CN106374804A - 永磁同步电机转子初始位置闭环检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种永磁同步电机转子初始位置闭环检测方法，属于电机控制领域。本发明方法是向电机定子绕组中注入高频电压信号，采样三相电流并变换到两相静止坐标系中；采用位置闭环收敛，从高频电流的幅值中解调出磁极位置；再对基频电流闭环控制，根据电流幅值的变化判断极性；最终得到转子初始位置。本发明方法在实施过程中转子保持静止状态，位置解调没有使用滤波器和高频角度的坐标变换，避免了滤波器和数字控制延时的影响，提高了辨识精度，实用性和可靠性高，易于工程化。

Description

永磁同步电机转子初始位置闭环检测方法

技术领域

本发明涉及永磁同步电机转子初始位置检测方法，特别是涉及基于高频电压注入法的位置检测，属于电机控制领域。

背景技术

永磁同步电机具有功率密度大、效率高的优点，在电动汽车中得到了广泛应用。为了实现永磁同步电机驱动系统高精度、高性能的矢量控制，必须在电机起动前获取转子的位置信息。初始位置检测不准确会导致电机带载能力下降，甚至出现反转现象。

永磁同步电机转子初始位置检测可以分为转子预定位法和信号注入法。转子预定位法是一种简单有效的方法，向电机绕组中施加固定幅值的直流量，使转子转动并最终停在预定位置。中国发明专利CN 101651442A于2010年2月17日公开的《电机转子电角度修正方法及系统》，采用闭环控制的思想，根据转子的转速变化是否大于指定阈值，调整初始控制角。该方法存在以下缺点：

1)需要使电机转动，不适用于整车工况；

2)转子转动受到摩擦力矩和负载力矩的影响，降低了位置检测精度。

信号注入法可以实现转子静止状态下的初始位置检测，主要有电压脉冲注入法和高频电压注入法。电压脉冲注入法是向定子电角度一周注入脉冲信号，检测电流响应的幅值来判断转子位置。但该方法存在的缺点为：需要选取合适的脉冲幅值和持续时间，幅值过大或时间过长会出现过流和电机抖动，幅值过小或时间过短会降低辨识精度，实用性差。

高频电压注入法是利用电机的凸极性来检测位置，先对磁极位置进行估计，再对磁极极性进行判断。中国发明专利CN 101630938 A于2010年1月20日公开的《无位置传感器永磁同步电机转子初始位置辨识方法》，向磁极正反两个方向注入电压脉冲，根据电流响应来判断极性。2004年IEEE文献“A Novel Method for Init ial Rotor PositionEstimation for IPM Synchronous Machine Drives”(“一种新型的IPM同步电机驱动系统的初始位置辨识方法”——2004年IEEE工业应用期刊)，利用高频电流的二次项来判断极性。上述高频电压注入法中存在以下缺点：

1)两种极性判断方法可靠性低：采用电压脉冲注入法进行极性判断，必须选取合适的电压脉冲幅值和持续时间，采用高频电流二次项进行极性判断，二次项分量信噪比低，容易造成极性误判；

2)需要采用滤波器处理信号，并进行高频角度的坐标变换，滤波器和数字控制延时会降低位置检测精度。

发明内容

本发明要解决的关键技术为：针对现有永磁同步电机转子初始位置检测技术中存在的转子转动、实用性差、极性误判和检测精度低的问题，提供了一种永磁同步电机转子初始位置闭环检测方法，向电机绕组注入高频电压信号，首先采用位置闭环收敛，从高频电流的幅值中解调出磁极位置，再对基频电流闭环控制，根据电流幅值的变化判断极性，最终得到转子初始位置。

为了实现本发明的目的，本发明提供了一种永磁同步电机转子初始位置闭环检测方法，包括向电机绕组注入高频电压信号，采样得到三相电流i_a、i_b和i_c，从电流信号中提取转子初始位置θ_init，包括以下步骤：

步骤1，向电机静止αβ坐标系中注入高频电压信号u_αh、u_βh，如下式所示：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}h}\\ u_{\mathrm{\β}h}\end{array}\right]=u_h\left[\begin{array}{c}-{\mathrm{sin\ω}}_{h}t\\ {\mathrm{cos\ω}}_{h}t\end{array}\right]$

