CN106416168A

CN106416168A - 一种信号处理方法及装置

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Publication number: CN106416168A
Application number: CN201480073837.7A
Authority: CN
Inventors: 陈特彦; 刘晟; 程宏
Original assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Current assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Priority date: 2014-05-09
Filing date: 2014-05-09
Publication date: 2017-02-15
Anticipated expiration: 2034-05-09
Also published as: US10193684B2; WO2015168941A1; US20170063518A1; CN106416168B

Abstract

本发明公开了一种信号处理方法及装置，涉及通信领域，能在通信系统存在IQ不平衡时实现自干扰抵消。具体方案为：信号处理装置获取数字基带参考信号、自干扰参考信号和频域基带信号；参照数字基带参考信号获得互为镜像的基本参考信号和镜像参考信号；参照基本参考信号、镜像参考信号和自干扰参考信号，估算第一综合响应的估算值和第二综合响应的估算值；参照第一综合响应的估算值、第二综合响应的估算值、基本参考信号和镜像参考信号来计算自干扰信号，以便于所述信号处理装置对所述频域基带信号进行自干扰抵消。本发明用于信号处理。

Description

一种信号处理方法及装置技术领域本发明涉及通信领域，尤其涉及一种信号处理方法及装置。背景技术

在移动蜂窝通信系统、无线局域网（ Wireless Local Area Network , WLAN )、固定无线接入 ( Fixed Wireless Access , FWA ) 等无线通信系统中，基站 ( Base Station, B S ) 或接入点（ Access Point, AP )、中继站（ Relay Station, RS ) 以及用户设备 ( User Equipment, UE ) 等通信节点通常具有发射自身信号和接收其它通信节点信号的能力。由于无线信号在无线信道中的衰减非常大，与自身的发射信号相比，来自通信对端的信号到达接收端时信号已非常微弱，例如，移动蜂窝通信系统中一个通信节点的收发信号功率差达到 80dB- 140dB甚至更大，因此，为了避免同一信号发射机和信号接收机的发射信号对接收信号的自干扰，无线信号的发送和接收通常采用不同的频段或时间段加以区分。例如，在频分双工（ Frequency Division Duplex , FDD ) 中，发送和接收使用相隔一定保护频带的不同频段进行通信，在时分双工 ( Time Division Duplex , FDD ) 中，发送和接收则使用相隔一定保护时间间隔的不同时间段进行通信，其中， FDD 系统中的保护频带和 FDD 系统中的保护时间间隔都是为了保证接收和发送之间充分地隔离，避免发送对接收造成干扰。

无线全双工技术不同于现有的 FDD或 TDD技术，可以在相同无线信道上同时进行接收与发送操作，这样理论上无线全双工技术的频谱效率是 FDD或 TDD技术的两倍。实现无线全双工的前提在于尽可能地避免、降低与消除同一信号发射机和信号接收机的发射信号对接收信号的强干扰（称为自干扰， Self-interference ) , 使之不对有用信号的正确接收造成影响。

现有无线全双工系统中，发射通道的 DAC ( Digital to Analog Converter数字模拟转换器）、上变频及功率放大，以及接收通道的低噪声放大器（ Low Noise Amplifier , LNA )、下变频及 ADC ( Analog to Digital Converter , 模拟数字转换器）等是现有信号发射机和信号接收机的中射频单元的功能模块。对发射信号造成的自干扰抵消是通过空间干扰抑制、射频前端模拟干扰抵消、数字干扰抵消等单元来完成的。在现有无线全双工系统中，模拟自干扰抵消主要是针对经过自干扰主径的干扰信号进行消除。数字干扰抵消是模拟干扰抵消的补充，对数字接收信号中残余的自干扰信号在基带进行消除。

现有的数字干扰抵消技术主要基于自干扰信号模型进行干扰重构和抵消。然而，由于受到信号发射机和信号接收机的非理想特性的影响，接收到的自干扰信号并不能完全通过理想信号模型表示进而重构和抵消。因此，现有技术的干扰抵消性能会受限于信号发射机和信号接收机的非理想特性。以存在 IQ ( in-phase quadrature , 同相正交）不平衡的情况为例，在一般的通信系统中，由 IQ 不平衡而引起的镜像干扰信号功率会比主信号功率低 20 ~ 30dB , 因此在不消除 IQ不平衡的情况下也能正常通信。然而，对于现有的无线全双工系统而言，由于接收到的自干扰信号功率要远大于通信对端发送过来的有用信号功率，在经过射频干扰抵消后，其功率差依然大于 30dB , 因此数字干扰抵消模块必须完成大于 40dB 的自干扰抵消，才能确保与通信对端的正常通信。然而现有数字干扰抵消技术并不能有效地抵消由 I Q 不平衡性所引起的镜像干扰信号，使其无法实现大于 40dB 的自干扰抵消，也就不能实现在无线全双工系统中的自干扰抵消。

现有数字干扰抵消技术无法在通信系统存在 IQ不平衡时有效的实现自干扰抵消，数字干扰抵消性能较低。

发明内容

本发明的实施例提供一种信号处理方法及装置，该信号处理方法及装置，能在通信系统存在 IQ 不平衡时实现自干扰抵消，提高数字干扰抵消性能。

为达到上述目的，本发明的实施例采用如下技术方案：

第一方面，提供一种信号处理装置，包括：获取单元，用于获取数字基带参考信号、自干扰参考信号和频域基带信号；转化单元，用于参照所述获取单元获取的所述数字基带参考信号获得基本参考信号和镜像参考信号，所述镜像参考信号为所述基本参考信号的镜像信号；估算单元，用于参照所述转化单元获得的所述基本参考信号、所述转化单元获得的所述镜像参考信号和所述获取单元获取的所述自干扰参考信号，估算第一综合响应的估算值和第二综合响应的估算值；重构单元，用于参照所述估算单元估算的所述第一综合响应的估算值、所述估算单元估算的所述第二综合响应的估算值、所述转化单元获得的所述基本参考信号和所述转化单元获得的所述镜像参考信号来计算自干扰信号，以便于所述信号处理装置对所述获取单元获取的所述频域基带信号进行自干扰抵消。结合第一方面，在第一种可能的实现方式中，所述基本参考信号包括基本频域参考信号；所述镜像参考信号包括镜像频域参考信号；所述第一综合响应包括频域的第一综合响应；所述第二综合响应包括频域的第二综合响应；所述自干扰参考信号包括频域的自干扰参考信号；

所述估算单元具体用于依据第一公式 Z(/) = (f)S(f) + H₂ (f)S* (-/) , 估算的估算值 (f)和 H₂(/)的估算值 ή f、；其中，为所述转化单元获得的所述基本频域参考信号， ^(-/) 为所述转化单元获得的所述镜像频域参考信号， z(/)为所述获取单元获取的频域的所述自干扰参考信号，为频域的所述第一综合响应，为频域的所述第一综合相应的估算值， H₂(/)为频域的所述第二综合响应， ₂(/)为频域的所述第二综合响应 H₂(/)的估算值；结合第一方面，在第二种可能的实现方式中，所述基本参考信号包括基本时域参考信号；所述镜像参考信号包括镜像时域参考信号；所述第一综合响应包括时域的第一综合响应；所述第二综合响应包括时域的第二综合响应；所述自干扰参考信号包括时域的自干扰参考信号；

所述估算单元具体用于依据第一代替式 Z(t) = Η_γ (t) ® S(t) + H₂ (t) ® S* (-0 , 估算 A (/)的估算值 H, {f)和 H₂ {f)的估算值 H₂ {f) \

其中， t)为所述转化单元获得的所述基本时域参考信号， (-t)为所述转化单元获得的所述镜像时域参考信号， Z(t)为所述获取单元获取的所述时域的自干扰参考信号， (0为时域的所述第一综合响应， H₂ (t)为时域的所述第二综合响应，其中 (/)为 H^)的傅里叶变换值， H₂ (f)为 H₂ (t)的傅里叶变换值；为 Z(0的傅里叶变换值。结合第一方面的第一种可能的实现方式，在第三种可能的实现方式中，所述估算单元包括：

第一估算子单元，用于依据第一公式 = (f)S(f) + H₂ (f)S* {- )获取第二公式 {z m + H₂(/){ m , 其中所述第二公式为所述转化单元获取的第 i帧的 ^(-/)和所述获取单元获取的第 i帧的 z(f)之间的关系表达式， (/) = S* (-/)；

第二估算子单元，用于将所述转化单元从第 i帧起获取的 N帧的 S(f) , ^(-/)和所述获取单元从第 i帧起获取的 N帧的依次代入所述第一估算子单元获取的第二公式 = , 计算出 Ν阶线性方程组 Z(/) = S(/)H(/)，其中，

z(/) = 第三估算子单元，用于依据所述第二估算子单元计算出的矩阵 Z(f)、 S(/)和 H(/)计算出表示 Z(/)、 S(/)和 ή(/)之间关系的表达式，其中， ή(/)是 Η(/)的估算值矩阵， ή(/)

H₂ (f)

第四估算子单元，用于结合所述第三估算子单元计算出的所述表示 ζ(/)、 SC 和之间关系的表达式和 Η(/) 计算出和

H₂ (f)

结合第一方面的第二种可能的实现方式，在第四种可能的实现方式中，所述估算单元包括：

第一估算子单元，用于依据第一代替式 2 ）= ）@ ( ) + ^ )@^(-0 获取第二公式 {z ^ z H^/ ^ + H /) ' (/)},. , 其中所述第二公式为所述转化单元获取的第 i帧的 ^(-/)和所述获取单元获取的第 i帧的 z(f)之间的关系表达式， S' (/) = S* (-/)；

第二估算子单元，用于将所述转化单元从第 i帧起获取的 N帧的 S(f) , ^(-/)和所述获取单元从第 i帧起获取的 N帧的依次代入所述第一估算子单元获取的第二公式 = + H₂(/){ (/)},. , 计算出 Ν阶线性方程组 Z(/) = S(/)H(/)，其中，

ζ(/) = 第三估算子单元，用于依据所述第二估算子单元计算出的矩阵 Z(f)、 S(/)和 H(/)计算出表示 Z(/)、 S(/)和 ή(/)之间关系的表达式，其 ή(/)是 H(/)的估算值矩阵 ,

H₂ (f)

第四估算子单元，用于结合所述第三估算子元计算出的所述表示 ζ(/)、 SC 和之间关系的表达式和 ή(/) 计算出和 H

结合第一方面的第三种或第四种可能的实现方式，在第五种可能的实现方式中，所述第三估算子单元具体用于将所述第二估算子单元计算出的矩阵 Z(/) 、 S(/) 和 H(/) 代入第三公式

0(/) = ^^1^(/)_8(/)11(/)|²计算出第四公式 0(/) = [S^ff(/)S(/)]- (/)ζ(/) ,

其中， s^ff (/)为 s(/)的转置共轭矩阵， ή(/) = ^Hl(f)

H₂(f) 所述第四估算子单元，具体用于结合所述第三估算子单元计算出的所述第四公式 U(f) = [S^H(f)S(f)] ^lS^H(f)Z(f)与 0(/) 计算出 H.if)

H₂(f)

和 Ασ)。

结合第一方面的第三种或第四种可能的实现方式，在第六种可能的实现方式中，所述第三估算子单元具体用于将所述第二估算子单元计算出的矩阵 Z(/) 、 S(/) 和 H(/) 代入第三代替式

H(/) = argmm∑^« -' |{Ζ(/)},· - {S(/)},.{H( 计算出第四代替式

H(/) 其中， 0</1<1

{Ζ(/)},· s^ff(/)为 s(/)的转置共

轭矩

所述第四估算子单元，具体用于结合所述第三估算子单元计算出的所述第四代替式 ή(/) 与 H_x(f)

H(/) 计算出 H_v(f) ^ H₂(f)

H₂(f) 结合第一方面或第一种至第六种可能的实现方式中的任一实现方式，在第七种可能的实现方式中，所述重构单元具体用于：依据第五公式 (/) = H_x (f)S(f) + H₂ (f)S* (-/)计算 , 以便于所述信号处理装置对所述频域基带信号进行自干扰抵消；

其中，为所述自干扰信号，为所述估算单元估算的所述第一综合相应的估算值， ₂(/)为所述估算单元估算的所述第二综合响应的估算值，为所述转化单元获得的所述基本频域参考信号， ^(-/)为所述转化单元获得的所述镜像频域参考信号。

