CN106326537A - 一种计算时域同时开关噪声的方法以及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种计算时域同时开关噪声的方法以及装置，其中，方法包括：建立频率阻抗的目标函数；利用三角波对开关电流进行建模，建立开关电流的目标函数；基于所述频率阻抗的目标函数和所述开关电流的目标函数计算得到时域同时开关噪声。本发明具有能够提高时域SSN计算准确度的积极效果。

Description

一种计算时域同时开关噪声的方法以及装置

技术领域

本发明涉及电源噪声计算技术领域，特别属于一种计算时域同时开关噪声的方法以及装置。

背景技术

目前，数字集成电路进入亚微米/纳米工艺之后，高性能(HPm)逻辑的工作电压会降低到0.77V，这将进一步降低电源纹波噪声的绝对容限，对电源分配网络(PowerDelivery Network，PDN)的设计提出更为苛刻的要求。而且随着芯片时钟频率不断提高，研究人员发现传统频域PDN分析方法不能准确表征PDN的高频特性，采用时域方法可以提高PDN高频特性的描述精度，逐渐有相关研究人员采用时域方法来分析PDN噪声；现有技术中，出现了针对简单集总电路通过拉普拉斯变换计算时域同时(或者同步)开关噪声(Simultaneous Switching Noise，SSN)的方法，和使用傅里叶逆变换的方法计算SSN时域纹波的方法，但是该两种方法只针对简单的板级集总模型PDN，且计算的准确度比较低，并且多数的分析和计算还处于仿真的阶段；

因此，本领域及相关技术领域中，还未出现一种能够准确、有效地计算时域同时开关噪声(SSN)的方法。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种计算时域同时开关噪声的方法以及装置，以解决上述问题。

第一方面，本发明实施例提供了一种计算时域同时开关噪声的方法，包括：

建立频率阻抗的目标函数；

利用三角波对开关电流进行建模，建立开关电流的目标函数；

基于所述频率阻抗的函数和所述开关电流的目标函数计算得到时域同时开关噪声。

结合第一方面，本发明实施例提供了第一方面的第一种可能的实施方式，其中：

所述建立频率阻抗的目标函数，包括：

获取电源分配网络PDN频域阻抗幅度和相位参数：

基于所述频域阻抗幅度和相位参数进行有理函数拟合，得到频率阻抗的目标函数，所述频率阻抗的目标函数如公式(1)所示：

$Z\left(s\right)=d+se+\underset{m=1}{\overset{M}{\Σ}}\left(\frac{a_m}{s-b_m}\right)+\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}(\frac{k_{nr}+{\mathrm{jk}}_{ni}}{s-p_{nr}-{\mathrm{jp}}_{ni}}+\frac{k_{nr}-{\mathrm{jk}}_{ni}}{s-p_{nr}+{\mathrm{jp}}_{ni}})---\left(1\right)$

其中，公式(1)中，d表示常数项；e表示一次方实数项；b_m表示第m个实数极点；a_m表示与b_m对应的实数留数；p_nr±jp_ni表示第n对共轭极点；k_nr±jk_ni为与极点p_nr±jp_ni相对应的共轭留数对；N表示共轭极点的对数；M表示实数极点的个数；s表示拉普拉斯变量。

结合第一方面，本发明实施例提供了第一方面的第二种可能的实施方式，其中：

所述基于所述频率阻抗的函数和所述开关电流的目标函数计算得到时域同时开关噪声，包括：

利用所述频率阻抗的目标函数Z(s)与频域开关电流I(s)，分别计算得到时域阻抗Z(t)的二次积分Z_new(t)与时域开关电流I(t)；

基于所述时域开关电流I(t)与其一阶导数的关系图以及所述时域开关电流I(t)与其二阶导数的关系图，计算得到单个周期I(t)幅度值的最大值I_dd、开关电流上升边沿斜率k_rise和开关电流下降边沿斜率k_fall；

基于所述I(t)幅度值的最大值I_dd、开关电流上升边沿斜率k_rise和开关电流下降边沿斜率k_fall，计算得到时域开关电流I(t)的二阶导数I_new(t)；