其中，u_h为高频电压的幅值，ω_h为高频电压的角频率，t表示注入高频电压信号的时间；

步骤2，采样电机定子三相绕组电流i_a、i_b和i_c，变换到静止αβ坐标系中得到i_α和i_β，变换公式如下：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]$

步骤3，对位置进行闭环检测，从高频电流信号的幅值中解调出磁极位置角θ_mag；

(1)将两相静止坐标系即静止αβ坐标系中的电流i_α和i_β变换到两相旋转坐标系中，得到i_d1和i_q1，坐标变换角度为收敛角θ_con，变换公式如下：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{d1}\\ i_{q1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{cos\θ}}_{con}& {\mathrm{sin\θ}}_{con}\\ -{\mathrm{sin\θ}}_{con}& {\mathrm{cos\θ}}_{con}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]$

(2)分别计算i_d1和i_q1的幅值平方和计算式如下：

$I_{d1}^2=\frac{4T_s^2}{T_h^2}\left({\left(\underset{k=0}{\overset{T_h/T_s-1}{\Σ}}{i}_{d1}\left(k\right)\cos \left({\mathrm{k\ω}}_h{T}_s\right)\right)}^2+{\left(\underset{k=0}{\overset{T_h/T_s-1}{\Σ}}{i}_{d1}\left(k\right)\sin \left({\mathrm{k\ω}}_h{T}_s\right)\right)}^2\right)$

$I_{q1}^2=\frac{4T_s^2}{T_h^2}\left({\left(\underset{k=0}{\overset{T_h/T_s-1}{\Σ}}{i}_{q1}\left(k\right)\cos \left({\mathrm{k\ω}}_h{T}_s\right)\right)}^2+{\left(\underset{k=0}{\overset{T_h/T_s-1}{\Σ}}{i}_{q1}\left(k\right)\sin \left({\mathrm{k\ω}}_h{T}_s\right)\right)}^2\right)$

其中，T_s为采样周期，T_h为注入高频电压信号的周期、ω_h为注入高频电压信号的角频率，k为采样点计数，i_d1(k)和i_q1(k)分别表示i_d1、i_q1的第k个电流值；

(3)将作为PI调节器的输入，PI调节器的表达式G_PI(s)为：

$G_{PI}\left(s\right)=k_p+\frac{k_i}{s}$

其中，s为拉普拉斯算子，k_p为比例项系数，k_i为积分项系数；

(4)调节PI调节器的参数使得收敛到0，PI调节器的输出为磁极位置角θ_mag，收敛角θ_con与θ_mag满足如下关系：

θ_con＝θ_mag+0.25π

步骤4，根据步骤3所得到的磁极位置角θ_mag，对基频电流闭环控制，根据电流幅值的变化，输出极性判断标志位f_pol；

(1)将两相静止坐标系中的电流i_α和i_β变换到两相旋转坐标系中，得到i_d2和i_q2，坐标变换角度为磁极位置角θ_mag，变换公式如下：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{d2}\\ i_{q2}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{cos\θ}}_{mag}& {\mathrm{sin\θ}}_{mag}\\ -{\mathrm{sin\θ}}_{mag}& {\mathrm{cos\θ}}_{mag}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]$

(2)对基频电流闭环控制，从i_d2和i_q2中分离出基频分量作为电流闭环的反馈值i_db和i_qb，电流指令值分别为i_dref和i_qref，采用PI调节器实现反馈值无静差跟踪指令值；

