CN108390611B - 基于旋转高频注入的永磁同步电机无传感器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于旋转高频注入的永磁同步电机无传感器控制方法，属于电机控制领域。通过注入旋转高频电压信号，从高频电流响应中估计出电机转子的位置与转速。包括：产生两相高频电压信号并分别注入到估计的d‑q轴系中；采样定子绕组电流，采用带通滤波器提取d‑q轴高频分量i_dh和i_qh；将i_dh与i_qh相乘得到第一目标值P_v1，获取磁极位置估计值θ_pol及转速估计值ω_est并得到第二目标值P_v2，判断磁极极性，获取转子位置估计值θ_est。该方法可实现零速及低速时的无传感器运行，位置自适应环节消除了系统延时的影响，提高了估计精度；利用电机的磁饱和特性判断磁极极性，提高了信噪比和可靠性。

Description

基于旋转高频注入的永磁同步电机无传感器控制方法

技术领域

本发明涉及永磁同步电机无位置传感器控制算法，属于电机控制领域。

背景技术

永磁同步电机由于具有功率密度高、效率高、调速范围宽和噪声低的优点，在电动汽车、风电和伺服领域得到广泛应用。为了实现电驱动系统高性能的矢量控制，准确获得电机转子的位置信息是前提。通常可以采用光电编码器或旋转变压器可以检测位置，但是机械传感器增大了系统成本和故障风险，因此无传感器算法的研究具有重要意义。

采用基于电机反电势的方法，可以较好地实现永磁同步电机中高速无位置传感器运行。电机反电势方法主要有电压模型法、模型参考自适应、滑模控制和扩展卡尔莫滤波器等，但这类方法受电机参数影响，零速或低速状态时不适用。高频信号注入法利用了电机凸极性或饱和凸极性，可以实现零度和低速位置辨识，并且不受电机参数的影响，易于工程实现。

高频信号注入法主要包括旋转高频注入和脉振高频注入法。脉振高频注入法存在闭环系统收敛时间长，稳定性差的问题，实际应用时需要调节多个参数。相比之下，旋转高频注入法的稳定性好，本质上是一种位置开环解调算法。中国实用新型专利CN 204408238U于2015年6月17日公布的《凸极永磁同步电机静止状态下转子极性的检测装置》，向电机静止坐标系中注入旋转高频信号，采样三相电流并利用同轴高通滤波器提取负序分量，再经过反正切变换得到转子的角度。该方案采用多个滤波器，位置估计精度易受信号处理延时的影响。2016年IEEE文献“A New Rotor Position Estimation Method of IPMSM UsingAll Pass Filter on High Frequency Rotating Voltage Signal Injection”(“采用全通滤波器的高频旋转电压注入法内置式永磁同步电机新型位置估计方法”——2016年IEEE工业电子期刊)，采用全通滤波器实现信号解调，可以避免滤波器延时对位置估计精度的影响，但是该方法的处理过程较为复杂，对硬件采样电路要求高。

此外，由于转子的凸极性在一个电角度周期呈现2倍频变化，因而对于初始位置辨识的情况，还需要进行极性判断。中国发明专利CN 103856139A于2014年6月11日公布的《无速度传感器永磁同步电机转子磁极初始位置识别方法》采用“两步法”判断磁极极性，分别在磁极两个方向施加等幅值的电压矢量，比较电流响应幅值的大小。这种方案还需要额外注入电压脉冲信号，信号的幅值和持续时间要慎重选取。2005年IEEE文献“Initial RotorPosition Estimation of an Interior Permanent-Magnet Synchronous Machine UsingCarrier-Frequency Injection Methods”(“基于载波频率注入的内置式永磁同步电机初始位置估计方法”——2005年IEEE工业应用期刊)从高频电流中提取二次项分量，通过该分量的符号来判断极性。该方案需要从高频分量中提取饱和分量，存在信噪比低的缺点。

综上所述，现有的旋转高频注入法实现永磁同步电机无传感器运行具有以下缺点：

1)转子位置估计过程较为复杂，且容易受到延时的影响，估计精度较差；

2)极性判断时采用电压脉冲法需要额外注入信号，信号幅值和持续时间需要慎重选取；而饱和二次项法存在信噪比低的问题。

发明内容

本发明要解决的技术问题为针对基于旋转高频注入法的永磁同步电机无位置传感器控制中，存在的位置估计过程复杂、估计精度差，以及极性判断中需要额外注入信号或信噪比低的问题，提供了一种永磁同步电机无传感器控制方法，将旋转高频电压信号注入到电机同步旋转d-q坐标系中，采样定子绕组电流，从高频电流响应中估计出电机转子的位置与转速。