对所述时域阻抗Z(t)的二次积分Z_new(t)和单个周期时域开关电流I(t)的二阶导数I_new(t)进行卷积运算，得到单个周期开关电流引起的时域同时开关噪声V_n(t)。

结合第一方面，本发明实施例提供了第一方面的第三种可能的实施方式，其中：

所述基于所述频率阻抗的函数和所述开关电流的目标函数计算得到时域同时开关噪声，还包括：

基于所述单个周期开关电流引起的时域同时开关噪声V_n(t)利用公式(2)对多个V_n(t)进行累加计算得到周期性开关电流引起的时域同时开关噪声V(t)；

$V\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}{V}_n\left(t\right)---\left(2\right)$

公式(2)中T为周期，V_n(t)为第n个开关电流脉冲引起的同时开关噪声。

结合第一方面，本发明实施例提供了第一方面的第四种可能的实施方式，其中：

计算多端口PDN的时域同时开关噪声；频域上计算具有p个端口的PDN中的各个端口的SSN，计算矩阵表达式如式(3)所示，

$\left[\begin{array}{c}{V}_1\left(s\right)\\ .\\ .\\ .\\ V_i\left(s\right)\\ .\\ .\\ .\\ V_p\left(s\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccccc}{Z}_{11}\left(s\right)& \mathrm{...}& Z_{1j}\left(s\right)& \mathrm{...}& Z_{1p}\left(s\right)\\ .& & .& & .\\ .& & .& & .\\ .& & .& & .\\ Z_{i1}\left(s\right)& \mathrm{...}& Z_{ij}\left(s\right)& \mathrm{...}& Z_{ip}\left(s\right)\\ .& & .& & .\\ .& & .& & .\\ .& & .& & .\\ Z_{p1}\left(s\right)& \mathrm{...}& Z_{pj}\left(s\right)& \mathrm{...}& Z_{pp}\left(s\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_1\left(s\right)\\ .\\ .\\ .\\ I_i\left(s\right)\\ .\\ .\\ .\\ I_p\left(s\right)\end{array}\right]---\left(3\right)$

其中，V_i(s)为i端口的频域SSN；I_i(s)为i端口的频域电流；Z_ij(s)为j端口到i端口的频域转移阻抗，Z_ii(s)为i端口的自阻抗；

计算具有p个端口PDN中第i端口的时域同时开关噪声，如式(4)所示；

$V_i\left(t\right)=\underset{j=1}{\overset{p}{\Σ}}{Z}_{ij}\left(t\right)\⊗I_j\left(t\right)---\left(4\right).$

第二方面，本发明实施例还提供一种计算3D芯片堆叠时域同时开关噪声的方法，包括：

确定3D芯片堆叠PDN中的芯片层数、电源地网格、硅通孔、焊点以及微焊点尺寸大小和材料特性的参数；

基于所述芯片层数、电源地网格、硅通孔、焊点以及微焊点尺寸大小和材料特性的参数进行建模；

提取3D芯片堆叠各层芯片PDN的频域自阻抗和转移阻抗参数，拟合出上述频率阻抗的目标函数Z(s)，并建立频率阻抗矩阵[Z(s)]和端口开关电流矩阵[I(s)]；

利用上述任一项实施例中所述的方法计算3D芯片堆叠各层芯片的时域同时开关噪声。

第三方面，本发明实施例还提供一种计算时域同时开关噪声的装置，包括：

第一建立模块，用于建立频率阻抗的目标函数；

第二建立模块，用于利用三角波对开关电流进行建模，建立开关电流的目标函数；

计算模块，用于基于所述频率阻抗的函数和所述开关电流的目标函数计算得到时域同时开关噪声。

结合第三方面，本发明实施例提供了第三方面的第一种可能的实施方式，其中：

所述第一建立模块包括：

获取单元，用于获取电源分配网络PDN频域阻抗幅度和相位参数；

有理函数拟合单元，用于基于所述频域阻抗幅度和相位参数进行有理函数拟合，得到频率阻抗的目标函数。

结合第三方面，本发明实施例提供了第三方面的第二种可能的实施方式，其中：

所述计算模块包括：

第一计算单元，用于利用所述频率阻抗的目标函数Z(s)与频域开关电流I(s)，分别计算得到时域阻抗Z(t)的二次积分Z_new(t)与时域开关电流I(t)；

第二计算单元，用于基于所述时域开关电流I(t)与其一阶导数的关系图以及所述时域开关电流I(t)与其二阶导数的关系图，计算得到单个周期I(t)幅度值的最大值I_dd、开关电流上升边沿斜率k_rise和开关电流下降边沿斜率k_fall；