(3)令i_dref＝0，i_qref＝0，计算i_d2的幅值平方，记为

(4)令i_dref＝0.6i_sn，i_sn为电机额定电流，i_qref＝0，再次计算i_d2的幅值平方，记为

(5)若则极性判断标志位f_pol＝1，否则f_pol＝2。

步骤5，若f_pol＝1，转子初始位置角θ_init＝θ_mag，若f_pol＝2，转子初始位置角θ_init＝θ_mag+π。

优选的，u_h的值为20％的电机额定电压，ω_h的值为5％的开关角频率。

本发明专利具有如下优点：

1)采用高频电压信号注入的方法，可以在转子静止状态检测初始位置，适用于整车工况；

2)高频电压幅值、频率以及基频电流指令值的取决于电机驱动系统，增强了算法的实用性；

3)磁极位置解调过程没有使用滤波器和高频角度的坐标变换，避免了滤波器和数字控制延时的影响，检测精度高；

4)计算电流幅值来获取磁极位置和判断极性，简单易行；

5)对基频电流闭环控制，可以改变电机的饱和特性，增强了极性判断的可靠性。

附图说明

图1为本发明方法的实施流程图。

图2为本发明方法的磁极位置解调流程图。

图3为本发明方法的极性判断流程图。

图4为采用磁极位置闭环收敛法的电路原理图。

图5为采用基频电流闭环控制判断极性的电路原理图。

图6为转子初始位置为30时，电流幅值变化波形及位置检测结果。

图7为转子初始位置为30时，分别采用本发明方法与传统方法的对比波形。

具体实施方式

下面结合附图，来说明本发明的具体实施方式。

图1为本发明方法流程图，包括以下步骤：

步骤S01，向电机静止αβ坐标系中注入高频电压信号u_αh、u_βh；

步骤S02，采样电机定子三相绕组电流i_a、i_b和i_c，变换到静止αβ坐标系中得到i_α和i_β；

步骤S03，对位置进行闭环检测，从高频电流信号的幅值中解调出磁极位置角θ_mag，其实现过程如图2所示，包括以下步骤：

步骤S301，将两相静止坐标系即静止αβ坐标系中的电流i_α和i_β变换到两相旋转坐标系中，得到i_d1和i_q1，坐标变换角度为收敛角θ_con，

步骤S302，分别计算i_d1和i_q1的幅值平方和

步骤S303，将作为PI调节器的输入，

步骤S304，调节PI调节器的参数使得收敛到0，PI调节器的输出为磁极位置角θ_mag，收敛角θ_con与θ_mag满足关系为：θ_con＝θ_mag+0.25π；

步骤S04，根据步骤S03所得到的磁极位置角θ_mag，对基频电流闭环控制，根据电流幅值的变化，输出极性判断标志位f_pol，其实现流程如图3所示，包括以下步骤：

步骤S401，将两相静止坐标系中的电流i_α和i_β变换到两相旋转坐标系中，得到i_d2和i_q2，坐标变换角度为磁极位置角θ_mag，

步骤S402，对基频电流闭环控制，从i_d2和i_q2中分离出基频分量作为电流闭环的反馈值i_db和i_qb，电流指令值分别为i_dref和i_qref，采用PI调节器实现反馈值无静差跟踪指令值，

步骤S403，令i_dref＝0，i_qref＝0，计算i_d2的幅值平方，记为

步骤S404，令i_dref＝0.6i_sn，i_sn为电机额定电流，i_qref＝0，再次计算i_d2的幅值平方，记为

步骤S405，若则极性判断标志位f_pol＝1，否则f_pol＝2；

步骤S05，若f_pol＝1，转子初始位置角θ_init＝θ_mag，若f_pol＝2，转子初始位置角θ_init＝θ_mag+π。

本发明方法分为两大步来实现转子初始位置检测，第一大步实现转子磁极位置检测，包括步骤S01、步骤S02和步骤S03，其电路原理图如图4所示。向电机静止αβ坐标系中注入高频电压信号u_αh、u_βh，经过空间矢量调制产生开关信号驱动IGBT，直流侧电压U_dc经过逆变产生交流电压。采用两个电流传感器采样定子A相合B相电流，得到三相电流i_a、i_b和i_c，变换到静止αβ坐标系中得到i_α和i_β。将i_α和i_β变换到两相旋转坐标系中得到i_d1和i_q1，坐标变换角度为收敛角θ_con。分别计算i_d1和i_q1的幅值平方和将作为PI调节器的输入，PI调节器的输出为磁极位置角θ_mag，其中收敛角θ_con与θ_mag满足关系为：θ_con＝θ_mag+0.25π。

