CN106301457A - 双向全双工mimo中继通信系统中的自干扰消除方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种全双工MIMO中继自干扰消除方法，主要解决现有技术中只考虑最小化自干扰而忽视系统容量性能的问题。其实现步骤是：1)估计信道参数；2)设计第一源节点的发射，接收波束成形矩阵以消除第一源节点的自干扰；3)设计第二源节点的发射，接收波束成形矩阵，以消除第二源节点的自干扰；4)设计中继节点的发射，接收波束成形矩阵，以消除中继节点的自干扰，并同时选择符合条件的发射，接收波束成形矩阵最大化系统容量。本发明不仅消除了中继节点的自干扰，又消除了两个源节点的自干扰，且能在消除自干扰的同时最大化系统的容量，可用于未来第五代无线移动通信的分布式协作传输系统。

Description

双向全双工MIMO中继通信系统中的自干扰消除方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，更进一步涉及一种全双工通信系统自干扰消除方法，可用于未来第五代无线移动通信的分布式协作传输系统，在消除全双工自干扰的同时，提升双向全双工MIMO中继通信系统的容量。

背景技术

在双向全双工MIMO中继通信系统中，通过利用中继节点转发源节点的信号和目的节点的信号，可以获得类似于MIMO系统的空间分集增益，使目的节点和源节点能够有效的进行通信。中继节点的工作模式分为半双工HD模式和全双工FD模式，当中继节点采用半双工HD模式时，中继节点在接收和发送时只能限制在正交信道上，使得频谱利用效率较低，而当中继节点采用全双工FD模式时，中继节点仅需要一条端到端的信道进行传输，这就使FD协作协议相比HD协作协议可以得到更高的容量性能。然而由于中继节点输入端和输出端工作在同一时间，FD模式会带来自身环路干扰，对于小型携带装置是很严重的问题，因此需要解决中继节点环路信道的干扰问题。

现有的双向全双工MIMO中继通信系统一般只研究中继节点工作在全双工的模式下，源节点和目的节点工作在半双工的模式下的自干扰消除方法，或者在假定系统的自干扰足够小的条件下研究功率分配和联合波束成形优化，例如：

J.Yang,X.Liu and Q.Yang等人在文章“Power allocation of two-way full-duplex AF relay under residual self-interference”中提出了双向全双工AF系统下的功率分配方案。Gan Zheng等人在文章“Joint Beamforming Optimization and PowerControl for Full-Duplex MIMO Two-Way Relay Channel”中提出了双向全双工MIMO中继通信系统下的联合波束成形优化和功率分配方案。这两种方法的不足之处是：都是基于假设全双工的源节点和目的节点的自干扰足够小的前提下，而没有真正去抑制系统的源节点和目的节点的自干扰。

T.Riihonen等人在文章“Optimal eigenbeamforming for suppressing self-interference in full-duplex MIMO relays”中提出了一种基于SVD分解的最优化奇异值波束成形方法，该方法所说可以最小化全双工系统的自干扰。但是该方法由于只考虑了如何去抑制系统的自干扰，而没有考虑到系统的容量性能，导致系统的容量性能受损。

发明内容

本发明的目的在于针对上述已有技术的不足，提出一种双向全双工MIMO中继通信系统中自干扰消除方法，以在消除系统自干扰的前提下提高系统的容量。

为实现上述目的，本发明的技术方案包括如下：

(1)采用最小均方误差信道估计方法估计如下信道参数：

第一源节点到中继节点的信道参数H_1r，第二源节点到中继节点的信道参数H_2r，中继节点到第一源节点的信道参数H_r1，中继节点到第二源节点的信道参数H_r2，中继节点的自干扰信道参数H_rr，第一源节点自干扰信道参数H₁₁，第二源节点的自干扰信道参数H₂₂；