第三计算单元，用于基于所述I(t)幅度值的最大值I_dd、开关电流上升边沿斜率k_rise和开关电流下降边沿斜率k_fall，计算得到时域开关电流I(t)的二阶导数I_new(t)；

卷积运算单元，对所述时域阻抗Z(t)的二次积分Z_new(t)和单个周期时域开关电流I(t)的二阶导数I_new(t)进行卷积运算，得到单个周期开关电流引起的时域同时开关噪声V_n(t)。

结合第三方面，本发明实施例提供了第三方面的第三种可能的实施方式，其中：

所述计算模块，还包括：

累加计算单元，用于基于所述单个周期开关电流引起的时域同时开关噪声V_n(t)，利用公式(2)对多个V_n(t)进行累加计算得到周期性开关电流引起的时域同时开关噪声V(t)；

$V\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}{V}_n\left(t\right)---\left(2\right)$

公式(2)中T为周期，V_n(t)为第n个开关电流脉冲引起的同时开关噪声。

本发明实施例中所提供的一种计算时域同时开关噪声的方法以及装置，基于频率阻抗的目标函数和开关电流的目标函数计算得到时域同时开关噪声，能够提高时域SSN计算准确度。

为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附附图，作详细说明如下。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

图1示出了本发明一个实施例提供的一种计算时域同时开关噪声的方法流程示意图；

图2示出了本发明一个实施例提供的一种计算时域同时开关噪声的装置结构示意图；

图3示出了本发明一个实施例提供的利用三角波对开关电流进行建模的示意图；

图4a示出了本发明一个实施例提供的开关电流与其一阶导数关系示意图；

图4b示出了本发明一个实施例提供的开关电流与其二阶导数关系示意图。

具体实施方式

需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

现有技术中，数字集成电路进入亚微米/纳米工艺之后，进一步降低了电源纹波噪声的绝对容限，对电源分配网络(Power Delivery Network，PDN)的设计提出更为苛刻的要求；而且随着芯片时钟频率不断提高，传统频域PDN分析方法不能准确表征PDN的高频特性，采用时域方法可以提高PDN高频特性的描述精度，逐渐有相关研究人员采用时域方法来分析PDN同时开关噪声(Simultaneous Switching Noise，SSN)，但是现有技术中的计算SSN的方法精确度不高，或者还是仅仅处于仿真阶段；基于此，本发明实施例提供了一种计算时域同时开关噪声的方法以及装置，以解决上述问题。

如图1所示的实施例，本实施例中公开的一种计算时域同时开关噪声的方法，包括如下步骤：

S110、建立频率阻抗的目标函数；

获取电源分配网络PDN频域阻抗幅度和相位参数：

基于频域阻抗幅度和相位参数进行有理函数拟合，得到频率阻抗的目标函数，所述频率阻抗的目标函数如公式(1)所示：

$Z\left(s\right)=d+se+\underset{m=1}{\overset{M}{\Σ}}\left(\frac{a_m}{s-b_m}\right)+\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}(\frac{k_{nr}+{\mathrm{jk}}_{ni}}{s-p_{nr}-{\mathrm{jp}}_{ni}}+\frac{k_{nr}-{\mathrm{jk}}_{ni}}{s-p_{nr}+{\mathrm{jp}}_{ni}})---\left(1\right)$

其中，公式(1)中，d表示常数项；e表示一次方实数项；bm表示第m个实数极点；a_m表示与b_m对应的实数留数；p_nr±jp_ni表示第n对共轭极点；k_nr±jk_ni为与极点p_nr±jp_ni相对应的共轭留数对；N表示共轭极点的对数；M表示实数极点的个数；s表示拉普拉斯变量。