本发明的目的是这样实现的。本发明提供了一种基于旋转高频注入的永磁同步电机无传感器控制方法，包括以下步骤：

步骤1，高频信号发生器产生两相旋转高频电压信号v_dh和v_qh，并分别注入到电机估计的d-q轴系中，v_dh和v_qh如下式所示：

其中，V_h为高频电压幅值，ω_h为高频电压角频率，t表示信号注入时间；

步骤2，电流传感器采样得到定子绕组电流i_a、i_b和i_c，变换到与估计位置同步旋转的坐标系中得到d-q轴定子绕组电流i_d和i_q，然后采用带通滤波器提取d-q轴高频电流分量i_dh和i_qh，其中d-q轴高频电流分量i_dh和i_qh的表达式为：

i_dh＝I_pcosω_ht+I_ncos(2△θ_r-ω_ht)

i_qh＝I_psinω_ht+I_nsin(2△θ_r-ω_ht)

其中，I_p和I_n分别为正负序分量幅值，

Δθ_r为转子位置偏差量，△θ_r＝θ_r-θ_est，θ_r为转子位置真实值，θ_est为转子位置估计值，L₀为均值电感，L₁为差分电感，L₀＝(L_d+L_q)/2，L₁＝(L_d-L_q)/2，L_d为d轴电感，L_q为q轴电感；