(2)采用零空间投影法设计第一源节点的接收波束成形矩阵U₁和发射波束成形矩阵V₁，消除第一源节点的自干扰；

(3)采用零空间投影法设计第二源节点的接收波束成形矩阵U₂和发射波束成形矩阵V₂，消除第二源节点的自干扰；

(4)设计中继节点的发射波束成形矩阵W_t和接收波束成形矩阵W_r，消除中继节点的自干扰：

(4a)对中继节点的自干扰信道H_rr进行如下奇异值分解：

$H_{rr}=U_{rr}{\mathrm{\Σ}}_{rr}{V}_{rr}^H$

其中，U_rr是H_rr的左奇异矩阵，∑_rr是由H_rr的奇异值组成的对角矩阵，V_rr是H_rr右奇异矩阵；

(4b)利用(4a)中的U_rr，V_rr得到中继节点的发射波束成形矩阵W_t和接收波束成形矩阵W_r：

W_t＝V_rrD_Rt，

(4c)根据(4a)和(4b)得到中继节点的自干扰项表达式：

$W_r{H}_{rr}{W}_t=D_{Rr}^T{U}_{rr}^H{U}_{rr}{\mathrm{\Σ}}_{rr}{V}_{rr}^H{V}_{rr}{D}_{Rt}=D_{Rr}^T{\mathrm{\Σ}}_{rr}{D}_{Rt}={\mathrm{\Σ}}_{n=N_{Rr}+N_{Rt}-({\hat{N}}_{Rr}\×{\hat{N}}_{Rt})+1}^{\min \{N_{Rr},N_{Rt}\}}{\mathrm{\σ}}_{RR}^2\[n\]$

其中是行子集选择矩阵，是列子集选择矩阵，N_Rt是中继节点的发射天线数，N_Rr是中继节点的接收天线数，是行子集选择矩阵的秩，是列子集选择矩阵的秩；表示中继自干扰矩阵H_rr的第n个奇异值的平方，(.)^H表示共轭转置矩阵，(.)^T表示转置矩阵；

(4d)通过(4b)中的行子集选择矩阵和列子集选择矩阵D_Rt，选择出使中继节点的自干扰项W_rH_rrW_t＝0的接收波束成形矩阵W_r，发射波束成形矩阵W_t：

W_r＝[u_r,k1 u_r,k2 ...u_r,ki ...u_r,kn]^H,W_t＝[v_r,j1 v_r,j2 ...v_r,ji ...v_r,jn]

其中u_r,k1 u_r,k2 ...u_r,kn是H_rr的左奇异向量，v_r,j1 v_r,j2 ...v_r,jn是H_rr的右奇异向量，下标ki∈[k1,k2···kn]，ji∈[j1,j2···jn]，且ki≠ji；

(4e)计算双向全双工系统总的信道容量：R＝(R₁+R₂)，其中R₁是第一源节点端的信道容量，R₁＝log₂(1+SNIR₁)，R₂是第二源节点端的信道容量R₂＝log₂(1+SNIR₂)，SNIR₁第一源节点的信干扰比，SNIR₂是第二源节点的信干扰比。其中SNIR₂，SNIR₁分别如下式：

${\mathrm{SNIR}}_1=\frac{P_2\left|\right|U_1^H{H}_{1r}^H{\mathrm{\βW}}_t{W}_r{H}_{2r}{V}_2|{|}^2}{P_1\left|\right|U_1^H{H}_{11}{V}_1|{|}^2+|\left|U_1^H{H}_{1r}^H{\mathrm{\βW}}_t{W}_r\right|{|}^2{\mathrm{\σ}}_r^2+\left|\right|U_1^H|{|}^2{\mathrm{\σ}}_1^2}$

${\mathrm{SNIR}}_2=\frac{P_1\left|\right|U_2^H{H}_{2r}^H{\mathrm{\βW}}_t{W}_r{H}_{1r}{V}_1|{|}^2}{P_2\left|\right|U_2^H{H}_{22}{V}_2|{|}^2+|\left|U_2^H{H}_{2r}^H{\mathrm{\βW}}_t{W}_r\right|{|}^2{\mathrm{\σ}}_r^2+\left|\right|U_2^H|{|}^2{\mathrm{\σ}}_2^2}$

其中P₂是第二源节点的发射功率，||.||²表示F范数的平方，β是放大转发协议系数，P₁是第一源节点的发射功率，是中继节点的噪声功率，是第一源节点的噪声功率，是第二源节点的噪声功率；

(4f)根据(4d)和(4e)，利用穷举法得到(4d)中满足中继节点自干扰项W_rH_rrW_t＝0的所有W_r，W_t的解集合，再按照容量最大化准则从解集合里选择一组最优发射波束成形矩阵和最优接收波束成形矩阵使系统的容量最大化，即：