上述为了确保计算SSN的精确度，使用公式确定PDN频域阻抗带宽，其中，t_r为高速信号上升边沿时间。

S120、利用三角波对开关电流进行建模，建立开关电流的目标函数；

如图3所示，数字信号状态切换时，电源地端产生三角脉冲开关电流，因此我们可以将开关电流建模为三角波来计算SSN；采用三角波近似开关电流需要确定四个参数：尖峰电流上升时间t_rise、下降时间t_fall、周期T、电流峰值I_dd。

S130、基于所述频率阻抗的函数和所述开关电流的目标函数计算得到时域同时开关噪声。

利用频率阻抗的目标函数Z(s)与频域开关电流I(s)，分别计算得到时域阻抗Z(t)的二次积分Z_new(t)与时域开关电流I(t)；

基于时域开关电流I(t)与其一阶导数的关系图以及所述时域开关电流I(t)与其二阶导数的关系图，计算得到单个周期I(t)幅度值的最大值I_dd、开关电流上升边沿斜率k_rise和开关电流下降边沿斜率k_fall；

基于I(t)幅度值的最大值I_dd、开关电流上升边沿斜率k_rise和开关电流下降边沿斜率k_fall，计算得到时域开关电流I(t)的二阶导数I_new(t)；

对时域阻抗Z(t)的二次积分Z_new(t)和单个周期时域开关电流I(t)的二阶导数I_new(t)进行卷积运算，进而得到单个周期开关电流引起的时域同时开关噪声V_n(t)。

在得到单个周期开关电流引起的时域同时开关噪声V_n(t)以后，对多个V_n(t)进行累加计算，得到周期性开关电流引起的同时开关噪声V(t)；示例性的，可以基于该单个周期开关电流引起的时域同时开关噪声V(t)利用公式(2)计算得到周期性开关电流引起的时域同时开关噪声V(t)；

$V\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}{V}_n\left(t\right)---\left(2\right)$

其中，公式(2)中T为周期，V_n(t)为第n个开关电流脉冲引起(或者说是第n个周期)的同时开关噪声。

计算多端口PDN的时域同时开关噪声；在计算多端口PDN的SSN时还需要考虑其它PDN端口对本端口转移阻抗的影响，这种PDN互阻抗能够准确地表征PDN多个电源端口之间的耦合效应。

频域上计算具有p个端口的PDN中的各个端口的SSN，计算矩阵表达式如式(3)所示，

$\left[\begin{array}{c}{V}_1\left(s\right)\\ .\\ .\\ .\\ V_i\left(s\right)\\ .\\ .\\ .\\ V_p\left(s\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccccc}{Z}_{11}\left(s\right)& \mathrm{...}& Z_{1j}\left(s\right)& \mathrm{...}& Z_{1p}\left(s\right)\\ .& & .& & .\\ .& & .& & .\\ .& & .& & .\\ Z_{i1}\left(s\right)& \mathrm{...}& Z_{ij}\left(s\right)& \mathrm{...}& Z_{ip}\left(s\right)\\ .& & .& & .\\ .& & .& & .\\ .& & .& & .\\ Z_{p1}\left(s\right)& \mathrm{...}& Z_{pj}\left(s\right)& \mathrm{...}& Z_{pp}\left(s\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_1\left(s\right)\\ .\\ .\\ .\\ I_i\left(s\right)\\ .\\ .\\ .\\ I_p\left(s\right)\end{array}\right]---\left(3\right)$

其中，V_i(s)为i端口的频域SSN；I_i(s)为i端口的频域电流；Z_ij(s)为j端口到i端口的频域转移阻抗，Z_ii(s)为i端口的自阻抗；

计算具有p个端口PDN中第i端口的时域同时开关噪声，如式(4)所示；

$V_i\left(t\right)=\underset{j=1}{\overset{p}{\Σ}}{Z}_{ij}\left(t\right)\⊗I_j\left(t\right)---\left(4\right)$

下面对上述的计算过程进行详细说明：

频域上的同时开关噪声V(s)由频域阻抗Z(s)与频域开关电流I(s)的乘积获取，如式(5)：

V(s)＝Z(s)I(s) (5)