第二方面，提供一种信号处理装置，包括：接收器、处理器、存储器及总线，其中，所述接收器、所述处理器及所述存储器通过所述总线相互连接，其中，所述接收器，用于获取数字基带参考信号、自干扰参考信号和频域基带信号；所述处理器，用于参照所述接收器获取的所述数字基带参考信号获得基本参考信号和镜像参考信号，所述镜像参考信号为所述基本参考信号的镜像信号；所述处理器还用于参照所述处理器获得的所述基本参考信号、所述处理器获得的所述镜像参考信号和所述接收器获取的所述自干扰参考信号估算第一综合响应的估算值和第二综合响应的估算值；所述处理器还用于参照所述处理器估算的所述第一综合响应的估算值、所述处理器估算的所述第二综合响应的估算值、所述处理器获得的所述基本参考信号和所述处理器获得的所述镜像参考信号来计算自干扰信号，以便于所述信号处理装置对所述接收器获取的所述频域基带信号进行自干扰抵消。结合第二方面，在第一种可能的实现方式中，所述基本参考信号包括基本频域参考信号；所述镜像参考信号包括镜像频域参考信号；所述第一综合响应包括频域的第一综合响应；所述第二综合响应包括频域的第二综合响应；所述自干扰参考信号包括频域的自干扰参考信号；

所述处理器具体用于依据第一公式 ζ(/) = (/μ(/)+ 估算出的估算值 (f)和 H₂ (/)的估算值 ή f、；

其中，为所述处理器获得的所述基本频域参考信号， ^(-/)为所述处理器获得的所述镜像频域参考信号， z(/)为所述接收器获取的频域的所述自干扰参考信号，为频域的所述第一综合响应， ή f) 为频域的所述第一综合相应 (f)的估算值， H₂ (/)为频域的所述第二综合响应，为频域的所述第二综合响应 H₂ (/)的估算值；

结合第二方面，在第二种可能的实现方式中，所述基本参考信号包括基本时域参考信号；所述镜像参考信号包括镜像时域参考信号；所述第一综合响应包括时域的第一综合响应；所述第二综合响应包括时域的第二综合响应；所述自干扰参考信号包括时域的自干扰参考信号；

所述处理器具体用于依据第一代替式 Z(t) = (t) ® S(t) + H₂ (t) ® S* (-t) , 估算出 H、U1的估算值和 H f、的估算值 ₂(/)；

其中，为所述处理器获得的所述基本时域参考信号， (-t)为所述处理器获得的所述镜像时域参考信号， Z(t)为所述接收器获取的所述时域的自干扰参考信号， H ή为时域的所述第一综合响应， H₂ (t)为时域的所述第二综合响应，其中 A (/)为 A (t)的傅里叶变换值， H₂ (f)为 H₂ (t)的傅里叶变换值； Z(/)为 Z(t)的傅里叶变换值。

结合第二方面的第一种可能的实现方式，在第三种可能的实现方式中，所述处理器具体用于依据第一公式 z / A /^ /^ + ^-/) , 估算的估算值 ή 、和 ^σ)的估算值 Ασ) , 包括：

所述处理器具体用于依据第一公式 ζ(/) = (/μ(/) + ₂ (/)^ (-/)获取第二公式 {Z(/)}_; = , 其中所述第二公式为所述处理器获取的第 i帧的、 ^(-/)和所述接收器获取的第 i帧 z(/)之间的关系表达式， S' (/) = S* (-/)；

所述处理器还用于将所述处理器从第 i帧起获取的 N帧的 S( 、、 5^-/)和所述接收器从第 i帧起获取的 N帧的 Z(/)代入所述处理器获取的第二公式 {Z(/)}, = H_l (f){S(f)}_i + H₂(f){S'(f)}_i , 计算出 Ν 阶线性方程组 Z(/) = S(/)H(/)，其中，

z(/) = 所述处理器还用于依据所述处理器计算出的矩阵 Z(/)、 S(/)和

H(/)计算出表示 z(/)、 s(/)和 ή(/)之间关系的表达式，其中， ή(/)是 Η(/)

H_x(f)

的估算值矩阵，

H₂(f)

所述处理器还用于结合所述处理器计算出的所述表示 z(/)、 s(/) 和 ή(/)之间关系的表达式和 ή(/)：计算出 Ασ)和 (/)

H₂(f) 结合第二方面的第二种可能的实现方式，在第四种可能的实现方式中，所述处理器具体用于依据第一代替式

Z(t) = H, (t) ® S(t) + H₂ (t) ® S* (-/) , 估算 A (/)的估算值 H_v (f)和 H₂ (f)的估算值 / ,(/) , 包括：

所述处理器具体用于依据第一代替式 zo H sw + H /)®^-/) 获取第二公式 {Z(f)}_i = H (/){ (/)},· + H₂ (/){ (/)},，其中所述第二公式为所述处理器获取的第 i帧的 Si 、 ^(-/)和所述接收器获取的第 i帧 Z(/)之间的关系表达式， S' (/) = S* (-/)；

所述处理器还用于将所述处理器从第 i帧起获取的 N帧的 5(/)、 ^ /)和所述接收器从第 i帧起获取的 N帧的 Z(/)代入所述处理器获取的第二公式 {Ζ(/)},·= (/){^/)},·₊ (/){ (/)},·, 计算出 Ν 阶线性方程组 Z(/) = S(/)H(/)，其中，

ζ(/) = 所述处理器还用于依据所述处理器计算出的矩阵 z(/)、 s(/)和 H(/)计算出表示 Z(/)、 S(/)和 ή(/)之间关系的表达式，其中， ή(/)是 Η(/)

H_x(f)

的估算值矩阵，

H₂(f) 所述处理器还用于结合所述处理器计算出的所述表示 Z(/)、 S(/)

H_v(f)

和 H(/)之间关系的表达式和 ή(/) 计算出和 ₂(/)

H₂(f) 结合第二方面的第三种或第四种可能的实现方式，在第五种可能的实现方式中，所述处理器具体用于将所述处理器计算出的矩阵

Z(/)、 S(/)和！！代入第三公式！^/^^^^^ ^/；^/；^计算出第四公式 ή(/) = [s^H (f)S(f)] ^ls^H (f)Z(f) , 其中， s^ff (/)为 s(/)的转置共轭矩阵，

H_v(f)

H(/)

H₂(f) 所述处理器还具体用于结合所述处理器计算出的第四公式

H_x(f)

H(/) = [S^H (f)S(f)] ¹ S^H (f)Z(f)与 ή(/) 计算出 H_v{f)^H₂{f)

H₂(f)

结合第二方面的第三种或第四种可能的实现方式，在第六种可能的实现方式中，所述处理器具体用于将所述处理器计算出的矩阵

Z(/)、 S(/)和 H(/)代入第三代替式 (/)= ^1 "- '|{Ζ(/)},·- {S(/)},{H 计算出第四代其中

0 < < 1， {Ζ(/)},· = s(/)的转置共轭矩阵， ή(/) = ^{Hl (f)}

H₂{f) 所述处理器还具体用于结合所述处理器计算出的所述第四代替式 ή(/) ∑ -' {s^ff (/)},. {S(/)}_; 计算出

(/)和

结合第二方面或第一种至第六种可能的实现方式中的任一实现方式，在第七种可能的实现方式中，所述处理器还具体用于：依据第五公式 = H, (f)S(f) + H₂ (f)S* (-/)计算 , 以便于所述信号处理装置对所述频域基带信号进行自干扰抵消；

其中，为频域的所述自干扰信号，为所述处理器估算的频域的所述第一综合相应的估算值， ₂(/)为所述处理器估算的频域的所述第二综合响应的估算值，为所述处理器获得的所述基本频域参考信号， ^(-/)为所述处理器获得的所述镜像频域参考信号。

第三方面，提供一种信号处理方法，包括：

信号处理装置获取数字基带参考信号、自干扰参考信号和频域基带信号；

所述信号处理装置参照所述数字基带参考信号获得基本参考信号和镜像参考信号，所述镜像参考信号为所述基本参考信号的镜像信号；

所述信号处理装置参照所述基本参考信号、所述镜像参考信号和所述自干扰参考信号，估算第一综合响应的估算值和第二综合响应的估算值；

所述信号处理装置参照所述第一综合响应的估算值、所述第二综合响应的估算值、所述基本参考信号和所述镜像参考信号来计算自干扰信号，以便于所述信号处理装置对所述频域基带信号进行自干扰抵消。

结合第三方面，在第一种可能的实现方式中，所述信号处理装置参照所述基本频域参考信号、所述镜像频域参考信号和所述自干扰参考信号，估算第一综合响应的估算值和第二综合响应的估算值，包括：所述基本参考信号包括基本频域参考信号；所述镜像参考信号包括镜像频域参考信号；所述第一综合响应包括频域的第一综合响应；所述第二综合响应包括频域的第二综合响应；所述自干扰参考信号包括频域的自干扰参考信号；

所述信号处理装置依据第一公式 Z(/) = (f)S(f) + H₂ (f)S* (-/) , 估算 H_x{f)的估算值 H_x {f)和 H₂ (f)的估算值 H₂ (f)；

其中，为所述基本频域参考信号， ^(-/)为所述镜像频域参考信号， Z(/)为频域的所述自干扰参考信号，为频域的所述第一综合响应，为频域的所述第一综合相应的估算值， H₂ (/)为频域的所述第二综合响应， { )为频域的所述第二综合响应 H₂ (/)的估算值。

结合第三方面，在第二种可能的实现方式中，所述信号处理装置参照所述基本频域参考信号、所述镜像频域参考信号和所述自干扰参考信号，估算第一综合响应的估算值和第二综合响应的估算值，包括：所述基本参考信号包括基本时域参考信号；所述镜像参考信号包括镜像时域参考信号；所述第一综合响应包括时域的第一综合响应；所述第二综合响应包括时域的第二综合响应；所述自干扰参考信号包括时域的自干扰参考信号；

所述信号处理装置依据第一代替式 Z(t) = H_v (t) ® S(t) + H₂ (t) ® S* (-t) , 估算 H_v(f)的估算值 H_v(f)和 H₂(f)的估算值 H₂(f)；其中，为所述基本时域参考信号，为所述镜像时域参考信号， Z(t)为所述获取单元获取的时域的所述自干扰参考信号， H ή为时域的所述第一综合响应， H₂(t)为时域的所述第二综合响应，其中 H.if 为 H^)的傅里叶变换值， H₂(/)为 H₂(t)的傅里叶变换值； Z(/)为 Z(t) 的傅里叶变换值。

结合第三方面的第一种可能的实现方式，在第三种可能的实现方式中，所述信号处理装置依据第一公式 ζ(/) = Α(/μ(/) + ^(/) (-/), 估算 Η η的估算值和 H₂ n的估算值 Ασ) , 包括：

所述信号处理装置依据第一公式 Z(/) = H^Sif) + H₂(f)S -f)获取第二公式 {Ζ(/)}'· + ₂(/) ' (/)},· , 其中所述第二公式为所述信号处理装置获取的第 i帧的 5(/)、 ^(-/)和 Z(/)之间的关系表达式，其中 S f) = S -f); 将所述信号处理装置从第 i帧起获取的 N帧的 >S(/)、 ^(-/)和 Z(/) 依次代入第二公式 {2(/)},.= (/) (/)},.+ ₂(/) ' (/)},· , 计算出 N阶线性方程组 Z(/) = S(/)H(/)，其中，

z(/) = 所述信号处理装置依据所述矩阵 Z(/)、 S(/)和 H(/)计算出表示 z(/)、 s(/)和 ή(/)之间关系的表达式，其中， ή(/)是 Η(/)的估算值矩阵，

H_v(f)

Η(/)

H₂(f)_

所述信号处理装置结合所述表示 z(/)、 s(/)和 ή(/)之间关系的表

Η、

达式和 0(/) 计算出 (/)和 ₂(/)

H₂(f) 结合第三方面的第二种可能的实现方式，在第四种可能的实现方式中，所述信号处理装置依据第一代替式 z(t) = (t) ® s(t) + H₂ (t) ® s* (-t) , 估算的估算值和 H₂(/)的估算值 , 包括：

所述信号处理装置依据第一代替式 Z(t) = (0 ^>S(t) + H₂ (t) ® S* (-t)获取第二公式 {Ζ(/)},·=Α(/){^/)},·₊ (/){ (/)},· , 其中所述第二公式为所述信号处理装置获取的第 i帧的 ^(-/)和之间的关系表达式，其中 ; 将所述信号处理装置从第 i帧起获取的 N帧的 ^(-/)和依次代入第二公式 {2(/)},. = (/) (/)},._{+ 2}(/){ (/)},· , 计算出 Ν阶线性方程组 Z(/) = S(/)H(/)，其中，

H_x(f)

Η(/)

H₂(f)_

H_v(f)

达式和 Η(/) 计算出 (/)和 A₂(/)

H₂(f)

结合第三方面的第三种或第四种可能的实现方式，在第五种可能的实现方式中，所述信号处理装置依据所述矩阵 Z(/)、 S(/)和 H(/)计算出表示 z(/)、 s(/)和 ή(/)之间关系的表达式，其中， ή(/)是 Η(/)的估

H_v(f)