$(W_t^{opt},W_r^{opt})=\arg \underset{W_t,W_r}{max}\left(R\right).$

本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一，最小化自干扰

本发明与已有的系统模型不同，中继节点和两个源节点都配置了多天线，不仅考虑在中继做自干扰消除，同时在两个源节点端也做自干扰消除，将本系统的自干扰降到了最低。

第二，提升系统容量

本发明与现有的ZF，MMSE，零空间投影法不同，现有的这三种方法只考虑了如何最小化自干扰，而没有考虑到整个系统的容量性能。本发明在最小化系统自干扰的同时考虑最大化系统的容量，相比于已有算法在系统容量方面有显著的提升。

附图说明

图1为本发明适用的双向全双工通信场景示意图；

图2为本发明的实现流程图；

具体实施方式

下面将结合附图对本发明实施方式作进一步详细描述。

参照图1，本发明使用的场景包括，第一源节点，第二源节点和中继节点，每个节点都配有多根天线，其中两个源节点的发射天线数为6，接收天线数为4，中继节点的发射天线数与中继节点的接收天线数相同，且第一源节点，第二源节点，中继节点都工作在全双工模式下。第一源节点到中继节点的信道参数表示为H_1r，中继节点到第一源节点的信道参数表示为H_r1，第二源节点到中继节点的信道参数表示为H_2r，中继节点到第二源节点的信道参数表示为H_r2，第一源节点的自干扰信道参数表示为H₁₁，第二源节点的自干扰信道参数表示为H₂₂，中继节点的自干扰参数表示为H_rr。

参照图2，本发明的自干扰消除方法的实现步骤如下：

步骤1，估计信道参数。

采用最小均方误差信道估计方法分别估计第一源节点到中继节点的信道参数H_1r，第二源节点到中继节点的信道参数H_2r，中继节点到第一源节点的信道参数H_r1，中继节点到第二源节点的信道参数H_r2，中继节点的自干扰信道参数H_rr，第一源节点自干扰信道参数H₁₁，第二源节点的自干扰信道参数H₂₂。

步骤2，消除第一源节点的自干扰。

消除第一源节点的自干扰的方法主要有：迫零法ZF，最小均方误差法MMSE，零空间投影法等，本实例采用零空间投影法，其步骤如下：

(2a)设计第一源节点接收波束成形矩阵U₁：

(2a1)根据第一源节点的接收信号确定第一源节点的自干扰项：

第一源节点接收的接收信号y₁(n)如下式：

$y_1\left(n\right)=U_1^H{H}_{1r}^H{\mathrm{\βW}}_t{W}_r{H}_{2r}{V}_2{S}_2(n-\mathrm{\τ})+U_1^H{H}_{1r}^H{\mathrm{\βW}}_t{W}_r{n}_R(n-\mathrm{\τ})+U_1^H{H}_{11}{V}_1{S}_1\left(n\right)+U_1^H{n}_1\left(n\right)$

其中(.)^H表示共轭转置矩阵，S₁(n)表示第一源节点的发射信号，V₂是第二源节点的发射波束成形矩阵，β是放大转发协议系数，τ表示中继处理延时，S₂(n)是第二源节点的发射信号，n₁(n)是第一源节点接收处的加性噪声，其服从均值为0，方差为1的复高斯分布，n_R(n-τ)中继节点接收处的加性噪声，其服从均值为0，方差为1的复高斯分布，W_t是中继节点的发射波束成形矩阵，W_r是中继节点的接收波束成形矩阵，是第一源节点的自干扰项，H₁₁是第一源节点的自干扰信道参数即第一源节点自干扰矩阵；

(2a2)对第一源节点自干扰矩阵H₁₁做如下奇异值分解：

$H_{11}=U_{11}{\mathrm{\Σ}}_{11}{V}_{11}^H=U_{11}\[{\mathrm{\Σ}}_{11}^{\left(1\right)},O_{N_{1r}\×(N_{1t}-N_{1r})}\]{\[V_{11}^{\left(1\right)},V_{11}^{\left(2\right)}\]}^H$