步骤3，通过步骤2得到的d-q轴高频电流分量i_dh和i_qh得到第一目标值P_v1，根据P_v1获取磁极位置估计值θ_pol及转速估计值ω_est；

步骤4，通过步骤2得到的d轴高频电流分量i_dh得到第二目标值P_v2，根据P_v2判断磁极极性，输出转子位置估计值θ_est。

优选地，步骤3所述的获取磁极位置估计值θ_pol及转速估计值ω_r包括以下步骤：

(1)采用步骤2中得到d-q轴高频电流分量i_dh和i_qh，将i_dh和i_qh相乘得到第一目标值P_v1，表示为：

(2)采用低通滤波器LPF，提取位置偏差量ε(θ_r)，表示为：

ε(θ_r)＝LPF(P_v1)＝I_pI_nsin2△θ_r

(3)采用PI调节器(K_p+K_i/s)和积分器(1/s)分别获取磁极位置估计值θ_pol及转速估计值ω_est，表示为：

其中，K_p为PI调节器比例项系数，K_i为PI调节器积分项系数，s为拉普拉斯算子。

优选地，步骤4所述的获取输出转子位置估计值θ_est包括以下步骤：

(1)d轴基频电流指令值i_dref给定为0，采用步骤2中得到d轴高频电流分量i_dh，将i_dh平方得到第二目标值P_v2，表示为：

P_v2＝i_dh ²＝(I_p+I_n)²cos²ω_ht

(2)采用低通滤波器LPF，提取P_v2的幅值A_m，表示为：

(3)d轴基频电流指令值i_dref给定为0.1i_sn，其中i_sn为电机额定电流值，记录此时P_v2的幅值为A_m1；

(4)d轴基频电流指令值i_dref给定为0.6i_sn，记录此时P_v2的幅值为A_m2；

(5)比较A_m1和A_m2大小，若A_m1>A_m2，θ_est＝θ_pol，否则θ_est＝θ_pol+π。

与现有技术比较，本发明的有益效果如下：

1)信号处理过程较为简单，引入位置自适应环节，同时可以自动抵消延时影响，位置估计精度高；

2)极性判断利用了电机的磁饱和特性，提高了信噪比，并且可以适用不同功率等级的电机。

附图说明

图1为本发明方法的实施流程图。

图2为本发明方法的电路原理图。

图3为采用本发明方法的位置与转速估计原理图。

图4为采用传统算法，注入400Hz旋转高频电压信号，给定不同转速条件下的估计位置及位置误差实验波形。

图5为采用传统算法，注入800Hz旋转高频电压信号，给定不同转速条件下的估计位置及位置误差实验波形。

图6为采用本发明方法，注入400Hz旋转高频电压信号，给定不同转速条件下的估计位置及位置误差实验波形。

图7为采用本发明方法，注入800Hz旋转高频电压信号，给定不同转速条件下的估计位置及位置误差实验波形。

图8为采用本发明方法，电机真实位置为343°时的初始位置估计波形。

图9为采用本发明方法，电机真实位置为163°时的初始位置估计波形。

具体实施方式

下面结合附图，来说明本发明的具体实施方式。

图1为本发明方法流程图，由该图可见，本发明包括如下步骤。

步骤1(S01)，高频信号发生器产生两相旋转高频电压信号v_dh和v_qh，并分别注入到电机估计的d-q轴系中，v_dh和v_qh如下式所示：

其中，V_h为高频电压幅值，ω_h为高频电压角频率，t表示信号注入时间。

步骤2(S02)，电流传感器采样得到定子绕组电流i_a、i_b和i_c，变换到与估计位置同步旋转的坐标系中得到d-q轴定子绕组电流i_d和i_q，采用带通滤波器提取d-q轴高频电流分量i_dh和i_qh。

步骤3(S03)，通过步骤2得到的d-q轴高频电流分量i_dh和i_qh得到第一目标值P_v1，根据P_v1获取磁极位置估计值θ_pol及转速估计值ω_est。

步骤4(S04)，通过步骤2得到的高频电流分量d轴i_dh得到第二目标值P_v2，根据P_v2判断磁极极性，输出转子位置估计值θ_est。

需要注意的是，实现电机零速状态下的初始位置估计，需要执行步骤S01～S04；实现电机低速运行时的位置估计，在已完成初始位置估计的基础上，仅需要执行步骤S01～S03，同时θ_est＝θ_pol。

图2为采用本发明方法的电路原理图。向电机估计的d-q轴系注入高频旋转电压信号[v_dh，v_qh]^T，高频分量叠加基频分量再经过坐标变换得到调制电压u_α，u_β。坐标变换过程中采用的角度为估计位置θ_est。采用空间矢量调制(SVPWM)产生IGBT的开关信号，直流侧电压U_dc经过电压源逆变器(VSI)作用产生三相交流电驱动电机。采用电流传感器采样定子A相、B相电流，进而得到三相电流i_a、i_b和i_c，变换到αβ坐标系中得到i_α和i_β。将i_α和i_β变换到两相旋转坐标系中得到d-q轴定子绕组电流i_d和i_q。坐标变换角度仍然采用估计位置θ_est。采用陷波器(BSF)得到基频电流分量i_db、i_qb作为PI调节器的反馈量。i_dref和i_qref分别为d-q轴基频电流指令值，其中为i_qref速度环PI调节器的输出。采用带通滤波器(BPF)提取高频分量i_dh、i_qh。进而从高频电流分量中得到转子位置估计值θ_est及转速估计值ω_est。值得注意的是，极性判断S03仅仅在进行初始位置辨识的时候执行，其他情况只执行S01～S03。

图3为实现转速与位置估计的原理图。d-q轴高频电流分量i_dh与i_qh相乘得到第一目标值P_v1。P_v1作为PI调节器的输入，PI调节器由比例环节和积分环节组成。PI调节器输出转速估计值ω_est，再经过积分器输出估计的磁极位置θ_pol。d轴高频电流分量i_dh平方得到第二目标值P_v2。通过改变d轴基频电流指令值i_dref的大小，分别计算两个高频周期内的P_v2平均值，得A_m1与A_m2。若A_m2>A_m1，估计的转子位置θ_est＝θ_pol+π，否则θ_est＝θ_pol。

注意事项：本发明中提及的所有角度均为电角度。

以一台18kW永磁同步电机为例具体说明该方法的实施方式。开关频率为8.4kHz，直流侧电压为324V。电机额定功率为18kW，额定电流为71A，额定转矩为57Nm，额定转速为3000rpm，极对数为4。

实现电机零速状态下的初始位置估计包括以下步骤：

步骤1，高频信号发生器产生两相旋转高频电压信号v_dh和v_qh，并注入到电机估计的d-q轴系中，v_dh和v_qh如下式所示：

其中，V_h为高频电压幅值，选取为

ω_h为高频电压角频率，ω_h＝2π·f_h，为频率值，选取为400Hz，t表示信号注入时间。

步骤2，电流传感器采样得到定子绕组电流i_a、i_b和i_c，变换到与估计位置同步旋转的坐标系中得到d-q轴定子绕组电流i_d和i_q，其中，坐标变换的表达式为：