然而，时域上的同时开关噪声V(t)等于时域阻抗Z(t)与时域开关电流I(t)的卷积，如式(6)：

$V\left(t\right)=Z\left(t\right)\⊗I\left(t\right)---\left(6\right)$

对V(s)进行拉普拉斯逆变换获得V(t)，如式(7)：

V(t)＝L^-1[V(s)] (7)

根据卷积微分和积分的性质，可进一步得到，公式(8)、(9)和(10)，

$V\left(t\right)=Z\left(t\right)\⊗I\left(t\right)=Z^{(-2)}\left(t\right)\⊗I^{\left(2\right)}\left(t\right)=Z_{new}\left(t\right)\⊗I_{new}\left(t\right)---\left(8\right)$

Z_new(t)＝Z^(-2)(t) (9)

I_new(t)＝I⁽²⁾(t) (10)

进一步的，Z_new(t)的拉普拉斯变换为Z_new(s)，

I_new(t)的拉普拉斯变换为I_new(s)，I_new(s)＝I(s)s²；

根据上述分析，I_new(t)为I(t)的二阶导数，单个周期内I(t)与其一阶导数和二阶导数的关系如图4a和4b所示，其中I_dd表示开关电流I(t)幅度值的最大值；k_rise表示开关电流I(t)上升边沿斜率，k_fall＝I_dd/t_fall；k_fall表示开关电流I(t)下降边沿斜率，k_fall＝I_dd/t_fall。

I_new(t)通过δ(t)、δ(t-t_rise)和δ(t-t_r)三个电流冲激信号线性组合来表示，得到开关电流的目标函数，如式(11)，

$I_{new}\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}\[k_{rise}\mathrm{\δ}(t-nT)-(k_{rise}+k_{fall})\mathrm{\δ}(t-t_{rise}-nT)+k_{fall}\mathrm{\δ}(t-t_r-nT)\]---\left(11\right)$

由于，频域阻抗Z_new(s)为

$\begin{array}{c}{Z}_{new}\left(s\right)=\frac{1}{s}(e-2\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}\frac{k_{nr}({p_{nr}}^2-{p_{ni}}^2)+2k_{ni}{p}_{nr}{p}_{ni}}{{({p_{nr}}^2-{p_{ni}}^2)}^2})+\frac{1}{s^2}(d-\underset{m=1}{\overset{M}{\Σ}}\frac{a_m}{b_m}-2\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}\frac{p_{nr}{k}_{nr}+p_{ni}{k}_{ni}}{{p_{nr}}^2+{p_{ni}}^2})\\ +\underset{m=1}{\overset{M}{\Σ}}\left(\frac{a_m}{{b_m}^2(s-b_m)}\right)+\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}(\frac{k_{nr1}+{\mathrm{jk}}_{ni1}}{s-p_{nr}-{\mathrm{jp}}_{ni}}+\frac{k_{nr1}-{\mathrm{jk}}_{ni1}}{s-p_{nr}+{\mathrm{jp}}_{ni}})\end{array},$

其中，

Z_new(t)由指数函数和余弦函数表示的时域阻抗函数，如式(12)所示，因此可求出单个周期开关电流引起的时域同时开关噪声，如式(13)所示；

$\begin{array}{c}{Z}_{new}\left(t\right)=(e-2\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}\frac{k_{nr}({p_{nr}}^2-{p_{ni}}^2)+2k_{ni}{p}_{nr}{p}_{ni}}{{({p_{nr}}^2-{p_{ni}}^2)}^2})\mathrm{\μ}\left(t\right)+(d-\underset{m=1}{\overset{M}{\Σ}}\frac{a_m}{b_m}-2\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}\frac{p_{nr}{k}_{nr}+p_{ni}{k}_{ni}}{{p_{nr}}^2+{p_{ni}}^2})t\mathrm{\μ}\left(t\right)\\ +\underset{m=1}{\overset{M}{\Σ}}\frac{a_m}{{b_m}^2}{e}^{b_{w}t}\mathrm{\μ}\left(t\right)+2\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}\left(k_{nr1}{e}^{p_{nr}t}\cos \right(p_{ni}t)-k_{ni1}{e}^{p_{ni}t}\sin (p_{ni}t\left)\right)\mathrm{\μ}\left(t\right)\end{array}---\left(12\right)$