第二大步实现磁极极性判断，包括步骤S01、步骤S02、步骤S04和步骤S05，其电路原理图如图5所示。根据第一大步得到的磁极位置角θ_mag，将两相静止坐标系中的电流i_α和i_β变换到两相旋转坐标系中得到i_d2和i_q2，坐标变换角度为收敛角θ_mag。采用带阻滤波器，从i_d2和i_q2中分离出基频分量作为电流闭环的反馈值i_db和i_qb，电流指令值分别为i_dref和i_qref，将i_dref-i_db和i_qref-i_qb分别经过PI调节器，输出u_d和u_q。将u_d和u_q变换到两相静止坐标系中，坐标变换角度为θ_mag，得到u_αb和u_βb。u_αb+u_αh和u_βb+u_βh经过空间矢量调制，产生驱动IGBT的开关信号。改变i_dref的值，计算i_d2的幅值平方，比较后输出极性判断标志位f_pol。根据f_pol对θ_mag进行极性补偿，即可得到转子初始位置角θ_init。

注意事项：本发明中提及的所有角度均为电角度。

以一台30kW永磁同步电机为例具体说明该方法的实施方式。PWM开关频率为10kHz，电机额定线电压为300V，额定电流为71A，峰值功率为30kW，极对数为4。实现转子初始位置检测包括以下步骤：

步骤1，向电机静止αβ坐标系中注入高频电压信号u_αh、u_βh，如下式所示：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}h}\\ u_{\mathrm{\β}h}\end{array}\right]=u_h\left[\begin{array}{c}-{\mathrm{sin\ω}}_{h}t\\ {\mathrm{cos\ω}}_{h}t\end{array}\right]$

其中，u_h为高频电压的幅值，其值选取为20％的电机额定电压，为34.6V，ω_h为高频电压的角频率，其值选取为5％的开关角频率，为3142rad/s，t表示注入高频电压信号的时间。

步骤2，采样电机定子三相绕组电流i_a、i_b和i_c，变换到静止αβ坐标系中得到i_α和i_β，变换公式如下：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]$

步骤3，采用位置闭环收敛法，从高频电流信号的幅值中解调出磁极位置角θ_mag，具体过程包括以下步骤：

(1)将两相静止坐标系中的电流i_α和i_β变换到两相旋转坐标系中，得到i_d1和i_q1，设坐标变换角度为收敛角θ_con，变换公式如下：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{d1}\\ i_{q1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{cos\θ}}_{con}& {\mathrm{sin\θ}}_{con}\\ -{\mathrm{sin\θ}}_{con}& {\mathrm{cos\θ}}_{con}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]$

(2)分别计算i_d1和i_q1的幅值平方和计算式如下：

$I_{d1}^2=\frac{4{T_s}^2}{{T_h}^2}\left({\left(\underset{k=0}{\overset{T_h/T_s-1}{\Σ}}{i}_{d1}\left(k\right)\cos \left({\mathrm{k\ω}}_h{T}_s\right)\right)}^2+{\left(\underset{k=0}{\overset{T_h/T_s-1}{\Σ}}{i}_{d1}\left(k\right)\sin \left({\mathrm{k\ω}}_h{T}_s\right)\right)}^2\right)$

$I_{q1}^2=\frac{4{T_s}^2}{{T_h}^2}\left({\left(\underset{k=0}{\overset{T_h/T_s-1}{\Σ}}{i}_{q1}\left(k\right)\cos \left({\mathrm{k\ω}}_h{T}_s\right)\right)}^2+{\left(\underset{k=0}{\overset{T_h/T_s-1}{\Σ}}{i}_{q1}\left(k\right)\sin \left({\mathrm{k\ω}}_h{T}_s\right)\right)}^2\right)$

其中，T_s为采样周期，由于采样频率等于开关频率，因此T_s＝0.1ms，T_h为注入高频信号的周期，其值为2ms，ω_h为注入高频信号的角频率，其值为3142rad/s，k为采样点计数，为了同时满足较高的幅值计算精度和较快的位置闭环收敛速度，k取值为50，i_d1(k)和i_q1(k)表示第k个电流值。