算值矩阵， ή(/) 具体包括:

H₂(f) 所述信号处理装置将矩阵 Z(/)、 S(/)和 H(/)代入第三公式 ii(/) = _arg^i |z(/)_s(/)H(/)|²计算出第四公式 ii(/) = [s^ff(/)s(/)]- ^/w/) ,

H_v(f)

其中， s^ff(/)为 s(/)的转置共轭矩阵， ή(/)

H₂(f)

Η、

达式和 Η(/) 计算出和具体包括:

H₂(f) 所述信号处理装置结合第四公式 ήο/ /Χ Γ^^^ζο/·)与

H_x(f)

Η(/) 计算出 (/)和^(/)

H₂(f)

结合第三方面的第三种或第四种可能的实现方式，在第六种可能的实现方式中，所述信号处理装置依据所述矩阵 Z(/)、 S(/)和 H(/)计算出表示 z(/)、 s(/)和 ή(/)之间关系的表达式，其中， ή(/)是 Η(/)的估

H_v(f)

算值矩阵， ή(/) 具体包括:

H₂(f)

所述信号处理装置将矩阵 Z(/) 、 S(/)和 H(/)代入第三代替式

H(/) = arg mm∑^« -' |{Ζ(/)},· - {S(/)},. {H 计算出第四代替式

H(/) 其中， 0 < /1 < 1

― {Z(f)}„ ― ― {Sim },· ―

{Z(f)}_n+l {S(f)}_M

{Ζ(/)}'· = ， {s( = s^ff(/)为 s(/)的转置共 — L

H_v(f)

辄矩阵， ή(/) _:

H₂(f)

所述信号处理装置结合所述表示 z(/)、 s(/)和 ή(/)之间关系的表 Η、

达式和 H(/) 计算出和具体包括:

H₂(f) 所述信号处理装置结合所述第四

H(/) = ∑ -'{s^ff (/)},.{∑(/)},. 与 H(/) = 计算出 J lH₂(f)]

(/)和结合第三方面或第一种至第六种可能的实现方式中的任一实现方式，在第七种可能的实现方式中，所述信号处理装置参照所述第一综合响应、所述第二综合响应、所述基本频域参考信号和所述镜像频域参考信号来计算自干扰信号，以便于所述信号处理装置对所述频域基带信号进行自干扰抵消，包括：

所述信号处理装置依据第五公式 = 计算

Ζ(/) , 以便于所述信号处理装置对所述频域基带信号进行自干扰抵消；

其中，为频域的所述自干扰信号，为频域的所述第一综合相应的估算值，为频域的所述第二综合响应的估算值， S{f)为所述基本频域参考信号， ^(-/)为所述镜像频域参考信号。本发明实施例提供的信号处理方法及装置，能计算出受 IQ不平衡影响的自干扰信号用于自干扰抵消，从而在通信系统存在 IQ 不平衡时实现自干扰抵消，提高了数字干扰抵消性能。

附图说明

图 1为本发明的实施例提供的一种信号处理装置的结构示意图；图 2 为本发明的实施例提供的另一种信号处理装置的结构示意图；

图 3 为本发明的另一实施例提供的一种信号处理装置的结构示意图；

图 4为本发明的实施例提供的一种信号处理方法的流程示意图图 5为本发明的实施例提供的一种信号处理方法的运行示意图。具体实施方式本发明实施例的信号处理装置可以设置于或本身即为采用无线全双工技术的接入终端。接入终端也可以称为系统、用户单元、用户站、移动站、移动台、远方站、远程终端、移动设备、用户终端、终端、无线通信设备、用户代理、用户装置或用户设备（ UE , User Equipment s 接入终端可以是蜂窝电话、无绳电话、 SIP ( Session Initiation Protocol , 会话启动协议 )电话、 WLL ( Wireless Local Loop , 无线本地环路）站、 PDA ( Personal Digital Assistant , 个人数字处理）、具有无线通信功能的手持设备、车载设备、可穿戴设备、计算设备或连接到无线调制解调器的其它处理设备。此外，本发明实施例的信号处理装置还可以设置于或本身即为采用无线全双工技术的基站。基站可用于与移动设备通信，基站可以是 WiFi的 AP ( Access Point , 无线接入点），或者是 GSM ( Global System of Mobile communication , 全球移动通讯 ) 或 CDMA ( Code Division Multiple Access , 码分多址）中的 BTS ( Base Transceiver Station , 基站），也可以是 WCDMA ( Wideband Code Division Multiple Access , 宽带码分多址）中的 NB ( NodeB , 基站），还可以是 LTE ( Long Term Evolution , 长期演进）中的 eNB或 eNodeB ( Evolutional Node B , 演进型基站），或者中继站或接入点，或者未来 5G网络中的基站设备等。

本发明的实施例提供一种信号处理装置，参照图 1所示，用于实现通信领域的自干扰抵消，包括以下结构：获取单元 101 , 用于获取数字基带参考信号、自干扰参考信号和频域基带信号。其中，所述自干扰参考信号包括频域的自干扰参考信号或者时域的自干扰参考信号。转化单元 102 , 用于参照所述获取单元 101获取的所述数字基带参考信号获得基本参考信号和镜像参考信号。其中，所述镜像参考信号为所述基本参考信号的镜像信号。所述基本参考信号包括基本频域参考信号和基本时域参考信号中的至少一种，所述镜像参考信号包括镜像频域参考信号和镜像时域参考信号中的至少一种。估算单元 103 , 用于参照所述转化单元 102获得的所述基本参考信号、所述转化单元 102 获得的所述镜像参考信号和所述获取单元 101获取的所述自干扰参考信号，估算第一综合响应的估算值和第二综合响应的估算值。其中，所述第一综合响应包括频域的第一综合响应和时域的第一综合响应中的至少一种，所述第二综合响应包括频域的第二综合响应和时域的第二综合响应中的至少一种，所述自干扰参考信号包括频域的自干扰参考信号和时域的自干扰参考信号中的至少一种。

可选的，所述估算单元 103 可以用于依据第一公式 Z(f) = H_v (f)S(f) + H₂ (f)S* (-/) , 估算 (/)的估算值 (/)和 H₂ (/)的估算值

其中，为所述转化单元 102获得的所述基本频域参考信号， ^(-/)为所述转化单元 102获得的所述镜像频域参考信号， Z(/)为所述获取单元 101获取的频域的所述自干扰参考信号，为频域的所述第一综合响应，为频域的所述第一综合相应的估算值， H₂(/) 为频域的所述第二综合响应， ₂(/)为频域的所述第二综合响应 H₂(/) 的估算值。

具体的，当所述转化单元 102获得所述基本频域参考信号所述转化单元 102 获得所述镜像频域参考信号 ^(-/)和所述获取单元 101 获取频域的所述自干扰参考信号 Z(/)时，所述估算单元 103 可以依据第一公式 Z(/) = (f)S(f) + H₂ (f)S* {-f) , 估算出 (/)的估算值 H_x {f)和 H₂(/)的估算值^ (/)。可选的，所述估算单元 103 还可以用于依据第一代替式 Z(t) = H_v (t) ® S(t) + H₂ (t) ® S* (-t) , 估算 A (/)的估算值 H, {f)和 H₂ {f)的估算值

其中，为所述转化单元 102获得的所述基本时域参考信号，为所述转化单元 102 获得的所述镜像时域参考信号， Z(t)为所述获取单元 101获取的所述时域的自干扰参考信号， H^)为时域的所述第一综合响应， H₂(t)为时域的所述第二综合响应，其中可以为 H^)的傅里叶变换值， H₂(/)可以为 H₂(t)的傅里叶变换值， ®表示卷积；为频域的所述第一综合响应，为频域的所述第一综合相应的估算值， H₂(/)为频域的所述第二综合响应， ₂(/)为频域的所述第二综合响应 H₂(/)的估算值。具体的，当所述转化单元 102获得所述基本时域参考信号 t) 、所述转化单元 102 获得所述镜像时域参考信号和所述获取单元 101获取时域的所述自干扰参考信号 Z(t)时，所述估算单元 103可以依据第一代替式 Z(t) = H_v (t) ® S(t) + H₂ (t) ® S* (-t) , 估算出 A (t)的估算值 ή_γ (t)和

H₂(t)的估算值 ή₂{ί、。因为可以为对应的时域表达形式， H₂(t)可以为 H₂(/)对应的时域表达形式，相应的 (0可以为对应的时域表达形式， ή₂{ί 可以为 ₂(/)对应的时域表达形式，所以可以对 (t)进行傅里叶变换或者以傅里叶级数的方式得到 (/), 也可以对 (t)进行傅里叶变换或者以傅里叶级数的方式得到其中，当以上信号为周期信号时，以傅立叶级数的形式分别将 ^(t)和 A₂(t)转化为 ^(/)和^ (/), 当以上信号为非周期信号时，以傅立叶变换的形式分别将 ^(t)和^ (0转化为 ^(/)和此时，所述估算单元 103还可以将所述第一代替式转化为第一公式，并将、和 z(t)分别进行频域转化，得到 ^(-/)和 z(/)，结合所述第一公式得到 ^ (/)和其中， z(/)可以为 z(t)的傅里叶变换值， z(/)为所述频域的所述自干扰参考信号。这里需要说明的是，所述估算单元 103的工作内容不限于上述内容，其他可以依据第一公式 Z(/) = H_v{f)S{f) + H₂(f)S -f)或者第一代替式 Z(t) = Η_γ (t) ® S(t) + H₂ (t) ® S* (-0，估算出 (/)的估算值 H, { )和 H₂ {f)的估算值 2(/)的工作内容，均可以由所述估算单元 103完成，这些工作内容可以为本发明所涵盖。

重构单元 104 , 用于参照所述估算单元 103估算的所述第一综合响应的估算值、所述估算单元 103 估算的所述第二综合响应的估算值、所述转化单元 102获得的所述基本参考信号和所述转化单元 102 获得的所述镜像参考信号来计算自干扰信号，以便于所述信号处理装置对所述获取单元 101获取的所述频域基带信号进行自干扰抵消。

具体的，所述重构单元 104 可以用于依据第五公式 Z(f) = + H₂(f)S -f)计算 (/) , 以便于所述信号处理装置对所述频域基带信号进行自干扰抵消。

其中，为频域的所述自干扰信号，为所述估算单元 103 估算的频域的所述第一综合相应的估算值， ₂(/)为所述估算单元 103 估算的频域的所述第二综合响应的估算值，为所述转化单元 102 获得的所述基本频域参考信号， (-/)为所述转化单元 102 获得的所述镜像频域参考信号。

根据对所述估算单元 103工作内容的上述描述，可选的，参照图 2所示，所述估算单元 103可以包括：

第一估算子单元 1031 , 用于依据所述第一公式 Ζ{/) = Η_χ{/)8{/) ₊ 获取第二公式

{Ζ(/)}'· 。

其中所述第二公式为所述转化单元 102 获取的第 i 帧的 >S(/)、 ^(-/)和所述获取单元 101 获取的第 i 帧 Z(/)之间的关系表达式， S'(/) = ^(- /)。

具体的，当所述转化单元 102获得所述基本频域参考信号 >S(/)、所述转化单元 102 获得所述镜像频域参考信号 ^(-/)和所述获取单元 101 获取频域的所述自干扰参考信号 z(/)时，所述第一估算子单元 1031可以依据第一公式 Ζ(/) = (/μ(/) + ₂(/)^(-/) , 得出所述第二公式

更进一步，可选的，所述第一估算子单元 1031, 还可以用于依据所述第一代替式 Z H^)®^,) ^^)®^ ,) 获取第二公式 {Ζ(/)}'· ，其中， ζ(/)可以为 z(t)的傅里叶变换值, z(/)为所述频域的所述自干扰参考信号。具体的，当所述转化单元 102获得所述基本时域参考信号 t) 、所述转化单元 102 获得所述镜像时域参考信号和所述获取单元 101获取时域的所述自干扰参考信号 Z(t)时，所述第一估算子单元 1031 也可以依据第一代替式 Z(t) = H_x(t) ® S(t) + H₂(t) ® ^(-t)进行频域转化得到第一公式 ζ(/) = Α(/μ(/)₊ (/;^(-/), 并将将 ^) 、和 Z(t)分别进行频域转化，得到 >S(/)、 ^(-/)和 Z(/)，然后依据由第一代替式转换得来的第一公式 Z(/) = + ^(/)^(-/) , 得出所述第二公式

需要说明的是，所述第一估算子单元 1031 的工作内容不限于以上所述，凡由依据所述第一公式 Z(/) = (f)S(f) + H₂ (f)S* (-/)或者所述第一代替式获取所述第二公式

{z(f)}_t = 的工作内容均可为所述第一估算子单元 1031 的工作内容，可以为本发明所涵盖。

第二估算子单元 1032,用于将所述转化单元 102从第 i帧起获取的 N帧内的 S{ 、、 ^(-/)和所述获取单元 101从第 i帧起获取的 N帧的 —次代入所述第一估算子单元 1031 获取的所述第二公式