$\begin{array}{c}{V}_n\left(t\right)=k_{rise}{Z}_{new}\left(t\right)\⊗\mathrm{\δ}(t-nT)-(k_{rise}+k_{fall})Z_{new}\left(t\right)\⊗\mathrm{\δ}(t-t_{rise}-nT)+k_{fall}{Z}_{new}\left(t\right)\⊗\mathrm{\δ}(t-t_r-nT)\\ =k_{rise}{Z}_{new}(t-nT)-(k_{rise}+k_{fall})Z_{new}(t-t_{rise}-nT)+k_{fall}{Z}_{new}(t-t_r-nT)\end{array}---\left(13\right)$

单端口时域同时开关噪声的如下式(2)所示；

$V\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}{V}_n\left(t\right)---\left(2\right)$

其中，公式中T为周期，V_n(t)为第n个开关电流脉冲引起的同时开关噪声。

本发明实施例还提供了一种计算3D芯片堆叠时域同时开关噪声的方法，包括：

确定3D芯片堆叠PDN中的芯片层数、电源地网格、硅通孔、焊点以及微焊点尺寸大小和材料特性的参数；

基于上述芯片层数、电源地网格、硅通孔、焊点以及微焊点尺寸大小和材料特性的参数进行建模；

提取3D芯片堆叠各层芯片PDN的频域自阻抗和转移阻抗参数，拟合出上述频率阻抗的目标函数Z(s)，并建立频率阻抗矩阵[Z(s)]和端口开关电流矩阵[I(s)]；

在得出频率阻抗矩阵和开关电流矩阵以后，利用式(3)和(4)计算3D芯片堆叠各层芯片的时域同时开关噪声。

本实施例在获取PDN的频域阻抗以及芯片工作的开关电流的条件下能准确计算出SSN的时域函数，该方法应用于计算3D芯片堆叠时域SSN，通过HFSS电磁场仿真工具分别对3D芯片堆叠PDN中的电源地网格、硅通孔、焊点以及微焊点进行建模，使用ADS仿真工具提取频域阻抗，最后计算时域SSN，并能够估算最差时域SSN；突破了现有技术中只能从时域上分析SSN只能通过仿真的方法进行分析的局限性。

如图2所示的实施例，本发明实施例还提供了一种计算时域同时开关噪声的装置，包括：

第一建立模块210，用于建立频率阻抗的目标函数；

第二建立模块220，用于利用三角波对开关电流进行建模，建立开关电流的目标函数；

计算模块230，用于基于频率阻抗的函数和所述开关电流的目标函数计算得到时域同时开关噪声。

上述第一建立模块210包括：

获取单元，用于获取电源分配网络PDN频域阻抗幅度和相位参数：

有理函数拟合单元，用于基于上述频域阻抗幅度和相位参数进行有理函数拟合，得到频率阻抗的目标函数。

上述计算模块包括：

第一计算单元，用于利用频率阻抗的目标函数Z(s)与频域开关电流I(s)，分别计算得到时域阻抗Z(t)的二次积分Z_new(t)与时域开关电流I(t)；

第二计算单元，用于基于时域开关电流I(t)与其一阶导数的关系图以及所述时域开关电流I(t)与其二阶导数的关系图，计算得到单个周期I(t)幅度值的最大值I_dd、开关电流上升边沿斜率k_rise和开关电流下降边沿斜率k_fall；

第三计算单元，用于基于I(t)幅度值的最大值I_dd、开关电流上升边沿斜率k_rise和开关电流下降边沿斜率k_fall，计算得到时域开关电流I(t)的二阶导数I_new(t)；

卷积运算单元，用于对所述时域阻抗Z(t)的二次积分Z_new(t)和单个周期时域开关电流I(t)的二阶导数I_new(t)进行卷积运算，得到单个周期开关电流引起的时域同时开关噪声V_n(t)。

进一步的，上述计算模块还包括：

累加计算单元，用于基于所述单个周期开关电流引起的时域同时开关噪声V_n(t)，利用公式(2)对多个V_n(t)进行累加计算得到周期性开关电流引起的时域同时开关噪声V(t)；