(3)将作为PI调节器的输入，PI调节器的表达式G_PI(s)为：

$G_{PI}\left(s\right)=k_p+\frac{k_i}{s}$

其中，s为拉普拉斯算子，k_p为比例项系数，k_i为积分项系数。

(4)对k_p、k_i进行整定，当k_p＝0.0002，k_i＝0.04时，位置闭环收敛速度较快，稳态波动小。当收敛到0时，PI调节器的输出为磁极位置角θ_mag，且收敛角θ_con与θ_mag满足如下关系：

θ_con＝θ_mag+0.25π

步骤4，根据步骤3所得到的磁极位置角θ_mag，对基频电流闭环控制，根据电流幅值的变化，输出极性判断标志位f_pol，具体实施步骤如下：

(1)将两相静止坐标系中的电流i_α和i_β变换到两相旋转坐标系中，得到i_d2和i_q2，坐标变换角度为磁极位置角θ_mag，变换公式如下：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{d2}\\ i_{q2}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{cos\θ}}_{mag}& {\mathrm{sin\θ}}_{mag}\\ -{\mathrm{sin\θ}}_{mag}& {\mathrm{cos\θ}}_{mag}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]$

(2)对基频电流闭环控制，采用带阻滤波器，从i_d2和i_q2中分离出基频分量作为电流闭环的反馈值i_db和i_qb，电流指令值分别为i_dref和i_qref，采用PI调节器实现反馈值无静差跟踪指令值；

(3)令i_dref＝0A，i_qref＝0A，计算i_d2的幅值平方，记为的计算方法与和相同，只是将幅值平方公式中的i_d1和i_q1换成i_d2。

(4)令i_dref为60％电机额定电流，即i_dref＝42.6A，i_qref＝0A，再次计算i_d2的幅值平方，记为

(5)若则极性判断标志位f_pol＝1，否则f_pol＝2。

步骤5，若f_pol＝1，转子初始位置角θ_init＝θ_mag，结束初始位置检测；若f_pol＝2，转子初始位置角θ_init＝θ_mag+π，结束初始位置检测。

图6为转子初始位置为30°时，电流幅值变化波形及位置检测结果。初始化状态下，i_d1、i_q1和θ_init均为0。当位置检测开始后，闭环调节作用使得收敛到0，此时i_d1和i_q1的幅值相等，PI调节器的输出为磁极位置角θ_mag≈30°。极性判断后，标志位f_pol＝1，说明此时磁极对应N极，则转子初始位置角θ_init＝θ_mag。位置收敛时间为0.01s，稳态值波动小，说明该检测方法具有良好的快速性和稳态性。

图7为转子初始位置为30时，分别采用本发明方法与传统高频注入法的对比波形，传统高频注入法参考2005年IEEE文献“Initial Rotor Position Estimation of anInterior Permanent-Magnet Synchronous Machine Using Carrier-FrequencyInjection Methods”(“采用载波频率注入的内置式永磁同步电机初始转子位置估计方法”——2005年IEEE工业应用期刊)。从图中可以得出：当采用本发明方法检测初始位置，检测结果在29.5°～30.5°范围内波动，均值为29.8°，稳态误差约为0.2°；当采用传统高频注入法检测初始位置，对滤波器和数字控制延时进行补偿后，检测结果的均值为27.3°，稳态误差为2.7°。当转子位于其他位置时，也得到相同的结果，说明本发明方法具有较高的检测精度。

Claims (2)

1.一种永磁同步电机转子初始位置闭环检测方法，包括向电机绕组注入高频电压信号，采样得到三相电流i_a、i_b和i_c，从电流信号中提取转子初始位置θ_init，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，向电机静止αβ坐标系中注入高频电压信号u_αh、u_βh，如下式所示：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}h}\\ u_{\mathrm{\β}h}\end{array}\right]=u_h\left[\begin{array}{c}-{\mathrm{sin\ω}}_{h}t\\ {\mathrm{cos\ω}}_{h}t\end{array}\right]$