其中是H₁₁的左奇异矩阵，是H₁₁的右奇异矩阵，N_1r是第一源节点的接收天线数，N_1t是第一源节点的发射天线数；

(2a3)利用(2a2)中的左奇异矩阵U₁₁得到使第一源节点自干扰项的第一源节点的接收波束成形矩阵U₁：

$U_1=U_{11}^H$

(2b)设计第一源节点的发射波束成形矩阵V₁

利用(2a2)中的右奇异矩阵V₁₁得到使第一源节点自干扰项的第一源节的发射波束成形矩阵V₁：

$V_1=V_{11}^{\left(2\right)}$

将得到的U₁和V₁代入到第一源节点自干扰项式中，如下所示：即消除了第一源节点的自干扰。

步骤三，消除第二源节点的自干扰。

消除第二源节点的自干扰的方法主要有：迫零法ZF，最小均方误差法MMSE，零空间投影法等，本实例采用零空间投影法，其步骤如下：

(3a)设计第二源节点波束成形矩阵U₂

(3a1)根据第二源节点的接收信号确定第二源节点的自干扰项：

第二源节点接收的接收信号y₂(n)如下式：

$y_2\left(n\right)=U_2^H{H}_{2r}^H{\mathrm{\βW}}_t{W}_r{H}_{1r}{V}_1{S}_1(n-\mathrm{\τ})+U_2^H{H}_{2r}^H{\mathrm{\βW}}_t{W}_r{n}_R(n-\mathrm{\τ})+U_2^H{H}_{22}{V}_2{S}_2\left(n\right)+U_2^H{n}_2\left(n\right)$

其中n₂(n)是第二源节点接收处的加性噪声，其服从均值为0，方差为1的复高斯分布，是第二源节点的自干扰项，H₂₂是第二源节点的自干扰信道参数即第二源节点自干扰矩阵。

(3a2)对第二源节点自干扰矩阵H₂₂做如下奇异值分解：

$H_{22}=U_{22}{\mathrm{\Σ}}_{22}{V}_{22}^H=U_{22}\[{\mathrm{\Σ}}_{22}^{\left(1\right)},O_{N_{2r}\×(N_{2t}-N_{2r})}\]{\[V_{22}^{\left(1\right)},V_{22}^{\left(2\right)}\]}^H$

其中是H₂₂的左奇异矩阵，是H₂₂的右奇异矩阵，N_2r是第二源节点接收天线数，N_2t是第二源节点的发射天线数。

(3a3)利用(3a2)中的左奇异矩阵U₂₂得到使第二源节点自干扰项的第二源节点的接收波束成形矩阵U₂

$U_2=U_{22}^H$

(3b)利用(3a2)中的右奇异矩阵V₂₂得到使第二源节点自干扰项的第二源节点的发射波束成形矩阵V₂：

$V_2=V_{22}^{\left(2\right)}$

将得到的U₂和V₂代入到第二源节点自干扰项式中，如下所示：

即消除了第二源节点的自干扰。

步骤四，设计中继节点的发射波束成形矩阵W_t和接收波束成形矩阵W_r，消除中继节点的自干扰。

(4a)根据中继节点的接收信号和发射信号确定中继节点的自干扰项：

中继节点的接收信号y_r(n)如下式：

y_r(n)＝H_1rx₁(n)+H_2rx₂(n)+H_rrx_r(n)+n_R(n)

中继节点的发射信号x_r(n)如下式：

x_r(n)＝βW_tW_ry_r(n-τ)

＝βW_tW_r(H_1rV₁S₁(n-τ)+H_2rV₂S₂(n-τ)+H_rrx_r(n-τ)+n_R(n-τ))

＝βW_tW_r(H_1rV₁S₁(n-τ)+H_2rV₂S₂(n-τ)+H_rrβW_tW_ry_r(n-2τ)+n_R(n-τ))

其中x₁(n)是第一源节点经过发射波束成形的发送信号，x₂(n)是第二源节点经过发射波束成形的发送信号，x_r(n)是中继节点的发射信号，n_R(n)是中继节点接收的加性噪声，其服从均值为0，方差为1的复高斯分布,H_rr是中继节点的自干扰信道参数即中继节点自干扰矩阵，H_rrx_r(n)是y_r(n)中的是的自干扰项；

由于全双工通信中，系统工作在同时同频下，其接收信号的同时又会把接收到的信号发送出去，故将y_r(n)代入到x_r(n)中得到最终的自干扰项为W_rH_rrW_tW_ry_r(n-2τ)；