$V\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}{V}_n\left(t\right)---\left(2\right)$

公式(2)中T为周期，V_n(t)为第n个开关电流脉冲引起的同时开关噪声。

本发明实施例所提供的一种计算时域同时开关噪声方法以及装置的计算机程序产品，包括存储了程序代码的计算机可读存储介质，所述程序代码包括的指令可用于执行前面方法实施例中所述的方法，具体实现可参见方法实施例，在此不再赘述。

所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的装置的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。

所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种计算时域同时开关噪声的方法，其特征在于，包括：

建立频率阻抗的目标函数；

利用三角波对开关电流进行建模，建立开关电流的目标函数；

基于所述频率阻抗的函数和所述开关电流的目标函数计算得到时域同时开关噪声。

2.根据权利要求1所述的计算时域同时开关噪声的方法，其特征在于，所述建立频率阻抗的目标函数，包括：

获取电源分配网络PDN频域阻抗幅度和相位参数：

基于所述频域阻抗幅度和相位参数进行有理函数拟合，得到频率阻抗的目标函数，所述频率阻抗的目标函数如公式(1)所示：

$Z\left(s\right)=d+se+\underset{m=1}{\overset{M}{\Σ}}\left(\frac{a_m}{s-b_m}\right)+\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}(\frac{k_{nr}+{\mathrm{jk}}_{ni}}{s-p_{nr}-{\mathrm{jp}}_{ni}}+\frac{k_{nr}-{\mathrm{jk}}_{ni}}{s-p_{nr}+{\mathrm{jp}}_{ni}})---\left(1\right)$

其中，公式(1)中，d表示常数项；e表示一次方实数项；b_m表示第m个实数极点；a_m表示与b_m对应的实数留数；p_nr±jp_ni表示第n对共轭极点；k_nr±jk_ni为与极点p_nr±jp_ni相对应的共轭留数对；N表示共轭极点的对数；M表示实数极点的个数；s表示拉普拉斯变量。

3.根据权利要求1或2所述的计算时域同时开关噪声的方法，其特征在于，所述基于所述频率阻抗的函数和所述开关电流的目标函数计算得到时域同时开关噪声，包括：

利用所述频率阻抗的目标函数Z(s)与所述频域开关电流I(s)，分别计算得到时域阻抗Z(t)的二次积分Z_new(t)与时域开关电流I(t)；

基于所述时域开关电流I(t)与其一阶导数的关系图以及所述时域开关电流I(t)与其二阶导数的关系图，计算得到单个周期I(t)幅度值的最大值I_dd、开关电流上升边沿斜率k_rise和开关电流下降边沿斜率k_fall；

基于所述I(t)幅度值的最大值I_dd、开关电流上升边沿斜率k_rise和开关电流下降边沿斜率k_fall，计算得到时域开关电流I(t)的二阶导数I_new(t)；

对所述时域阻抗Z(t)的二次积分Z_new(t)和单个周期时域开关电流I(t)的二阶导数I_new(t)进行卷积运算，得到单个周期开关电流引起的时域同时开关噪声V_n(t)。

4.根据权利要求3所述的计算时域同时开关噪声的方法，其特征在于，所述基于所述频率阻抗的函数和所述开关电流的目标函数计算得到时域同时开关噪声，还包括：

基于所述单个周期开关电流引起的时域同时开关噪声V_n(t)利用公式(2)对多个V_n(t)进行累加计算得到周期性开关电流引起的时域同时开关噪声V(t)；

$V\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}{V}_n\left(t\right)---\left(2\right)$