{Ζ(/)}'· = A (/)誦 },· , 计算出 N阶线性方程组， %7 1

表示为 Z(/) = S(/)H(/)，其中， z(/) = 第三估算子单元 1033, 用于依据所述第二估算子单元 1032计算出的矩阵 Z(/)、 S(/)和 H(/)计算出表示 Z(/)、 S(/)和 ή(/)之间关系的表达式，其中， ή(/)是 Η(/)的估算值矩阵， H_x(f)

H₂(f) 第四估算子单元 1034, 用于结合所述第三估算子单元 1033计算出的所述表示 zc H_x(f)

、 SC 和 H(/)之间关系的表达式和 H(/) 计算

H₂(f) 出和更进一步，可选的，所述第三估算子单元 1033, 具体用于将所述第二估算子单元 1032计算出的矩阵 Z(/)、 S(/)和 H(/)代入第三公式 ii(/) = _arg^i|z(/)_s(/)H(/)|²计算出第四公式 ii(/) = [s^ff(/)s(/)]- ^/w/) ,

H_v(f)

其中， s^ff(/)为 s(/)的转置共轭矩阵， ή(/)

H₂(f) 所述第四估算子单元 1034, 具体用于结合所述第三估算子单元 1033 计算出的所述第四公式 H(/) = [S^H (f)S(f)] ¹ S^H (f)Z(f)与 H(/)

H₂(f) 计算出和

可选的，所述第三估算子单元 1033还可以具体用于将所述第二估算子单元 1032 计算出的矩阵 Z(/)、 S(/)和 H(/)代入第三代替式

H(/) = 出第四代替式

H(/) 其中， 0< <1为 RLS ( Recursive least-mean-square , 递归最小均方差 )算法中的遗忘因子,

― {Z(f)}„ ― ― {Sim },· ―

( = {Z(f)}_n+l {S(f)}_i+l

{z ， {s( = s^ff(/)为 s(/)的转置共 — L 辄矩阵，

所述第四估算子单元 1034 , 同样还可以具体用于结合所述第三估算子单元 1033 计算出的所述第四替式

H(/) = ∑ -'{s^ff (/)},.{∑(/)},. 与 H(/) = 计算出 J lH₂ (f)]

(/)和这里需要说明的是，因为所述第二估算子单元 1032得到了 N阶的线性方程组 Z(/) = S(/)H(/) , 而通过这一方程组求解 Η(/)得到 Η(/)的估算值矩阵 0(/) , 可以有很多算法，由不同求解方法得出的所述表示 z(/)、 s(/)和 ή(/)之间关系的表达式也就有很多种。所述第三公式是才艮据 LS ( Least-mean-square , 最小方差 )算法得出的表示 Z(/)、 S(/)和 H(/)之间关系表达式，所述第三代替式是根据 RLS ( Recursive least-mean-square , 递归最小均方差）得到的表示 Z(/) 、 S(/)和 ή(/)之间关系表达式，其他能表示 z(/) 、 s(/)和 ή(/)之间关系的表达式，也同样可以由所述第三估算子单元 1033 计算得出，以便所述第四估算子单元 1034结合所述第三估算子单元 1033计算出的所述表示 Ζ(/)、

H_v(f)

S(/)和 ή(/)之间关系的表达式和 ή(/) 计算出和这些

H₂(f)

工作内容也同样可以被本发明所涵盖。

本发明实施例提供的信号处理装置，能计算出受 IQ不平衡影响的自干扰信号用于自干扰抵消，从而在通信系统存在 IQ 不平衡时实现自干扰抵消，提高了数字干扰抵消性能。本发明的实施例提供一种信号处理装置，参照图 3所示，该信号处理装置可以嵌入或本身就是微处理计算机，比如：通用计算机、客户定制机、手机终端或平板机等便携设备，该信号处理装置 3001 包括：至少一个接收器 301 1、处理器 3012、存储器 3013和总线 3014 , 该至少一个接收器 301 1、处理器 3012 和存储器 3 13 通过总线 3014 连接并完成相互间的通信。该总线 3014可以是 ISA ( Industry Standard Architecture , 工业标准体系结构）总线、 PCI ( Peripheral Component , 外部设备互连）总线或 EISA ( Extended Industry Standard Architecture , 扩展工业标准体系结构）总线等。该总线 3014 可以分为地址总线、数据总线、控制总线等。为便于表示，图 3 中仅用一条粗线表示，但并不表示仅有一根总线或一种类型的总线。其中：存储器 3013用于存储可执行程序代码，该程序代码包括计算机操作指令。存储器 3013可能包括高速 RAM存储器，也可能还包括非易失性存储器（ non- volatile memory ) , 例如至少一个磁盘存储器。处理器 3012可能是一个中央处理器（ Central Processing Unit , 简称为 CPU ) , 或者是特定集成电路 ( Application Specific Integrated Circuit , 简称为 ASIC ) , 或者是被配置成实施本发明实施例的一个或多个集成电路。其中，所述接收器 301 1 , 用于获取数字基带参考信号、自干扰参考信号和频域基带信号。

其中，所述自干扰参考信号包括频域的自干扰参考信号或者时域的自干扰参考信号。所述处理器 3012 , 用于参照所述接收器 301 1获取的所述数字基带参考信号获得基本参考信号和镜像参考信号。其中，所述镜像参考信号为所述基本参考信号的镜像信号。所述基本参考信号包括基本频域参考信号和基本时域参考信号中的至少一种，所述镜像参考信号包括镜像频域参考信号和镜像时域参考信号中的至少一种。所述处理器 3012还用于参照所述处理器 3012获得的所述基本参考信号、所述处理器 3012 获得的所述镜像参考信号和所述接收器 301 1获取的所述自干扰参考信号，估算第一综合响应的估算值和第二综合响应的估算值。其中，所述第一综合响应包括频域的第一综合响应和时域的第一综合响应中的至少一种，所述第二综合响应包括频域的第二综合响应和时域的第二综合响应中的至少一种，所述自干扰参考信号包括频域的自干扰参考信号和时域的自干扰参考信号中的至少一种。

可选的，所述处理器 3012 可以用于依据第一公式 Z(f) = H_x (f)S(f) + H₂ (f)S* (-/) , 估算 (/)的估算值 ίί_γ (f)和 H₂ (/)的估算值 H₂{f) \

其中，为所述处理器 3012 获得的所述基本频域参考信号， ^(-/)为所述处理器 3012获得的所述镜像频域参考信号，为所述接收器 301 1 获取的频域的所述自干扰参考信号，为频域的所述第一综合响应，为频域的所述第一综合相应的估算值， H₂(/) 为频域的所述第二综合响应， ₂(/)为频域的所述第二综合响应 H₂(/) 的估算值。

具体的，当所述处理器 3012 获得所述基本频域参考信号所述处理器 3012 获得所述镜像频域参考信号 ^(-/)和所述接收器 301 1 获取频域的所述自干扰参考信号 Z(/)时，所述处理器 3012 可以依据第一公式 Z(/) = (f)S(f) + H₂ (f)S* {-f) , 估算出 (/)的估算值 (/)和 H₂(/)的估算值^ (/)。可选的，所述处理器 3012 可以用于依据第一代替式 Z(t) = H, (t) ® S(t) + H₂ (t) ® S* (-t) , 估算 A (/)的估算值 H, {f)和 H₂ {f)的估算值 H₂{f) \ 其中，为所述处理器 3012 获得的所述基本时域参考信号，为所述处理器 3012获得的所述镜像时域参考信号， Z(t)为所述接收器 3011 获取的所述时域的自干扰参考信号， (0为时域的所述第一综合响应， H₂(t)为时域的所述第二综合响应，其中可以为 H^) 的傅里叶变换值， H₂(/)可以为 H₂(t)的傅里叶变换值， ®表示卷积；为频域的所述第一综合响应， f 为频域的所述第一综合相应的估算值， H₂(/)为频域的所述第二综合响应， ₂(/)为频域的所述第二综合响应 H₂(/)的估算值。

具体的，当所述处理器 3012获得所述基本时域参考信号、所述处理器 3012获得所述镜像时域参考信号和所述接收器 3011获取时域的所述自干扰参考信号 Z(t)时，所述处理器 3012可以依据第一代替式 Z(t) = H_x (t) ® S(t) + H₂ (t) ® S* (-t) , 估算出 ( 的估算值 H, (t)和 H₂ (t)的估算值 ύ t、。因为 H^)可以为对应的时域表达形式， H₂(t)可以为 H₂(/)对应的时域表达形式，相应的可以为对应的时域表达形式， ₂(0 可以为 ₂(/)对应的时域表达形式，所以可以对 ^(t)进行傅里叶变换或者以傅里叶级数的方式得到 (/), 也可以对 (t)进行傅里叶变换或者以傅里叶级数的方式得到 ₂(/)。其中，当以上信号为周期信号时，以傅立叶级数的形式分别将 ^(t)和 A₂(t)转化为和^ (/), 当以上信号为非周期信号时，以傅立叶变换的形式分别将 (0和 ₂(0转化为和 ₂(/)。此时，所述处理器 3012还可以将所述第一代替式转化为第一公式，并将 ^) 、 (-t)和 z(t)分别进行频域转化，得到 >S(/)、和 z(/)，结合所述第一公式得到 ^ (/)和^ (/), 其中， z(/)可以为 z(t)的傅里叶变换值， z(/)为所述频域的所述自干扰参考信号。

这里需要说明的是，所述处理器 3012的工作内容不限于以上两个方面，其他可以依据第一公式 Z(/) = H_x(f)S(f) + H₂(f)S -f)或者第一代替式 Z(t) = Η_γ (t) ® S(t) + H₂ (t) ® S* (- t)，估算出 (/)的估算值 H, (/)和 H₂ { )的估算值的工作内容，均可以由所述处理器 3012完成，这些工作内容可以为本发明所涵盖。所述处理器 3012还用于参照所述处理器 3012估算的所述第一综合响应的估算值、所述处理器 3012估算的所述第二综合响应的估算值、所述处理器 3012获得的所述基本参考信号和所述处理器 3012获得的所述镜像参考信号来计算自干扰信号，以便于所述信号处理装置 3001对所述接收器 3011获取的所述频域基带信号进行自干扰抵消。

具体的，所述处理器 3012 还可以用于：依据第五公式 Z(f) = H^Sif) + H₂(f)S -f)计算 , 以便于所述信号处理装置对所述频域基带信号进行自干扰抵消。

其中，为频域的所述自干扰信号，为所述处理器 3012 估算的频域的所述第一综合相应的估算值， ₂(/)为所述处理器 3012 估算的频域的所述第二综合响应的估算值，为所述处理器 3012 获得的所述基本频域参考信号， ^(-/)为所述处理器 3012获得的所述镜像频域参考信号。

可选的，所述处理器 3012 具体用于依据第一公式 Z(f) = H_v (f)S(f) + H₂ (f)S* (-/) , 估算 (/)的估算值 (/)和 H₂ (/)的估算值 H₂(f), 可以包括以下内容：所述处理器 3012 具体用于依据第一公式 Z(/) = + H₂ 获取第二公式

{Ζ(/)}'· ₊^(/){ (/)},。

其中所述第二公式为所述处理器 3012获取的第 i帧的、 S* (-/) 和所述接收器 3011 获取的第 i 帧的 Z(/)之间的关系表达式， S'(/) = ^(- /)。

具体的，当所述处理器 3012 获得所述基本频域参考信号 >S(/)、所述处理器 3012 获得所述镜像频域参考信号 ^(-/)和所述接收器 3011 获取频域的所述自干扰参考信号时，所述处理器 3012 可以依据第一公式 z{ 、 = H Ansi + H {~ f、 , 得出所述第二公式

更进一步，可选的，所述处理器 3012还可以具体用于依据第一公式 ζ(/) = 或第一代替式 z(t)

获取第二公式 {Ζ(/)},· = (/) (/)},+^(/) '(/)},.，其中， Ζ(/)可以为 Z(t)的傅里叶变换值，为所述频域的所述自干扰参考信号。

具体的，当所述处理器 3012获得所述基本时域参考信号 0 、所述处理器 3012获得所述镜像时域参考信号和所述接收器 3011获取时域的所述自干扰参考信号 Z(t)时，所述处理器 3012也可以依据第一代替式 Z H )®^,) ^^)®^ -,)进行频域转化得到第一公式