其中，θ_est为转子位置估计值。采用带通滤波器BPF从d-q轴定子绕组电流i_d和i_q中提取d-q轴高频电流分量i_dh和i_qh，其表达式为：

i_dh＝I_pcosω_ht+I_ncos(2△θ_r-ω_ht)

i_qh＝I_psinω_ht+I_nsin(2△θ_r-ω_ht)

其中，I_p和I_n分别为正负序分量幅值，

△θ_r＝θ_r-θ_est，θ_r为转子位置真实值，θ_est为转子位置估计值，Δθr为转子位置偏差量，L0为均值电感，L1为差分电感，L₀＝(L_d+L_q)/2，L₁＝(L_d-L_q)/2，Ld为d轴电感，L_q为q轴电感。

步骤3，通过步骤2得到的d-q轴高频电流分量i_dh和i_qh得到第一目标值P_v1，根据P_v1获取磁极位置估计值θ_pol及转速估计值ω_est。

具体包括以下步骤：

(1)采用步骤1-2的方式得到d-q轴高频电流分量i_dh和i_qh，将i_dh和i_qh相乘得到第一目标值P_v1，表示为：

(2)采用低通滤波器LPF，提取位置偏差量ε(θ_r)，表示为：

ε(θ_r)＝LPF(P_v1)＝I_pI_nsin2△θ_r

(3)采用PI调节器(K_p+K_i/s)和积分器(1/s)分别获取磁极位置估计值θ_pol及转速估计值ω_est，表示为：

其中，K_p为PI调节器比例项系数，K_i为PI调节器积分项系数，s为拉普拉斯算子。

步骤4，通过步骤2得到的d轴高频电流分量i_dh得到第二目标值P_v2，根据P_v2判断磁极极性，输出转子位置估计值θ_est。

具体包括以下步骤：

(1)d轴基频电流指令值i_dref给定为0，采用步骤1-2的方式得到d轴高频电流分量i_dh，将i_dh平方得到第二目标值P_v2，表示为：

P_v2＝i_dh ²＝(I_p+I_n)²cos²ω_ht

(2)采用低通滤波器LPF，提取P_v2的幅值A_m，表示为：

从表达式可知，A_m与直轴电感L_d成反比例关系。由于基频电流增大时会增加电机的磁饱和度，进而L_d会变小，A_m变大；反之亦然。因此，通过改变基频电流值，判断A_m的变化趋势就可以判断磁极极性。

(3)d轴基频电流指令值i_dref给定为0.1i_sn，其中i_sn为电机额定电流值，即i_dref的给定值为7.1A。记录此时P_v2的幅值为A_m1。

(4)d轴基频电流指令值i_dref给定为0.6i_sn，即i_dref的给定值为42.6A。记录此时P_v2的幅值为A_m2。

(5)比较A_m1和A_m2大小，若A_m1>A_m2，θ_est＝θ_pol，否则θ_est＝θ_pol+π。

为了验证本发明方法的有效性，首先采用传统的旋转高频电压注入法(中国实用新型专利CN 204408238 U于2015年6月17日公布的《凸极永磁同步电机静止状态下转子极性的检测装置》)，如图4和图5所示。电机转速给定值为100rpm，200rpm，300rpm，400rpm，500rpm递增。图4中，注入的高频电压幅值为37V，频率为400Hz。图4中从上到下一次为电机真实位置、估计位置、位置偏差。可以得到不同转速下位置偏差平均值分别为：8°，10°，16°，18°，20°。图5中，注入的高频电压幅值为37V，频率为800Hz。不同转速下对应的位置偏差平均值分别为：-8°，-2°，2°，8°，16°。图4和图5证明了传统方案的易受到信号处理延时的影响，位置估计精度较差。

图6和图7为采用本发明方法时的估计位置和位置偏差波形。电机转速给定值为100rpm，200rpm，300rpm，400rpm，500rpm递增。图6中，注入的高频电压幅值为37V，频率为400Hz。可以得到不同转速下位置偏差平均值分别为：4°，3.5°，3°，2.2°，1°。图7中，注入的高频电压幅值为37V，频率为800Hz。可以得到不同转速下位置偏差平均值分别为：3.5°，2.7°，2°，1.5°，1°。图6和图7证明了本发明方案具有估计位置精度高的优点。