；

(4b)对中继节点的自干扰信道矩阵H_rr做如下奇异值分解：

$H_{rr}=U_{rr}{\mathrm{\Σ}}_{rr}{V}_{rr}^H,$

其中，U_rr是H_rr的左奇异矩阵，Σ_rr是由H_rr的奇异值组成的对角矩阵，V_rr是H_rr右奇异矩阵；

(4c)利用(4b)中的U_rr和V_rr矩阵，得到中继节点的发射波束成形矩阵W_t和接收波束成形矩阵W_r：

$W_r=D_{Rr}^T{U}_{rr}^H,$

W_t＝V_rrD_Rt

其中是行子集选择矩阵，是列子集选择矩阵，N_Rt是中继节点的发射天线数，N_Rr是中继节点的接收天线数，是行子集选择矩阵的秩，是列子集选择矩阵的秩；

(4d)将W_t和W_r代入到中继节点的自干扰项得到：

$W_r{H}_{rr}{W}_t=D_{Rr}^T{U}_{rr}^H{U}_{rr}{\mathrm{\Σ}}_{rr}{V}_{rr}^H{V}_{rr}{D}_{Rt}=D_{Rr}^T{\mathrm{\Σ}}_{rr}{D}_{Rt}={\mathrm{\Σ}}_{n=N_{Rr}+N_{Rt}-({\hat{N}}_{Rr}\×{\hat{N}}_{Rt})+1}^{\min \{N_{Rr},N_{Rt}\}}{\mathrm{\σ}}_{RR}^2\[n\]$

其中表示中继自干扰矩阵H_rr的第n个奇异值的平方，(.)^T表示转置矩阵；

(4e)通过(4c)中的行子集选择矩阵和列子集选择矩阵D_Rt，选择出使中继节点的自干扰项W_rH_rrW_t＝0的接收波束成形矩阵W_r和发射波束成形矩阵W_t如下：

W_r＝[u_r,k1 u_r,k2 ...u_r,ki ...u_r,kn]^H,

W_t＝[v_r,j1 v_r,j2 ...v_r,ji ...v_r,jn]，

其中u_r,k1 u_r,k2 ...u_r,kn是H_rr的左奇异向量，v_r,j1 v_r,j2 ...v_r,jn是H_rr的右奇异向量，下标ki∈[k1,k2···kn]，ji∈[j1,j2···jn]，且ki≠ji；

至此完成中继节点的自干扰消除；

(4f)计算双向全双工系统总的信道容量：

R＝(R₁+R₂)

其中，R₁是第一源节点端的信道容量，R₁＝log₂(1+SNIR₁)，R₂是第二源节点端的信道容量R₂＝log₂(1+SNIR₂)，SNIR₁第一源节点的信干扰比，SNIR₂是第二源节点的信干扰比。其中SNIR₂，SNIR₁分别如下式：

${\mathrm{SNIR}}_1=\frac{P_2\left|\right|U_1^H{H}_{1r}^H{\mathrm{\βW}}_t{W}_r{H}_{2r}{V}_2|{|}^2}{P_1\left|\right|U_1^H{H}_{11}{V}_1|{|}^2+|\left|U_1^H{H}_{1r}^H{\mathrm{\βW}}_t{W}_r\right|{|}^2{\mathrm{\σ}}_r^2+\left|\right|U_1^H|{|}^2{\mathrm{\σ}}_1^2}$

${\mathrm{SNIR}}_2=\frac{P_1\left|\right|U_2^H{H}_{2r}^H{\mathrm{\βW}}_t{W}_r{H}_{1r}{V}_1|{|}^2}{P_2\left|\right|U_2^H{H}_{22}{V}_2|{|}^2+|\left|U_2^H{H}_{2r}^H{\mathrm{\βW}}_t{W}_r\right|{|}^2{\mathrm{\σ}}_r^2+\left|\right|U_2^H|{|}^2{\mathrm{\σ}}_2^2}$

其中P₂是第二源节点的发射功率，||.||²表示F范数的平方，β是放大转发协议系数，P₁是第一源节点的发射功率，是中继节点的噪声功率，是第一源节点的噪声功率，是第二源节点的噪声功率；

(4h)根据(4e)-(4f)，利用穷举法得到(4d)中满足W_rH_rrW_t＝0所有W_r，W_t的解集合，再按照容量最大化准则从解集合里选择一组最优发射波束成形矩阵和最优接收波束成形矩阵使系统的容量最大化，即：

$(W_t^{opt},W_r^{opt})=\arg \underset{W_t,W_r}{max}\left(R\right).$

仿真结果表明，本发明在最小化系统自干扰的同时可明显提升系统的容量。

以上描述仅是本发明的一个具体实例，显然对于本领域的专业人员来说，在了解了本发明的内容和原理之后，都可能在不背离本发明的原理，结构的情况下，进行形式和细节上的各种改变，但是这些基于本发明思想的修正仍在本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (3)