Z(f) = H、{ 、S{J、 + , 并将将 s( 、 s -t)和 Z(t)分别进行频域转化 , 得到 >s(/)、 ^(-/)和 z(/)，然后依据由第一代替式转换得来的第一公式 Z(/) = ff_l(/)S(/) + , 得出所述第二公式 {Ζ(/)}'· 。需要说明的是，所述处理器 3012 的工作内容不限于以上所述，凡由依据所述第一公式 Ζ(/) = (/μ(/) + ₂(/)^(-/)或者所述第一代替式 Ζ(ί) = H_x (t) ® S(t) + H₂ (t) ® S* (-t) 获取所述第二公式 {2(/)},.=^(/){5(/)},.+^(/){5'(/)},. 的工作内容均可为所述处理器 3012 的工作内容，可以为本发明所涵盖。

所述处理器 3012还用于将所述处理器 3012从第 i帧起获取的 N 帧的 ^(-/)和所述接收器 3011从第 i帧起获取的 N帧的 Z(/)代入所述处理器 3012获取的第二公式 {2(/)},.= (/) (/)},. 计算出 N阶线性方程组，写为矩阵形式：

{Z(f)}_i+ {S(f)}_i+ {S f)}_i+ 表示为 Z(/) = S(/)H(/)，其

H₂(f)

{Z(f)}, {S(f)}, 中， z(/) = 所述处理器 3012, 还用于依据所述处理器 3012 计算出的矩阵 Z(f)、 S(/)和 H(/)计算出表示 Z(/)、 S(/)和 ή(/)之间关系的表达式，其

H_x(f

ή(/)是 Η(/)的估算值矩阵， )

H₂(f) 所述处理器 3012, 还用于结合所述处理器 3012计算出的所述表

Η、

示 Ζ(/)、 SC 和之间关系的表达式和 Η(/) 计算出和

H₂(f)

更进一步，可选的，所述处理器 3012还具体用于将上述矩阵 Z(/)、 S(/)和 H(/)代入所述第三公式 H(/) = argmin||Z(/)-S(/)H(/)||²计算出第四公式 H(/) = [s^H(f)S(f)] ^ls^H(f)Z(f) , 其中， s^ff(/)为 s(/)的转置共轭矩阵，

H(/)

H₂(f) 所述处理器 3012还具体用于结合所述处理器 3012计算出的所述

H_v(f)

第四公式 (/) = [s^ff(/)s(/)]- (/)ζ(/)与 ή(/) 计算出 Ασ)和 σ)

H₂(f)

可选的，所述处理器 3012 还可以具体用于将所述处理器 3012 计算出的矩阵 Z(/) 、 S(/) 和 H(/) 代入第三代替式

H(/) = argmm∑^« -' |{Ζ(/)},· - {S(/)},.{H( 计算出第四代替式

H(/) ，其中， 0</1<1为 RLS (递归最小均方差）算法中的遗忘因子， {Z(/)},

{S(f)}_i {S f)}_t

{S(f)}_M {S f)}_i+

{s( S^H(f) 为 s(/) 的转置共轭矩阵

{Sif)}^ {S f)}_i+N

H_v(f)

H(/)

H₂(f)_ 所述处理器 3012, 同样还可以具体用于结合所述处理器 3012计算出的所述第四代替式 ή(/) ∑r-'{s^H(f)}_i{S(f)}_i

H_v(f)

H(/) 计算出 (/)和^(/)

H₂(f) 这里需要说明的是，因为所述处理器 3012得到了 N阶的线性方程组 Z(/) = S(/)H(/) , 而通过这一方程组求解 Η(/)得到 Η(/)的估算值矩阵 0(/), 可以有很多算法，由不同求解方法得出的所述表示 Z(/)、 S(/) 和 ή(/)之间关系的表达式也就有很多种。所述第三公式是根据 LS(最小方差）算法得出的表示 z(/)、 s(/)和 ή(/)之间关系表达式，所述第三代替式是根据 RLS (递归最小均方差）得到的表示 z(/)、 s(/)和 ή(/) 之间关系表达式，其他能表示 z(/)、 s(/)和 ή(/)之间关系的表达式，也同样可以由所述处理器 3012计算得出，以便所述处理器 3012结合所述处理器 3012计算出的所述表示 Z(/)、 S(/)和 ή(/)之间关系的表达式和 H_x(f)

ή(/) 计算出和 Α₂(/)，这些工作内容也同样可以被本

H₂(f)

发明所涵盖。

本发明实施例提供的信号处理装置，能计算出受 IQ不平衡影响的自干扰信号用于自干扰抵消，从而在通信系统存在 IQ 不平衡时实现自干扰抵消，提高了数字干扰抵消性能。

通过以上的实施方式的描述，所属领域的技术人员可以清楚地了解到本发明可以用硬件实现，或固件实现，或它们的组合方式来实现。当使用软件实现时，可以将上述功能存储在计算机可读介质中或作为计算机可读介质上的一个或多个指令或代码进行传输。计算机可读介质包括计算机存储介质和通信介质，其中通信介质包括便于从一个地方向另一个地方传送计算机程序的任何介质。存储介质可以是计算机能够存取的任何可用介质。以此为例但不限于：计算机可读介质可以包括 RAM ( Random Access Memory , 随机存储器）、 ROM ( Read Only Memory , 只读内存 )、 EEPROM ( Electrically Erasable Programmable Read Only Memory , 电可擦可编程只读存储器）、 CD-ROM ( Compact Disc Read Only Memory , 即只读光盘）或其他光盘存储、磁盘存储介质或者其他磁存储设备、或者能够用于携带或存储具有指令或数据结构形式的期望的程序代码并能够由计算机存取的任何其他介质。此外，任何连接可以适当的成为计算机可读介质。例如，如果软件是使用同轴电缆、光纤光缆、双绞线、 DSL ( Digital Subscriber Line , 数字用户专线）或者诸如红外线、无线电和微波之类的无线技术从网站、服务器或者其他远程源传输的，那么同轴电缆、光纤光缆、双绞线、 DSL或者诸如红外线、无线和微波之类的无线技术包括在所属介质的定影中。如本发明所使用的，盘和碟包括 CD ( Compact Disc , 压缩光碟）、激光碟、光碟、 DVD碟（ Digital Versatile Disc , 数字通用光）、软盘和蓝光光碟，其中盘通常磁性的复制数据，而碟则用激光来光学的复制数据。上面的组合也应当包括在计算机可读介质的保护范围之内。

本发明的实施例提供一种信号处理方法，参照图 4所示，用于实现通信领域的自干扰抵消，可以用于本发明的上述实施例提供的信号处理装置，为方便理解，可以同时参照图 5所示，包括以下步骤： 401、信号处理装置获取数字基带参考信号、自干扰参考信号和频域基带信号。其中，所述自干扰参考信号包括频域的自干扰参考信号或者时域的自干扰参考信号。

402、所述信号处理装置参照所述数字基带参考信号获得基本参考信号和镜像参考信号。其中，所述镜像参考信号为所述基本参考信号的镜像信号。所述基本参考信号包括基本频域参考信号和者基本时域参考信号的至少一种，所述镜像参考信号包括镜像频域参考信号和镜像时域参考信号的至少一种。具体的，因为所述镜像参考信号为所述基本参考信号的镜像信号，且参照所述数字基带参考信号获得所述基本参考信号的方法为现有技术，所以获得所述基本参考信号和所述镜像参考信号的具体方法在此不再赘述。

403、所述信号处理装置参照所述基本参考信号、所述镜像参考信号和所述自干扰参考信号，估算第一综合响应的估算值和第二综合响应的估算值。其中，所述第一综合响应包括频域的第一综合响应和时域的第一综合响应中的至少一种，所述第二综合响应包括频域的第二综合响应和时域的第二综合响应中的至少一种，所述自干扰参考信号包括频域的自干扰参考信号和时域的自干扰参考信号中的至少一种。可选的，所述信号处理装置可以依据第一公式 Z(f) = H_v (f)S(f) + H₂ (f)S* (-/) , 估算 (/)的估算值 (/)和 H₂ (/)的估算值 H₂(/)„ 其中，为所述基本频域参考信号， ^(-/)为所述镜像频域参考信号， Z(/)为频域的所述自干扰参考信号，为频域的所述第一综合响应，为频域的所述第一综合相应的估算值， H₂(/)为频域的所述第二综合响应， ύ_τ (/)为频域的所述第二综合响应 H₂ (/)的估算值。

具体的，当所述信号处理装置获得所述基本频域参考信号 >s(/)、所述镜像频域参考信号^ (-/)和频域的所述自干扰参考信号时，可以依据第一公式 Z(/) = H_x (f)S(f) + H₂ (f)S* {-f) , 估算出 (/)的估算值 H_x {f) 和 H₂(/)的估算值 A₂(/)。可选的，所述信号处理装置可以依据第一代替式 Z(t) = Η_γ (t) ® S(t) + H₂ (t) ® S* (-0 , 估算 A (/)的估算值 H, {f)和 H₂ {f)的估算值 ή肌其中， 0为所述基本时域参考信号，为所述镜像时域参考信号， z(t)为所述时域的自干扰参考信号，为时域的所述第一综合响应， H₂(t)为时域的所述第二综合响应，其中可以为的傅里叶变换值， H₂(/)可以为 H₂(t)的傅里叶变换值表示卷积。具体的，当所述信号处理装置获得所述基本时域参考信号、所述镜像时域参考信号 (-0和时域的所述自干扰参考信号 z(t)时，所述信号处理装置可以依据第一代替式 Z(t) = A (t) ® S(t) + H₂ (t) ® S* (-t) , 估算出 H ή的估算值和 H₂(f)的估算值 ₂ )。因为可以为对应的时域表达形式， H₂(t)可以为 H₂(/)对应的时域表达形式，相应的 (0可以为对应的时域表达形式， ή₂{ί 可以为 ₂(/)对应的时域表达形式，所以可以对 ^(t)进行傅里叶变换或者以傅里叶级数的方式得到 (/), 也可以对 ή_Ί (t)进行傅里叶变换或者以傅里叶级数的方式得到其中，当以上信号为周期信号时，以傅立叶级数的形式分别将 ^(t)和 A₂(t)转化为 ^(/)和^ (/), 当以上信号为非周期信号时，以傅立叶变换的形式分别将 (0和^ (0转化为和 ₂(/)。此时，所述信号处理装置还可以将所述第一代替式转化为第一公式，并将、 (-t)和 z(t)分别进行频域转化，得到 >s(/)、 ^(-/)和 z(/)，结合所述第一公式得到和 ₂(/), 其中，可以为 z(t)的傅里叶变换值，为所述频域的所述自干扰参考信号。这里需要说明的是，所述信号处理方法不限于以上所述，其他可以依据第一公式 Z( 、 = H人 f、S(J、 + H ^S* (~ f、或者第一代替式 Z(t) = Η_γ (t) ® S(t) + H₂ (t) ® S* (-0，估算出 (/)的估算值 H, { )和 H₂ {f)的估算值 2(/)的方法，均可以为本发明所涵盖。进一步的，所述步骤 403可以由以下具体步骤实现：

4031、所述信号处理装置依据第一公式 Z(/) = S(/) + H₂ 获取第二公式 {Ζ(/)},· = (/) (/)},. + ₂(/) '(/)},. 。其中，所述第二公式为所述信号处理装置获取的第 i帧的 >S(/)、 S -f)和 Z(f)之间的关系表达式， S'(f) = S -f)。

具体的，当所述信号处理装置获得所述基本频域参考信号 >S(/)、所述镜像频域参考信号^ (-/)和频域的所述自干扰参考信号时，可以依据第一公式 Z( 、 = H{f)S( 、 + H f、S* {~ f) , 得出所述第二公式 {Ζ(/)}'· 。可选的，依据所述步骤 403 的可选方案，所述步骤 4031还可以由下述步骤 4031a代替：

4031a 、所述信号处理装置依据第一代替式 Z(t) = Η_γ (t) ®S(t) + H₂ (t) ® S* (-t) 获取第二公式

{Ζ(/)}'· ，其中， Ζ(/)可以为 Z(t)的傅里叶变换值,

Z(/)为所述频域的所述自干扰参考信号。

具体的，当所述信号处理装置获得所述基本时域参考信号 ^t) 、所述镜像时域参考信号 (-0和时域的所述自干扰参考信号 z(o时，也可以依据第一代替式 Z H SW + H t)®^^)进行频域转化得到第一公式 ζ(/) = (/μ(/) 并将将 ^) 、 (-t)和 z(t)分别进行频域转化，得到 ^(-/)和 z(/)，然后依据由第一代替式转换得来的第一公式 z(/) = A , 得出所述第二公式

需要说明的是，所述信号处理方法不限于以上所述，凡由依据所述第一公式 ζ(/) = (/μ(/)+ ₂(/)^(-/) 或者所述第一代替式

Z(t) = H_x (t) ®S(t) + H₂ (t) ® S* (-t) 获取所述第二公式 {Z(f)}_i = H_l(f){S(f)}_i+H₂(f){S f)}_i 的方法均可以为本发明所涵盖。