其中，u_h为高频电压的幅值，ω_h为高频电压的角频率，t表示注入高频电压信号的时间；

步骤2，采样电机定子三相绕组电流i_a、i_b和i_c，变换到静止αβ坐标系中得到i_α和i_β，变换公式如下：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]$

步骤3，对位置进行闭环检测，从高频电流信号的幅值中解调出磁极位置角θ_mag；

(1)将两相静止坐标系即静止αβ坐标系中的电流i_α和i_β变换到两相旋转坐标系中，得到i_d1和i_q1，坐标变换角度为收敛角θ_con，变换公式如下：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{d1}\\ i_{q1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{cos\θ}}_{con}& {\mathrm{sin\θ}}_{con}\\ -{\mathrm{sin\θ}}_{con}& {\mathrm{cos\θ}}_{con}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]$

(2)分别计算i_d1和i_q1的幅值平方和计算式如下：

$I_{d1}^2=\frac{4T_s^2}{T_h^2}({\left(\underset{k=0}{\overset{T_h/T_s-1}{\mathrm{\Σ}}}{i}_{d1}\left(k\right)cos\left({\mathrm{k\ω}}_h{T}_s\right)\right)}^2+{\left(\underset{k=0}{\overset{T_h/T_s-1}{\mathrm{\Σ}}}{i}_{d1}\left(k\right)sin\left({\mathrm{k\ω}}_h{T}_s\right)\right)}^2)$

$I_{q1}^2=\frac{4T_s^2}{T_h^2}({\left(\underset{k=0}{\overset{T_h/T_s-1}{\mathrm{\Σ}}}{i}_{q1}\left(k\right)cos\left({\mathrm{k\ω}}_h{T}_s\right)\right)}^2+{\left(\underset{k=0}{\overset{T_h/T_s-1}{\mathrm{\Σ}}}{i}_{q1}\left(k\right)sin\left({\mathrm{k\ω}}_h{T}_s\right)\right)}^2)$

其中，T_s为采样周期，T_h为注入高频电压信号的周期、ω_h为注入高频电压信号的角频率，k为采样点计数，i_d1(k)和i_q1(k)分别表示i_d1、i_q1的第k个电流值；

(3)将作为PI调节器的输入，PI调节器的表达式G_PI(s)为：

$G_{PI}\left(s\right)=k_p+\frac{k_i}{s}$

其中，s为拉普拉斯算子，k_p为比例项系数，k_i为积分项系数；

(4)调节PI调节器的参数使得收敛到0，PI调节器的输出为磁极位置角θ_mag，收敛角θ_con与θ_mag满足如下关系：

θ_con＝θ_mag+0.25π

步骤4，根据步骤3所得到的磁极位置角θ_mag，对基频电流闭环控制，根据电流幅值的变化，输出极性判断标志位f_pol；

(1)将两相静止坐标系中的电流i_α和i_β变换到两相旋转坐标系中，得到i_d2和i_q2，坐标变换角度为磁极位置角θ_mag，变换公式如下：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{d2}\\ i_{q2}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{cos\θ}}_{mag}& {\mathrm{sin\θ}}_{mag}\\ -{\mathrm{sin\θ}}_{mag}& {\mathrm{cos\θ}}_{mag}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]$

(2)对基频电流闭环控制，从i_d2和i_q2中分离出基频分量作为电流闭环的反馈值i_db和i_qb，电流指令值分别为i_dref和i_qref，采用PI调节器实现反馈值无静差跟踪指令值；

(3)令i_dref＝0，i_qref＝0，计算i_d2的幅值平方，记为

(4)令i_dref＝0.6i_sn，i_sn为电机额定电流，i_qref＝0，再次计算i_d2的幅值平方，记为

(5)若则极性判断标志位f_pol＝1，否则f_pol＝2。

步骤5，若f_pol＝1，转子初始位置角θ_init＝θ_mag，若f_pol＝2，转子初始位置角θ_init＝θ_mag+π。

2.根据权利要求1所述的一种永磁同步电机转子初始位置闭环检测方法，其特征在于：u_h的值为20％的电机额定电压，ω_h的值为5％的开关角频率。