图8和图9为采用本发明方法进行电机初始位置估计的波形。图8中，电机真实位置为343°。初始位置估计分为两步完成：第一步S₁，获取磁极位置，由第一目标值P_v1得到磁极位置，估计结果为162.7°；第二步S₂，判断磁极极性，首先d轴基频电流指令值i_dref的给定值为7.1A，此时A_m1＝49.8A，然后i_dref的给定值为42.6A，此时A_m2＝56.3A，由于A_m2>A_m1，因此补偿180°后得到估计的位置角为342.7°。图9中，电机真实位置为163°。第一步得到的磁极位置为161°，第二步得到的A_m1为49.2A，A_m2为46.3A，由于A_m1>A_m2，因此无需补偿180°，估计的位置角为161°。电机处于其他位置时仍可以准确估计，证明本发明方法具有较高的精度和可靠性。

Claims (1)

1.一种基于旋转高频注入的永磁同步电机无传感器控制方法，其特征在于，将两相旋转高频电压信号注入到电机估计的旋转d-q坐标系中，采样定子绕组电流，从高频电流响应中估算出电机的位置与转速，包括以下步骤：

步骤1，高频信号发生器产生两相旋转高频电压信号v_dh和v_qh，并分别注入到电机估计的d-q轴系中，v_dh和v_qh如下式所示：

其中，V_h为高频电压幅值，ω_h为高频电压角频率，t表示信号注入时间；

步骤2，电流传感器采样得到定子绕组电流i_a、i_b和i_c，变换到与估计位置同步旋转的坐标系中得到d-q轴定子绕组电流i_d和i_q，然后采用带通滤波器提取d-q轴高频电流分量i_dh和i_qh，其中d-q轴高频电流分量i_dh和i_qh的表达式为：

i_dh＝I_pcosω_ht+I_ncos(2Δθ_r-ω_ht)

i_qh＝I_psinω_ht+I_nsin(2Δθ_r-ω_ht)

其中，I_p为正序分量幅值，I_n分别为负序分量幅值，

Δθ_r为转子位置偏差量，Δθ_r＝θ_r-θ_est，θ_r为转子位置真实值，θ_est为转子位置估计值，L₀为均值电感，L₁为差分电感，L₀＝(L_d+L_q)/2，L₁＝(L_d-L_q)/2，L_d为d轴电感，L_q为q轴电感；

步骤3，通过步骤2得到的d-q轴高频电流分量i_dh和i_qh得到第一目标值P_v1，根据P_v1获取磁极位置估计值θ_pol及转速估计值ω_est；

步骤3.1，采用步骤2得到的d-q轴高频电流分量i_dh和i_qh，将i_dh和i_qh相乘得到第一目标值P_v1，表示为：

步骤3.2，采用低通滤波器LPF，提取位置偏差量ε(θ_r)，表示为：

ε(θ_r)＝LPF(P_v1)＝I_pI_nsin2Δθ_r

步骤3.3，采用PI调节器和积分器分别获取磁极位置估计值θ_pol及转速估计值ω_est，表示为：

其中，K_p为PI调节器比例项系数，K_i为PI调节器积分项系数，s为拉普拉斯算子；

步骤4，通过步骤2得到的d轴高频电流分量i_dh得到第二目标值P_v2，根据P_v2判断磁极极性，输出转子位置估计值θ_est；

步骤4.1，d轴基频电流指令值i_dref给定为0，采用步骤2得到的d轴高频电流分量i_dh，将i_dh平方得到第二目标值P_v2，表示为：

P_v2＝i_dh ²＝(I_p+I_n)²cos²ω_ht

步骤4.2，采用低通滤波器LPF，提取P_v2的幅值A_m，表示为：

步骤4.3，d轴基频电流指令值i_dref给定为0.1i_sn，其中i_sn为电机额定电流值，记录此时P_v2的幅值为A_m1；

步骤4.4，d轴基频电流指令值i_dref给定为0.6i_sn，记录此时P_v2的幅值为A_m2；

步骤4.5，比较A_m1和A_m2大小，若A_m1>A_m2，θ_est＝θ_pol，否则θ_est＝θ_pol+π。

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