4032、将所述信号处理装置从第 i帧起获取的 N帧的基本参考信号、镜像参考信号和自干扰参考信号依次代入第二公式，计算出 N阶线性方程组。

其中步骤 4032具体为将所述信号处理装置从第 i帧起获取的 N 帧的 SC 、 S*(-f) 和 Z(/) 依次代入第二公式 {2(/)},.=^(/){5(/)},+^(/){5'(/)},. 计算出 N阶线性方程组，写为矩阵形 (/)，其

其中上述 N阶线性方程组为矩阵 ^z(/)、 ^s(/)和 ^H(/)之间的关系。

4033、所述信号处理装置依据所述 N 阶线性方程组计算出表示自干扰参考信号矩阵、基本参考信号和镜像参考信号矩阵、综合响应估算值矩阵矩阵之间关系的第一表达式。

其中步骤 4033具体为所述信号处理装置依据所述 N阶线性方程组中的所述矩阵 z(/)、 S(/)和 H(/)计算出表示 Z(/)、 S(/)和 ή(/)之间关系的第一表达式，其中， ή(/)是 Η(/)的估算值矩阵， ή(/)

H₂(f)

4034、所述信号处理装置结合所述第一表达式和综合响应估算值矩阵计算出第一综合响应的估算值和第二综合相应的估算值。其中，所述步骤 4034具体为所述信号处理装置结合所述第一表

H_v(f)

达式和综合响应估算值矩阵 ή(/) 计算出 (/)和 A₂(/)

H₂(f) 可选的，上述步骤 4033和步骤 4034可以由如下步骤 4033a和步骤 4034a具体实现，步骤 4033a和步骤 4034a之间的关系等同于步骤 4033和步骤 4034之间的关系：

4033a, 所述信号处理装置将矩阵 Z(/)、 S(/)和 H(/)代入第三公式 ii(/) = _arg^i |z(/)_s(/)H(/)|²计算出第四公式 ii(/) = [s^ff(/)s(/)]- ^/^/) ,

H_v(f)

其中， s^ff(/)为 s(/)的转置共轭矩阵， ή(/)

H₂(f)

4034a、所述信号处理装置结合第四公式 H(/) = [S^H (f)S(f)] ¹ S^H (f)Z(f) 与 H_v(f)

ή(/) 计算出 H.if)^ H₂(f)

H₂(f) 可选的，上述步骤 4033 和步骤 4034 也可以由如下步骤 4033b 和步骤 4034b具体实现，步骤 4033b和步骤 4034b之间的关系等同于步骤 4033和步骤 4034之间的关系：

4033b, 所述信号处理装置将矩阵 Z(/)、 S(/)和 H(/)代入第三代替式计算出第四代替式

H(/ ，其中， 0</1<1为 RLS (递

{Z(f)}_n {Z(/)}„₄ 归最小均方差）算法中的遗忘因子， {Z(/)},

{聊,₊₁ \s f)}_i+

{s( S^H(f) 为 s(/) 的转置共轭矩阵

{Sif)}^ {S f)}_i+N

H_x(f)

H(/) 4034b 处理装置结合所述第四代替式

H(/) 计算出

(/)和这里需要说明的是，因为所述步骤 4032得到了 N阶的线性方程组 Z(/) = S(/)H(/) , 而通过这一方程组求解 Η(/)得到 Η(/)的估算值矩阵 Η(/) , 可以有很多算法，由不同求解方法得出的所述表示 Z(/)、 S(/)和 0(/)之间关系的表达式也就有很多种。所述第三公式是根据 L S (最小方差）算法得出的表示 Z(/)、 S(/)和 0(/)之间关系表达式，所述第三代替式是根据 RL S (递归最小均方差）得到的表示 Z(/)、 S(/)和 ή(/) 之间关系表达式，其他能表示 z(/)、 s(/)和 ή(/)之间关系的表达式，也同样可以由所述步骤 4033计算得出，以便所述步骤 4034结合所述表示 H_x(f

Z(/)、 S(/)和 ή(/)之间关系的表达式和 )

Η(/)：计算出和

H₂(f)

H₂(f) , 这些工作内容也同样可以被本发明所涵盖上述步骤中，为所述第一综合相应的估算值，为所述第二综合响应/ /₂₍/)的估算值。

404、所述信号处理装置参照所述第一综合响应的估算值、所述第二综合响应的估算值、所述基本参考信号和所述镜像参考信号来计算自干扰信号，以便于所述信号处理装置对所述频域基带信号进行自干扰抵消。具体的，所述信号处理装置可以依据第五公式 Z(f) = H^Sif) + H₂ (f)S -f)计算 , 以便于所述信号处理装置对所述频域基带信号进行自干扰抵消。其中，为频域的所述自干扰信号，为频域的所述第一综合相应的估算值，为频域的所述第二综合响应的估算值， S{f)为所述基本频域参考信号， ^(-/)为所述镜像频域参考信号。需要说明的是，作为所述步骤 403可选方案的实现基础，所述第一公式可以由如下过程推导：所述信号发射机存在 IQ不平衡时，发送的存在 IQ不平衡的频域基带信号可以用第一参考公式 = G_v {f)S{f) + G₂ (f)S -f)表示，其中，为所述基本频域参考信号， ^(-/)为镜像频域参考信号，和为包含所述信号发射机 IQ通道幅度和相位不平衡的频率响应。所述信号接收机不存在 IQ不平衡时，接收的所述频域基带信号中自干扰信号 z(/)可用第二参考公式 z wH w/ C^/)^/)^-/) 表示，其中， H(/)为自干扰信道的频域响应。当所述信号接收机也存在 IQ不平衡的情况时，参照第二参考公式，可知，所述信号接收机接收的频域基带信号中的自干扰信号 Z(/) 可以表示为第三参考公式 z f、 = K w f n+ κ fW、- ΩΧ、-Ω , 其中，和为包含信号接收机 IQ通道幅度和相位不平衡的频率响应，为信号发射机发送的存在 IQ不平衡的频域基带信号。将第一参考公式代入第三参考公式 Z(f) = K_x (f)H(f)X(f) + K₂ {f)H* (-f)X* {-f) , 可以得到第四参考公式：

Z(f) = [Κ_γ (f)H(f)G_v (f) + K₂ (f)H* (-f)G₂* (-f)]S(f) ,

+[K, (f)H(f)G₂ {f) + K₂ (f)H* (-f)G; (-f)]S* (-/) ' 令第四参考公式式中：

H_x (f) = K_x (f)H(f)G_x (f) + K₂ (f)H* (-f)G; (-/)， H₂ (f) = K, (f)H(f)G₂ (f) + K₂ (f)H* (-f)G; (-/) , 得到第一公式 ζ(/) = (/μ(/) ₊ ^ (/)^ (-/)，其中， ζ(/)为所述信号接收机接收的频域基带信号中的自干扰信号，等于频域的所述自干扰参考信号，为频域的所述第一综合响应， H₂ (/)为频域的所述第二综合响应，为所述基本频域参考信号， ^(-/)为所述镜像频域参考信号。

本发明实施例提供的信号处理方法，能通过分析自干扰参考信号和数字基带信号，计算出受 IQ 不平衡影响的自干扰信号用于自干扰抵消，从而在通信系统存在 IQ 不平衡时实现自干扰抵消，提高数字干扰抵消性能。

根据上述实施例可以知道的是本发明的实施例可以直接用于无线全双工系统中相互通信的信号发射机和信号接收机均存在 IQ 不平衡时的情景，特征是信号处理装置获取的是不存在 IQ 不平衡的数字基带参考信号、存在 IQ不平衡的自干扰参考信号和存在 IQ不平衡的频域基带信号。最后，计算存在 IQ 不平衡的自干扰信号，以便于所述信号处理装置对所述频域基带信号进行自干扰抵消。

根据上述实施例还可以知道的是，本发明的实施例一种变通的实施例也可以具体用于在 MIMO ( Multiple-Input Multiple-Output , 多输入多输出）场景下的无线全双工系统中相互通信的信号发射机和信号接收机均存在 IQ不平衡时的情景，以 2χ2ΜΙΜΟ ( 2x2 Multiple-Input Multiple-Output , 双发射天线结合双接收天线的多输入多输出）场景下的无线全双工系统中的一个接收天线为例，包括以下内容：

参照所述步骤 401 , 所述信号处理装置获取不存在 IQ 不平衡的数字基带参考信号、存在 IQ不平衡的自干扰参考信号和存在 IQ 不平衡的频域基带信号。其中，所述自干扰参考信号包括频域的自干扰参考信号 Z(/)和时域的自干扰参考信号 Z(0中的至少一种。

参照所述步骤 402 , 所述信号处理装置参照所述数字基带参考信号获得第一基本频域参考信号5(/)、第一镜像频域参考信号 ^(-/)、第二基本频域参考信号和第二镜像频域参考信号 (-/)。其中，第一基本频域参考信号 S( 、和第一镜像频域参考信号 ^(-/)可以是在 2x2MIMO场景中从第一信号接收链获取的，第二基本频域参考信号和第二镜像频域参考信号可以是 2x2MIMO场景中从第二信号接收链获取的信号。所述第二基本频域参考信号与所述第二镜像频域参考信号 (-/)之间的关系和与 ^ (-/)之间的关系类似，的获得与类似，的获得与 ^(-/)类似。如果获取的是所述基本时域参考信号和所述镜像时域参考信号，则获取方法与此类同。以下主要以获得频域的各种信号为例进行说明。参照所述步骤 403及其可选方案，所述信号处理装置参照所述基本频域参考信号所述镜像频域参考信号^(-/)、所述第二基本频域参考信号 ίΧ )、所述第二镜像频域参考信号和所述自干扰参考信号 Z(/)，估算第一综合响应的估算值^ (/)、第二综合响应 H₂ (/) 的估算值 ₂(/)、第三综合响应 H₃ (f)的估算值和第四综合响应 H₄ (/)的估算值^ (/)。可选的，当所述信号处理装置获得第一基本频域参考信号第一镜像频域参考信号 (-/)、第二基本频域参考信号 y(/)、第二镜像频域参考信号 * (-/)和频域的所述自干扰参考信号 Z(/)时，可以依据所述第六公式 Ζ(/) = Α(/μ(/) + ^(/)^(-/) + (/) /) + ₄σ) -/)，估算出 H_v(f)的估算值、、 H₂ (f)的估算值、 H₃ (f)的估算值和 H₄ (/) 的估算值^ (/)。所述第六公式 z(/) = + (/)^(-/)+ (/) /) + ₄σ) -/)的推导过程类似所述第一公式 Ζ(/) = Η_γ (f)S(f) + H₂ (f)S* (-/)的推导过程。可选的，当所述信号处理装置获得第一基本时域参考信号、第一镜像时域参考信号、第二基本时域参考信号、第二镜像时域参考信号和时域的所述自干扰参考信号 Z(t)时，第六公式时域转换后的其他表达式，如第六代替式 Z(t) = (t) ® S(t) + H₂ (t) ® S* (- t) + H₃ (t) ® Y(t) + H₄ (t) ® Y* {-t) , 估算出 (t)的估算值 (t)、 H₂ (t)的估算值 ή_Ί (t)、 H₃ ( 的估算值 ( 和 H₄ (t)的估算值^ (t)。其中，第六公式的用法类似第一公式，和 ₃(/)之间关系类似和之间关系 , H₂(t)和 ₂(/)之间关系类似 H₄(t)和之间关系，； r(t)和之间关系类似 5(t)和 SC 之间关系， (-t)和之间关系类似 (-t)和 ^(-/)之间关系， z(t)类似 z(/)，其中， z(/)可以为 z(t) 的傅里叶变换值， z(/)为所述频域的所述自干扰参考信号。参照步骤 403 及具体细化步骤 4032, 所述信号处理装置可以依据第六公式 zu~ = Η υ· ₊ H f sm+ H₃(fw(ji+ H₄(fm-ji , 令性方程组，写为矩阵形式：

H₂(f)

H₃(f)

-, {Υ /)1 H₄(f) 表示为 Z(/) = S(/)H(/)，其

H₂(f)

H(/)

H₃(f)

H₄(f) 照步骤步骤 4033a, 将本实施例中的上述矩阵 Z(/)、 S(/)和 H(/) 代入第三公式 (/) = argmin|Z(/)-S(/)H I² 计算出第四公式

U(f) = [S^H(f)S(f)] ^lS^H(f)Z(f) , 其中，照步骤步骤 4034a, 结合第四公式 ή(/) = [S^ff (/)S(/)]- ¹ S^H (f)Z(f)与

H_x(f)

H₂(f)

H(/) 计算出、 H₂(f)、 H₃(f)和 ₄iJl

H₃(f)