1.一种最大化系统容量的双向全双工MIMO中继自干扰消除方法，包括：

(1)采用最小均方误差信道估计方法估计如下信道参数：

第一源节点到中继节点的信道参数H_1r，第二源节点到中继节点的信道参数H_2r，中继节点到第一源节点的信道参数H_r1，中继节点到第二源节点的信道参数H_r2，中继节点的自干扰信道参数H_rr，第一源节点自干扰信道参数H₁₁，第二源节点的自干扰信道参数H₂₂；

(2)采用零空间投影法设计第一源节点的接收波束成形矩阵U₁和发射波束成形矩阵V₁，消除第一源节点的自干扰；

(3)采用零空间投影法设计第二源节点的接收波束成形矩阵U₂和发射波束成形矩阵V₂，消除第二源节点的自干扰；

(4)设计中继节点的发射波束成形矩阵W_t和接收波束成形矩阵W_r，消除中继节点的自干扰：

(4a)对中继节点的自干扰信道H_rr进行如下奇异值分解：

$H_{rr}=U_{rr}{\mathrm{\Σ}}_{rr}{V}_{rr}^H$

其中，U_rr是H_rr的左奇异矩阵，∑_rr是由H_rr的奇异值组成的对角矩阵，V_rr是H_rr右奇异矩阵；

(4b)利用(4a)中的U_rr，V_rr得到中继节点的发射波束成形矩阵W_t和接收波束成形矩阵W_r：

$W_r=D_{Rr}^T{U}_{rr}^H,W_t=V_{rr}{D}_{Rt},$

(4c)根据(4a)和(4b)得到中继节点的自干扰项表达式：

$W_r{H}_{rr}{W}_t=D_{Rr}^T{U}_{rr}^H{U}_{rr}{\mathrm{\Σ}}_{rr}{V}_{rr}^H{V}_{rr}{D}_{Rt}=D_{Rr}^T{\mathrm{\Σ}}_{rr}{D}_{Rt}={\mathrm{\Σ}}_{n=N_{Rr}+N_{Rt}-\left({\hat{N}}_{Rr}\×{\hat{N}}_{Rt}\right)+1}^{\min \left\{N_{Rr},N_{Rt}\right\}}{\mathrm{\σ}}_{RR}^2\[n\]$

其中是行子集选择矩阵，是列子集选择矩阵，N_Rt是中继节点的发射天线数，N_Rr是中继节点的接收天线数，是行子集选择矩阵的秩，是列子集选择矩阵的秩；表示中继自干扰矩阵H_rr的第n个奇异值的平方，(.)^H表示共轭转置矩阵，(.)^T表示转置矩阵；

(4d)通过(4b)中的行子集选择矩阵和列子集选择矩阵D_Rt，选择出使中继节点的自干扰项W_rH_rrW_t＝0的接收波束成形矩阵W_r，发射波束成形矩阵W_t：

W_r＝[u_r,k1u_r,k2...u_r,ki...u_r,kn]^H,W_t＝[v_r,j1v_r,j2...v_r,ji...v_r,jn]

其中u_r,k1u_r,k2...u_r,kn是H_rr的左奇异向量，v_r,j1v_r,j2...v_r,jn是H_rr的右奇异向量，下标ki∈[k1,k2···kn]，ji∈[j1,j2···jn]，且ki≠ji；

(4e)计算双向全双工系统总的信道容量：R＝(R₁+R₂)，其中R₁是第一源节点端的信道容量，R₁＝log₂(1+SNIR₁)，R₂是第二源节点端的信道容量R₂＝log₂(1+SNIR₂)，SNIR₁第一源节点的信干扰比，SNIR₂是第二源节点的信干扰比。其中SNIR₂，SNIR₁分别如下式：

${\mathrm{SNIR}}_1=\frac{P_2\left|\right|U_1^H{H}_{1r}^H{\mathrm{\βW}}_t{W}_r{H}_{2r}{V}_2|{|}^2}{P_1\left|\right|U_1^H{H}_{11}{V}_1|{|}^2+|\left|U_1^H{H}_{1r}^H{\mathrm{\βW}}_t{W}_r\right|{|}^2{\mathrm{\σ}}_r^2+\left|\right|U_1^H|{|}^2{\mathrm{\σ}}_1^2}$

