RC串联支路被衰减，如图4-1所示，Comp端出现的干扰信号传递至本发明电压采样电路的输出端时，相当于经过了两级RC滤波，最终干扰信号被滤除，从而保证采样后的电压信号的稳定性。

本发明第二实施例中图3-2所示的电压采样电路只需在获得采样电压Vc1的方式的基础上增加一只电阻R2和一只电容C2，即可极大地提高采样电压的稳定性，并且这种采样电路对变换器的控制环路无干扰，可提高变换器的稳定性；因采样电路滤除了误差放大器携带的高频干扰杂波信号，故采样后的电压更加“干净”，避免了对与采样电路直接相连接的其他电路产生干扰，同样也避免了误差放大器的输出电压Vc被其他电路干扰；本发明电压采样电路通常使用贴片式电阻和贴片式陶瓷电容，采样电路简单可靠，成本极低，占用PCB空间很小。

图3-3示出了本发明第三实施例中所述的电压采样电路的另一种应用的电路原理图，虚线框303部分电路为本发明电压采样电路。图3-3与图3-2所示电路相比，不同之处在于，在电容C2的两端并联了第三RC串联支路，所述的第三RC串联支路包括第三电阻R3和第三电容C3，R3的一端连接R2与C2的连接点，R3的另一端连接C3的一端，C3的另一端连接变换器的输入负极，R3与C3的串联连接点作为电压采样电路的输出端，输出第三采样电压Vc3，而且，Vc3≈Vc2≈Vc1≈Vc。与虚线框302所示电路相比，虚线框303所示电路的不同之处仅在于，将第二采样电压Vc2再通过一级RC回路后输出第三采样电压Vc3，Vc3同时作为电压采样电路的输出电压，如图4-2所示，误差放大器的输出端电压Vc通过本发明图3-3所示的电压采样电路形成第三采样电压Vc3后，相当于经过了三级RC滤波，与Vc相比，Vc3更为“干净”，几乎不携带任何高频杂波或高频噪声，图3-3所示电路与图3-2所示电路的实施效果完全相同。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，例如，在第三RC串联支路中电容的两端并联第四RC串联支路，并从第四RC串联支路中的电阻与电容的串联连接点输出电压采样信号以输出给其他电路等；这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (5)

1.一种电压采样方法，其特征在于：使用一种电压采样电路，所述的电压采样电路的输出端作为电压采样点进行电压采样，改变现有的直接连接控制电路或控制IC的误差放大器的输出端采样输出电压的方式，可以使采样后的电压携带的干扰杂波减少，对变换器的控制环路无干扰，并提高变换器的工作稳定性。

2.根据权利要求1所述的一种电压采样方法，其特征在于：所述的一种电压采样电路包括由第一电阻和第一电容串联后组成的第一RC串联支路，所述的电压采样点为第一RC串联支路的串联节点。

3.根据权利要求2所述的一种电压采样方法，其特征在于：所述的一种电压采样电路包括至少两路RC串联支路，每一路RC串联支路均由电阻和电容串联组成，第二RC串联支路并联在第一RC串联支路中的第一电容两端，第三RC串联支路并联在第二RC串联支路中的第二电容两端，依此类推，最后一路RC串联支路的串联节点作为所述的电压采样点。

4.一种电压采样电路，其特征在于：包括由第一电阻和第一电容组成的第一RC串联支路，第一电阻的一端作为电压采样电路的输入端，第一电阻的另一端与第一电容的一端串联，第一电容的另一端接地；第一电阻与第一电容的串联节点作为电压采样电路的输出端，并作为电压采样点，输出采样后的电压。

5.根据权利要求4所述的一种电压采样电路，其特征在于：所述的电压采样电路包括至少两路RC串联支路，每一路RC串联支路均由电阻和电容串联组成；第二RC串联支路由第二电阻与第二电容串联组成，第二电阻的一端作为第二RC串联支路的输入端连接到第一RC串联支路的串联节点，第二电阻的另一端与第二电容的一端串联，第二电容的另一端接地；第三RC串联支路由第三电阻与第三电容串联组成，第三电阻的一端作为第三RC串联支路的输入端连接到第二RC串联支路的串联节点，第三电阻的另一端与第三电容的一端串联，第三电容的另一端接地；依此类推，最后一路RC串联支路的串联节点作为电压采样电路的输出端，并作为电压采样点，输出采样后的电压。