H₄(f). 可选的，上述参照步骤 4033a和步骤 4034a完成的工作，也可以参照步骤 4033b和步骤 4034b具体实现：

参照步骤 4033b, 所述信号处理装置将矩阵 Z(/)、 S(/)和 H(/)代入第三代替式 0(/) = arg^ "- '·|{Ζ(/)},·-{8(/)},·{Η(/)},·|²计算出第四代替式 (递

. 照步骤 4034b , 所述信号处理装置结合所述第四代替式

Η(/) 计算出

^(/)、 H₂(f), H₃(/)和^ (/)。

这里需要说明的是，其他能可以通过参照所述步骤 4033计算得出所述第一表达式，以便所述信号处理装置参照所述步骤 4034 结合所述第一表达式和 ή(/) 计算出 H.if)、 H₂(f)、 H₃ (f)和 H₄(f)的工

作内容，也同样可以被本发明所涵盖。

最后，参照所述步骤 404及实施例的上述内容，所述信号处理装置参照 (f)、 H₂ (/)、 H₃ (/) 、 H₄ (f)、 S(f)、 S* (-/)、 Y(f)和 (-/)结合第六公式及变形，计算存在 IQ 不平衡的频域的自干扰信号 i(/)，以便于所述信号处理装置对所述频域基带信号进行自干扰抵消。由上可知，本发明实施例提供的信号处理方法，能计算出多输入多输出场景下的无线全双工系统中受 IQ 不平衡影响的自干扰信号用于自干扰抵消，从而在无线全双工系统中相互通信的信号发射机和信号接收机中的至少一个存在 IQ 不平衡时实现自干扰抵消，提高了无线全双工系统的数字干扰抵消性能。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims

权利要求书

1、一种信号处理装置，其特征在于，包括：

获取单元，用于获取数字基带参考信号、自干扰参考信号和频域基带信号；

转化单元，用于参照所述获取单元获取的所述数字基带参考信号获得基本参考信号和镜像参考信号，所述镜像参考信号为所述基本参考信号的镜像信号；

估算单元，用于参照所述转化单元获得的所述基本参考信号、所述转化单元获得的所述镜像参考信号和所述获取单元获取的所述自干扰参考信号，估算第一综合响应的估算值和第二综合响应的估算值；

重构单元，用于参照所述估算单元估算的所述第一综合响应的估算值、所述估算单元估算的所述第二综合响应的估算值、所述转化单元获得的所述基本参考信号和所述转化单元获得的所述镜像参考信号来计算自干扰信号，以便于所述信号处理装置对所述获取单元获取的所述频域基带信号进行自干扰抵消。
2、根据权利要求 1 所述的装置，其特征在于，所述基本参考信号包括基本频域参考信号；所述镜像参考信号包括镜像频域参考信号；所述第一综合响应包括频域的第一综合响应；所述第二综合响应包括频域的第二综合响应；所述自干扰参考信号包括频域的自干扰参考信号；

所述估算单元具体用于依据第一公式 Z(/) = (f)S(f) + H₂ (f)S* (-/) , 估算的估算值 (f)和 H₂(/)的估算值 ή f、；

其中，为所述转化单元获得的所述基本频域参考信号， ^(-/) 为所述转化单元获得的所述镜像频域参考信号， z(/)为所述获取单元获取的频域的所述自干扰参考信号，为频域的所述第一综合响应，为频域的所述第一综合相应的估算值， H₂(/)为频域的所述第二综合响应，为频域的所述第二综合响应 H₂(/)的估算值。
3、根据权利要求 1 所述的装置，其特征在于，所述基本参考信号包括基本时域参考信号；所述镜像参考信号包括镜像时域参考信号；所述第一综合响应包括时域的第一综合响应；所述第二综合响应包括时域的第二综合响应；所述自干扰参考信号包括时域的自干扰参考信号；

所述估算单元具体用于依据第一代替式 Z(t) = Η_γ (t) ® S(t) + H₂ (t) ® S* (-0 , 估算 A (/)的估算值 H, {f)和 H₂ {f)的估算值 H₂ {f) \

其中，为所述转化单元获得的所述基本时域参考信号， (-t)为所述转化单元获得的所述镜像时域参考信号， Z(t)为所述获取单元获取的所述时域的自干扰参考信号， (0为时域的所述第一综合响应， H₂ (t)为时域的所述第二综合响应，其中 (/)为 H^)的傅里叶变换值， (/)为 H₂ (t)的傅里叶变换值；为频域的所述第一综合响应，人 f 为频域的所述第一综合相应 (f)的估算值， H₂ (/)为频域的所述第二综合响应，为频域的所述第二综合响应 H₂ (/)的估算值。
4、根据权利要求 2所述的装置，其特征在于，所述估算单元包括：

第一估算子单元，用于依据第一公式 Z(/) = (f)S(f) + H₂ (f)S* (-/)获取第二公式 {2(/)}, = (/) (/)}, +^(/) ' (/)},· , 其中所述第二公式为所述转化单元获取的第 i帧的 >S(/)、 ^(-/)和所述获取单元获取的第 i帧的 Z(f)之间的关系表达式， S' (/) = S* (-/)；

第二估算子单元，用于将所述转化单元从第 i帧起获取的 N帧的 S(f) , ^(-/)和所述获取单元从第 i帧起获取的 N帧的 Z(/)依次代入所述第一估算子单元获取的第二公式 {Z(/)},. = , 计算出 N阶线性方程组 Z(/) = S(/)H(/)，其中，

z(/) = 第三估算子单元，用于依据所述第二估算子单元计算出的矩阵 Z(f)、 S(/)和 H(/)计算出表示 Z(/)、 S(/)和 ή(/)之间关系的表达式，其中， ή(/)是 Η(/)的估算值矩阵， ή(/)

H₂ (f)

第四估算子单元，用于结合所述第三估算子单元计算出的所述表

Η、

示 z(/)、 s(/)和 ή(/)之间关系的表达式和 ή(/) 计算出和

H₂(f)

、根据权利要求 3 所述的装置，其特征在于，所述估算单元包第一估算子单元，用于依据第一代替式 Z H t) ® ^,) ^^) ® ^^^) 获取第二公式 {2(/)},. = (/) (/)},. ₊ ^(/) '(/)},. , 其中所述第二公式为所述转化单元获取的第 i帧的 >S(/)、 ^(-/)和所述获取单元获取的第 i帧的 z(/)之间的关系表达式， (/) = S* (-/) , z(/)为 z(t)的傅里叶变换值， z(/)为频域的所述自干扰参考信号；

第二估算子单元，用于将所述转化单元从第 i帧起获取的 N帧的 S(f) . 和所述获取单元从第 i帧起获取的 N帧的 Z(/)依次代入所述第一估算子单元获取的第二公式 {Z(/)},. = , 计算出 N阶线性方程组 Z(/) = S(/)H(/)，其中，

ζ(/) = 第三估算子单元，用于依据所述第二估算子单元计算出的矩阵 Z(f)、 S(/)和 H(/)计算出表示 Z(/)、 S(/)和 ή(/)之间关系的表达式，其， H_x(f)

ή(/)是 H(/)的估算值矩阵

H₂ (f)

第四估算子单元，用于结合所述第三估算子单元计算出的所述表

H_v(f)

示 z(/)、 s(/)和 ή(/)之间关系的表达式和 ή(/) 计算出和

H₂(f) H

6、根据权利要求 4或 5任一项所述的装置，其特征在于，包括：所述第三估算子单元具体用于将所述第二估算子单元计算出的矩阵 Z(/) 、 S(/)和 H(/)代入第三公式 ή(/) = arg min||Z(/) - S(/)H(/)|f计算出第四公式 ή(/) = [s^H (/)S(/)] ¹ s^H (f)z(f) , 其中， s^ff (/)为 s(/)的转置共轭矩

H_v(f)

阵， ή(/)

H₂(f)

所述第四估算子单元，具体用于结合所述第三估算子单元计算出

H_v(f)

的所述第四公式 U(f) = [S^H (f)S(f)] ^lS^H(f)Z(f)与 H(/) 计算出 H.if)

H₂(f)

和 Ασ)。
7、根据权利要求 4或 5任一项所述的装置，其特征在于，包括：所述第三估算子单元具体用于将所述第二估算子单元计算出的矩阵 Z(/) 、 S(/) 和 H(/) 代入第三代替式

H(/) = argmm j^" -' |{Ζ(/)},· - {S(/)},. {H( 计算出第四代替式其中， 0 < /1 < 1

― {Si },· ―

s( = {S(f)}_i+l

s^ff(/)为 s(/)的转置共 — L

所述第四估算子单元，具体用于结合所述第三估算子单元计算出的所述第四代替式 ή(/) ∑r-'{s^H(f)}_i{S(f)}_i

Η、

H(/) 计算出 H_v(f) ^ H₂(f)

H₂(f)

8、根据权利要求 1 -7 任一项所述的装置，其特征在于，所述重构单元具体用于：依据第五公式 = (f)S(f) + H₂ (f)S* (-/)计算 , 以便于所述信号处理装置对所述频域基带信号进行自干扰抵消；其中，为频域的所述自干扰信号，为所述估算单元估算的频域的所述第一综合相应的估算值， ₂(/)为所述估算单元估算的频域的所述第二综合响应的估算值，为所述转化单元获得的所述基本频域参考信号， ^(-/)为所述转化单元获得的所述镜像频域参考信号。
9、一种信号处理装置，其特征在于，包括：接收器、处理器、存储器及总线，其中，所述接收器、所述处理器及所述存储器通过所述总线相互连接，

其中，所述接收器，用于获取数字基带参考信号、自干扰参考信号和频域基带信号；

所述处理器，用于参照所述接收器获取的所述数字基带参考信号获得基本参考信号和镜像参考信号，所述镜像参考信号为所述基本参考信号的镜像信号；

所述处理器还用于参照所述处理器获得的所述基本参考信号、所述处理器获得的所述镜像参考信号和所述接收器获取的所述自干扰参考信号，估算第一综合响应的估算值和第二综合响应的估算值；所述处理器还用于参照所述处理器估算的所述第一综合响应的估算值、所述处理器估算的所述第二综合响应的估算值、所述处理器获得的所述基本参考信号和所述处理器获得的所述镜像参考信号来计算自干扰信号，以便于所述信号处理装置对所述接收器获取的所述频域基带信号进行自干扰抵消。
10、根据权利要求 9所述的装置，其特征在于，所述基本参考信号包括基本频域参考信号；所述镜像参考信号包括镜像频域参考信号；所述第一综合响应包括频域的第一综合响应；所述第二综合响应包括频域的第二综合响应；所述自干扰参考信号包括频域的自干扰参考信号；

所述处理器具体用于依据第一公式 z /^ /^ ^-/), 估算 H_x(f)的估算值 H_x(f)和 H₂(f)的估算值 H₂(f)；

其中，为所述处理器获得的所述基本频域参考信号， ^(-/)为所述处理器获得的所述镜像频域参考信号， Z(/)为所述接收器获取的频域的所述自干扰参考信号，为频域的所述第一综合响应， ή f) 为频域的所述第一综合相应 (f)的估算值， H₂ (/)为频域的所述第二综合响应，为频域的所述第二综合响应 H₂(/)的估算值。
11、根据权利要求 9所述的装置，其特征在于，所述基本参考信号包括基本时域参考信号；所述镜像参考信号包括镜像时域参考信号；所述第一综合响应包括时域的第一综合响应；所述第二综合响应包括时域的第二综合响应；所述自干扰参考信号包括时域的自干扰参考信号；

所述处理器具体用于依据第一代替式 Z(t) = (t) ® S(t) + H₂ (t) ® S* (-t) , 估算 t n的估算值 ή 、和 H₂(/)的估算值 ₂(/)；

其中，为所述处理器获得的所述基本时域参考信号， (-t)为所述处理器获得的所述镜像时域参考信号， z(t)为所述接收器获取的所述时域的自干扰参考信号， H ή为时域的所述第一综合响应， H₂(t)为时域的所述第二综合响应，其中 A (/)为 A (t)的傅里叶变换值， H₂ (f)为 H₂(t)的傅里叶变换值；为频域的所述第一综合响应，为频域的所述第一综合相应 (/)的估算值， H₂ (/)为频域的所述第二综合响应， ₂(/)为频域的所述第二综合响应 H₂(/)的估算值。

12、根据权利要求 10所述的装置，其特征在于，所述处理器具体用于依据第一公式 z(/) = 估算的估算值和 H₂(/)的估算值包括：

所述处理器具体用于依据第一公式 z / S/vH /)^-/)获取第二公式 {Ζ(/)}'· = (/){聊,₊ 2(/膚) },，其中所述第二公式为所述处理器获取的第 i帧的 S{ 、、 ^(-/)和所述接收器获取的第 i帧的 Z(/)之间的关系表达式， S' (/) = S* (- )；