${\mathrm{SNIR}}_2=\frac{P_1\left|\right|U_2^H{H}_{2r}^H{\mathrm{\βW}}_t{W}_r{H}_{1r}{V}_1|{|}^2}{P_2\left|\right|U_2^H{H}_{22}{V}_2|{|}^2+|\left|U_2^H{H}_{2r}^H{\mathrm{\βW}}_t{W}_r\right|{|}^2{\mathrm{\σ}}_r^2+\left|\right|U_2^H|{|}^2{\mathrm{\σ}}_2^2}$

其中P₂是第二源节点的发射功率，||.||²表示F范数的平方，β是放大转发协议系数，P₁是第一源节点的发射功率，是中继节点的噪声功率，是第一源节点的噪声功率，是第二源节点的噪声功率；

(4f)根据(4d)和(4e)，利用穷举法得到(4d)中满足中继节点自干扰项W_rH_rrW_t＝0的所有W_r，W_t的解集合，再按照容量最大化准则从解集合里选择一组最优发射波束成形矩阵和最优接收波束成形矩阵使系统的容量最大化，即：

$(W_t^{opt},W_r^{opt})=\arg \underset{W_t,W_r}{max}\left(R\right).$

2.根据权利要求1所述的方法，其中步骤(2)中采用零空间投影法设计第一源节点的接收波束成形矩阵U₁和发射波束成形矩阵V₁来消除第一源节点的自干扰，按如下步骤进行：

(2a)配置第一源节点的发射天线数目大于其接收天线数目，第一源节点的自干扰项为对第一源节点的自干扰信道H₁₁进行如下奇异值分解：

$H_{11}=U_{11}{\mathrm{\Σ}}_{11}{V}_{11}^H=U_{11}\[{\mathrm{\Σ}}_{11}^{\left(1\right)},O_{N_{1r}\×(N_{1t}-N_{1r})}\]{\[V_{11}^{\left(1\right)},V_{11}^{\left(2\right)}\]}^H$

其中H₁₁是第一源节点的自干扰矩阵，U₁₁是H₁₁的左奇异矩阵，V₁₁是H₁₁的右奇异矩阵，∑₁₁是由H₁₁的奇异值组成的对角矩阵，(.)^H表示共轭转置矩阵，Ο是由0值组成的N_1r×(N_1t-N_1r)维的零矩阵，N_1r是第一源节点的接收天线数，N_1t是第一源节点的发射天线数；

(2b)利用(2a)中的左奇异矩阵U₁₁得到使第一源节点自干扰项的第一源节点的接收波束成形矩阵U₁：

$U_1=U_{11}^H;$

(2c)利用(2a)中的右奇异矩阵V₁₁得到使第一源节点自干扰项第一源节点的发射波束成形矩阵V₁:

$V_1=V_{11}^{\left(2\right)}.$

3.根据权利要求1所述的方法，其中步骤(3)中采用零空间投影法设计第二源节点的接收波束成形矩阵U₂和发射波束成形矩阵来消除第二源节点的自干扰V₂，按如下步骤进行：

(3a)配置第二源节点的发射天线数目大于其接收天线数目，第二源节点的自干扰项为对第二源节点的自干扰信道H₂₂进行如下奇异值分解：

$H_{22}=U_{22}{\mathrm{\Σ}}_{22}{V}_{22}^H=U_{22}\[{\mathrm{\Σ}}_{22}^{\left(1\right)},O_{N_{2r}\×(N_{2t}-N_{2r})}\]{\[V_{22}^{\left(1\right)},V_{22}^{\left(2\right)}\]}^H$

其中，U₂₂是H₂₂的左奇异矩阵，V₂₂是是H₂₂的右奇异矩阵，∑₂₂是由H₂₂的奇异值组成的对角矩阵，Ο是由0值组成的N_2r×(N_2t-N_2r)维的零矩阵，N_2r是第二源节点的接收天线数，N_2t是第二源节点的发射天线数；

(3b)利用(3a)中的左奇异矩阵U₂₂得到使第二源节点自干扰项的第二源节点的接收波束成形矩阵U₂：

$U_2=U_{22}^H;$

(3c)利用(3a)中的右奇异矩阵V₂₂得到使第二源节点自干扰项的第二源节点的发射波束成形矩阵V₂：

$V_2=V_{22}^{\left(2\right)}.$