公式(2)中T为周期，V_n(t)为第n个开关电流脉冲引起的同时开关噪声。

5.根据权利要求3所述的计算时域同时开关噪声的方法，其特征在于，所述基于所述频率阻抗的函数和所述开关电流的目标函数计算得到时域同时开关噪声，还包括：

计算多端口PDN的时域同时开关噪声；频域上计算具有p个端口的PDN中的各个端口的SSN，计算矩阵表达式如式(3)所示，

$\left[\begin{array}{c}{V}_1\left(s\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ V_i\left(s\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ V_p\left(s\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccccc}{Z}_{11}\left(s\right)& ...& Z_{1j}\left(s\right)& ...& Z_{1p}\left(s\right)\\ \·& & \·& & \·\\ \·& & \·& & \·\\ \·& & \·& & \·\\ Z_{i1}\left(s\right)& ...& Z_{ij}\left(s\right)& ...& Z_{ip}\left(s\right)\\ \·& & \·& & \·\\ \·& & \·& & \·\\ \·& & \·& & \·\\ Z_{p1}\left(s\right)& ...& Z_{pj}\left(s\right)& ...& Z_{pp}\left(s\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_1\left(s\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ I_i\left(s\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ I_p\left(s\right)\end{array}\right]---\left(3\right)$

其中，V_i(s)为i端口的频域SSN；I_i(s)为i端口的频域电流；Z_ij(s)为j端口到i端口的频域转移阻抗，Z_ij(s)为i端口的自阻抗；

计算具有p个端口PDN中第i端口的时域同时开关噪声，如式(4)所示；

$V_i\left(t\right)=\underset{j=1}{\overset{p}{\Σ}}{Z}_{ij}\left(t\right)\⊗I_j\left(t\right)---\left(4\right).$

6.一种计算3D芯片堆叠时域同时开关噪声的方法，其特征在于，包括：

确定3D芯片堆叠PDN中的芯片层数、电源地网格、硅通孔、焊点以及微焊点尺寸大小和材料特性的参数；

基于所述芯片层数、电源地网格、硅通孔、焊点以及微焊点尺寸大小和材料特性的参数进行建模；

提取3D芯片堆叠各层芯片PDN的频域自阻抗和转移阻抗参数，

拟合出上述频率阻抗的目标函数Z(s)，并建立频率阻抗矩阵[Z(s)]和端口开关电流矩阵[I(s)]；

利用权利要求1～5任一项所述的方法计算3D芯片堆叠各层芯片的时域同时开关噪声。

7.一种计算时域同时开关噪声的装置，其特征在于，包括：

第一建立模块，用于建立频率阻抗的目标函数；

第二建立模块，用于利用三角波对开关电流进行建模，建立开关电流的目标函数；

计算模块，用于基于所述频率阻抗的函数和所述开关电流的目标函数计算得到时域同时开关噪声。

8.根据权利要求7所述的计算时域同时开关噪声的装置，其特征在于，所述第一建立模块包括：

获取单元，用于获取电源分配网络PDN频域阻抗幅度和相位参数；

有理函数拟合单元，用于基于所述频域阻抗幅度和相位参数进行有理函数拟合，得到频率阻抗的目标函数。

9.根据权利要求7或8所述的计算时域同时开关噪声的装置，其特征在于，所述计算模块包括：

第一计算单元，用于利用所述频率阻抗的目标函数Z(s)与所述开关电流的目标函数I(s)，分别计算得到时域阻抗Z(t)的二次积分Z_new(t)与时域开关电流I(t)；

第二计算单元，用于基于所述时域开关电流I(t)与其一阶导数的关系图以及所述时域开关电流I(t)与其二阶导数的关系图，计算得到单个周期I(t)幅度值的最大值I_dd、开关电流上升边沿斜率k_rise和开关电流下降边沿斜率k_fall；

第三计算单元，用于基于所述I(t)幅度值的最大值I_dd、开关电流上升边沿斜率k_rise和开关电流下降边沿斜率k_fall，计算得到时域开关电流I(t)的二阶导数I_new(t)；

卷积运算单元，对所述时域阻抗Z(t)的二次积分Z_new(t)和单个周期时域开关电流I(t)的二阶导数I_new(t)进行卷积运算，得到单个周期开关电流引起的时域同时开关噪声V_n(t)。

10.根据权利要求9所述的计算时域同时开关噪声的装置，其特征在于，所述计算模块，还包括：

累加计算单元，用于基于所述单个周期开关电流引起的时域同时开关噪声V_n(t)，利用公式(2)对多个V_n(t)进行累加计算得到周期性开关电流引起的时域同时开关噪声V(t)；

$V\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}{V}_n\left(t\right)---\left(2\right)$

公式(2)中T为周期，V_n(t)为第n个开关电流脉冲引起的同时开关噪声。