所述处理器还用于将所述处理器从第 i帧起获取的 N帧的 S(/)、 ^(- )和所述接收器从第 i帧起获取的 N帧的 Z(/)代入所述处理器获取的第二公式 {Ζ(/)},·= (/){^/)},· ₊ 计算出 Ν 阶线性方程组 Z( ) = S( )H(/), 其中 ,

所述处理器还用于依据所述处理器计算出的矩阵 z(/)、 s(/)和 H(/)计算出表示 z(/)、 s(/)和 ή(/)之间关系的表达式，其中， ή(/)是 Η(/) x{f)

的估算值矩阵， ή(/)

H₂(f)

所述处理器还用于结合所述处理器计算出的所述表示 Z(/)、 S(/)

H_v(f)

和 ή(/)之间关系的表达式和 Η(/) 计算出 (/)和^(/)

H₂(f)

13、根据权利要求 11 所述的装置，其特征在于，所述处理器具体用于依据第一代替式2(/) = (,)@₁^) + ₂(/)@ (-/), 估算的估算值和 H₂(/)的估算值^ (/), 包括：

所述处理器具体用于依据第一代替式 Z

获取第二公式 {Ζ(/)},· + H₂ (/){ (/)},·，其中所述第二公式为所述处理器获取的第 i帧的 S(/)、^(-/)和所述接收器获取的第 i帧的 Z(/) 之间的关系表达式， (/) = S* (-/) , Z(/)为的傅里叶变换值，为频域的所述自干扰参考信号；

所述处理器还用于将所述处理器从第 i帧起获取的 N帧的 >S(/)、 ^ (- _/和所述接收器从第 i帧起获取的 N帧的 Z(/)代入所述处理器获取的第二公式 {Ζ(/)},· + (/)}, , 计算出 Ν 阶线性方程组

Z(/) = S(/)H(/)，其中 , z(/)

— { 所述处理器还用于依据所述处理器计算出的矩阵 z(/)、 s(/)和 H(/)计算出表示 z(/)、 s(/)和 ή(/)之间关系的表达式，其中， ή(/)是 Η(/) 的估算值矩阵， H_v(f)

H₂(f)

所述处理器还用于结合所述处理器计算出的所述表示 Z(/)、 S(/) 和 H_x(f)

ή(/)之间关系的表达式和 ή(/) = 计算出和 A₂(/)

H₂(f)
14、根据权利要求 12或 13任一项所述的装置，其特征在于，包所述处理器具体用于将所述处理器计算出的矩阵 Z(/)、 S(/)和 H(/)代入第三公式 (/) = <sub>ar</sub>gmin|Z(/)-S(/)H(/)|<sup>2</sup>计算出第四公式

11(f) = [S^H(f)S(f)] ^lS^H(f)Z(f) , 其中， S^ff(/)为 S(/)的转置共轭矩阵，

H_v(f)

H( )

H₂(f)

所述处理器还具体用于结合所述处理器计算出的第四公式

H_v(f)

H(/) = [S^H (f)S(f)] ¹ S^H (f)Z(f)与 ή(/) 计算出 (/)和 A₂(/)

H₂(f)

15、根据权利要求 12或 13任一项所述的装置，其特征在于，包所述处理器具体用于将所述处理器计算出的矩阵 Z(/)、 S(/)和 H(/)代入第三代替式 ή(/) = ^^ΐ "- '·|{Ζ(/)},·- {8(/)},·{Η(/)},·|²计算出第四代替式 Η( ) '{S^ff(/)},{Z(/)}_; 其中， 0< <1 ― {S(f) },· ―

s( = {S(f)}_M s^ff(/)为 s(/)的转置共 — L

所述处理器还具体用于结合所述处理器计算出的所述第四代替式 ή(/) ∑^-'^(/)},.{8(/)},. ∑r-ⁱ{s^H (f)}_i {z(f)}_i 计算出

和 ₂(/)。

16、根据权利要求 9- 15 任一项所述的装置，其特征在于，所述处理器还具体用于：依据第五公式 = H_x(f)S(f) + H₂(f)S -f)计算 (/) , 以便于所述信号处理装置对所述频域基带信号进行自干扰抵消；

其中，为频域的所述自干扰信号，为所述处理器估算的频域的所述第一综合相应的估算值，为所述处理器估算的频域的所述第二综合响应的估算值，为所述处理器获得的所述基本频域参考信号， ^(-/)为所述处理器获得的所述镜像频域参考信号。
17、一种信号处理方法，其特征在于，包括：

信号处理装置获取数字基带参考信号、自干扰参考信号和频域基带信号；

所述信号处理装置参照所述数字基带参考信号获得基本参考信号和镜像参考信号，所述镜像参考信号为所述基本参考信号的镜像信号；

所述信号处理装置参照所述基本参考信号、所述镜像参考信号和所述自干扰参考信号，估算第一综合响应的估算值和第二综合响应的估算值；

所述信号处理装置参照所述第一综合响应的估算值、所述第二综合响应的估算值、所述基本参考信号和所述镜像参考信号来计算自干扰信号，以便于所述信号处理装置对所述频域基带信号进行自干扰抵消。
18、根据权利要求 17所述的方法，其特征在于，所述信号处理装置参照所述基本频域参考信号、所述镜像频域参考信号和所述自干扰参考信号，估算第一综合响应的估算值和第二综合响应的估算值，包括：

所述基本参考信号包括基本频域参考信号；所述镜像参考信号包括镜像频域参考信号；所述第一综合响应包括频域的第一综合响应；所述第二综合响应包括频域的第二综合响应；所述自干扰参考信号包括频域的自干扰参考信号；

所述信号处理装置依据第一公式 Z(/) = (f)S(f) + H₂ (f)S* (-/) , 估算 H_x{f)的估算值 H_x {f)和 H₂ (f)的估算值 H₂ (f)；

其中，为所述基本频域参考信号， ^(-/)为所述镜像频域参考信号， Z(/)为频域的所述自干扰参考信号，为频域的所述第一综合响应，为频域的所述第一综合相应的估算值， H₂ (/)为频域的所述第二综合响应， { )为频域的所述第二综合响应 H₂ (/)的估算值。
19、根据权利要求 17所述的方法，其特征在于，所述信号处理装置参照所述基本频域参考信号、所述镜像频域参考信号和所述自干扰参考信号，估算第一综合响应的估算值和第二综合响应的估算值，包括：

所述基本参考信号包括基本时域参考信号；所述镜像参考信号包括镜像时域参考信号；所述第一综合响应包括时域的第一综合响应；所述第二综合响应包括时域的第二综合响应；所述自干扰参考信号包括时域的自干扰参考信号；

所述信号处理装置依据第一代替式 Z(t) = H_v (t) ® S(t) + H₂ (t) ® S* (-t) , 估算 H_x (f)的估算值 H_x(f)和 H₂(f)的估算值 H₂ (f)；

其中，为所述基本时域参考信号，为所述镜像时域参考信号， Z(t)为所述获取单元获取的时域的所述自干扰参考信号， H ή为时域的所述第一综合响应， H₂(t)为时域的所述第二综合响应，其中 H_v(f)为 H f)的傅里叶变换值， H₂(f)为 H₂(t)的傅里叶变换值； H_v(f)为频域的所述第一综合响应，为频域的所述第一综合相应的估算值， H₂(/)为频域的所述第二综合响应，为频域的所述第二综合响应 H₂(/)的估算值。

20、根据权利要求 18所述的方法，其特征在于，所述信号处理装置依据第一公式 2(/) = (/)^/) + ^(/)^(-/) , 估算的估算值 H_x{f)和 H₂(f)的估算值 H₂(f) , 包括：

所述信号处理装置依据第一公式 z S /^ + ^-/)获取第二公式 {ζ(/)}'· = + ₂(/) ' (/)},· , 其中所述第二公式为所述信号处理装置获取的第 i 帧的 >s(/)、 ^(-/)和 z(/)之间的关系表达式， s f) = s -f) ;

将所述信号处理装置从第 i帧起获取的 N帧的 >S(/)、 ^(-/)和 Z(/) 依次代入第二公式 {Ζ(/)},· = (/){^/)},· ₊ (/){ (/)},· , 计算出 Ν阶线性方程组 Z(/) = S(/)H(/)，其中，

z(/) = 所述信号处理装置依据所述矩阵 Z(/)、 S(/)和 H(/)计算出表示 z(/)、 s(/)和 ή(/)之间关系的表达式，其中， ή(/)是 Η(/)的估算值矩阵，

H_v(f)

Η(/)

H₂(f)_

所述信号处理装置结合所述表示 z(/)、 s(/)和 ή(/)之间关系的表

Η、

达式和 Η(/) 计算出 (/)和

H₂(f)

21、根据权利要求 19所述的方法，其特征在于，所述信号处理装置依据第一代替式 Z(t) = H t) ® S(t) + H₂(t) ® , 估算 H_v(f) 的估算值 H_x{f)和 H₂(f)的估算值 H₂(f) , 包括：

所述信号处理装置依据第一代替式 Z(t) = (t) 0 S(t) + H₂ (t) ® S* (-t)获取第二公式 {Ζ(/)},·= (/){^/)},·₊ (/){ (/)},· , 其中所述第二公式为所述信号处理装置获取的第 i帧的 >S(/)、 ^(-/)和 Z(/)之间的关系表达式，

S f) = S -f), z(/)为 z(t)的傅里叶变换值， z(/)为频域的所述自干扰参考信号；

将所述信号处理装置从第 i帧起获取的 N帧的 >S(/)、 ^(-/)和 Z(/) 依次代入第二公式 {2(/)},.= (/) (/)},.+ ₂(/) ' (/)},· , 计算出 N阶线性方程组 Z(/) = S(/)H(/)，其中，

ζ(/) = 所述信号处理装置依据所述矩阵 Z(/)、 S(/)和 H(/)计算出表示 z(/)、 s(/)和 ή(/)之间关系的表达式，其中， ή(/)是 Η(/)的估算值矩阵，

H_v(f)

H(/) 所述信号处理装置结合所述表示 z(/)、 s(/)和 ή(/)之间关系的表

Η、

达式和 Η(/) 计算出 (/)和^ (/)

H₂(f)
22、根据权利要求 20或 21任一项所述的方法，其特征在于，所述信号处理装置依据所述矩阵 Z(/)、 S(/)和 H(/)计算出表示 Z(/)、 S(/) 和 ή(/)之间关系的表达式，其中， ή(/)是 Η(/)的估算值矩阵，

H_v(f)

Η(/) 具体包括:

H₂(f)

所述信号处理装置将矩阵 Z(/) 、 S(/)和 H(/)代入第三公式 ii(/) = _arg^i|z(/)_s(/)H(/)|²计算出第四公式 ii(/) = [s^ff(/)s(/)]- ^/w/) ,

H_v(f)

其中， s^ff(/)为 s(/)的转置共轭矩阵， ή(/)

H₂(f)

所述信号处理装置结合所述表示 z(/)、 s(/)和 ή(/)之间关系的表 H_v{f)

达式和 H(/) 计算出和具体包括:

所 H₂(f)

所述述信号处理装置结合第四公式 /xs s s ^z )与

H、U1 一口一一，

H( ) 计算出 (/)和 ^ (/)

H₂ f)
23、根据权利要处求 20或 21任一项所述的方法，其特征在于，所述信号处理装置依据所述理矩阵 Z(/)、 S(/)和 H(/)计算出表示 Z(/)、 S(/) m一一

和 ή(/)之间关系的表达式，其中， ή(/)是 Η(/)的估算值矩阵 ,

H、( 1

具体包括:

H₂{f)

结

所述信号处理装置将矩阵 Z(/)、 S(/)和 H(/)代入第三代替式

H(/) = argminX^"-' |{Ζ(/)},· - {S(/)},.{H 计算出第四代替式

^H(J)

H(/) _j -'{s^H(f)}_i )}_i 其中， 0</1<1

{ζ(/)}'· s^ff(/)为 s(/)的转置共

式辄矩阵， ή(/)

所述信号处理装置结合所述表示 z(/)、 s(/)和 ή(/)之间关系的表达式和 0(/) _v(f)

计算出和/^ (/), 具体包括:

2(f)

H(/) 与 ή(/) 计算出

H₂(f)

和 A₂(/)
24、根据权利要求 17-23任一项所述的方法，其特征在于，所述信号处理装置参照所述第一综合响应、所述第二综合响应、所述基本频域参考信号和所述镜像频域参考信号来计算自干扰信号，以便于所述信号处理装置对所述频域基带信号进行自干扰抵消，包括：

所述信号处理装置依据第五公式 = 计算 Z(/) , 以便于所述信号处理装置对所述频域基带信号进行自干扰抵消；

其中，为频域的所述自干扰信号，为频域的所述第一综合相应的估算值，为频域的所述第二综合响应的估算值， S{f)为所述基本频域参考信号， ^(-/)为所述镜像频域参考信号。