CN106130342B - 一种可控多电平Buck变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种可控多电平Buck变换器及其控制方法，多电平Buck变换器由功率部分和控制部分构成，功率部分采用模块化设计，由输入电源、多个单体模块、滤波部分及负载构成，控制部分由检测调理模块和FPGA控制器模块构成。在原有的固定电平的基础上，提出的一种可控的多电平Buck变换器的控制方法，根据输入电压的不同等级改变电平数量，改进了传统的多电平中因电平数量固定而造成的无法实现全电压范围内高效率输出的工作特性，提高了多电平Buck变化器的效率、功率密度并且便于后期维护，对于航空航天领域以及新能源中风能、太阳能等相对于环境变化输出功率比较敏感的场合都具有较高的实际应用价值。

Description

一种可控多电平Buck变换器及其控制方法

技术领域

本发明属于电力电子变换技术领域，具体涉及一种可控多电平Buck变换器及其控制方法。

背景技术

当前，在多电、全电飞机等新型航空航天器供配电系统以及太阳能、风能、生物能等新能源发电系统中，通常需要将不同范围电压以及高低压跳变的电压通过直流变换器转换成所需求的直流电压给负载或后级装置供电。因此，要求直流变换具有高效率、高功率密度、低电磁干扰、体积小、便于维护的特点。在多种变换器中，目前普遍采用的是传统的开关型电源变换器Buck、Boost单级或以二者为基础的多级串并联以及相互之间组合的形式来完成不同的输入电压及负载输出功率等需求。但在一些比较特殊的大功率场合，现有的电力电子器件并不能满足实际要求。这些形式的变换器会造成系统繁重、重复性设计、难于维护以及效率低下。

传统开关型电源变换器面对输入输出电压差较大这一特点时，单级变换对压差都有一定的限制，经验为输出电压不超过输入电压3倍。过大的输入输出压差在单级变换中会造成变换器效率的大幅下降，并且增大了开关管的耐压值与工作时的电压应力，使得选择具有合适耐压值的功率开关器件比较困难，严重时会导致变换器无法工作。

随着多电平技术的发展，具有多电平的直流变换器得到了广泛应用，其中以三电平居多。多电平变换器利用了飞跨电容使输入电压在串联的各开关管之间均分降低开关管的电压应力，叠加原理形成的较高开关频率减小滤波器体积，电磁干扰的减小增强了系统的电磁兼容性等。这些优点使多电平变换器适合于高压大功率场合。但是，多电平变换器仍存在以下问题：在电压变化范围较大/高低压跳变的场合，例如太阳能、风能发电系统中，固定电平的变换器并不能一直处于理想的高效率输出状态。

根据此问题，本发明在传统的固定电平基础上，提出可控多电平思想：“可控电平”、“可控频率”和“可控相角”，即根据输入电压的不同等级来改变电平数量，电平数量不再固定，通过可控电平模式适应各种高低压跳变的电压输入环境，使变换器在全电压范围内高效率输出。

发明内容

解决的技术问题

为了克服现有技术的不足之处，本发明提出一种可控多电平Buck变换器及其控制方法，解决了高压差下系统效率低下的问题，同时模块化的设计提高了系统的可靠性。

本发明的基本思想在于：针对电压变化范围大/高低压跳变的场合，采用可控多电平思想，根据输入电压的不同等级改变电平数量，改进了传统的多电平中因电平数量固定而造成的无法实现全电压范围内高效率输出的工作特性。

技术方案

一种可控多电平Buck变换器，其特征在于：由功率部分和控制部分构成，功率部分由输入电源、p个单体模块、滤波部分及负载构成，控制部分由检测调理模块和FPGA控制器模块构成，p为整数且p≥1；

其中，每个单体模块都是一个Buck单体单元，包括功率MOSFET开关管、功率快恢复二级管和飞跨电容，功率MOSFET开关管的漏极与飞跨电容的正极相连，飞跨电容的负极与功率快恢复二级管的阳极相连；

滤波部分包括滤波电感L和滤波电容C；

输入电源的正极与单体模块p中功率MOSFET开关管Q_p的漏极相连，输入电源的负极与单体模块p中功率快恢复二极管D_p的阳极相连，同时与负载R的负极相连；单体模块1中功率MOSFET开关管Q₁的源极与滤波电感L的一端相连，功率快恢复二级管D₁的阴极同时也与滤波电感L的同一端相连；单体模块k中功率MOSFET开关管Q_k的源极与单体模块k-1中功率MOSFET开关管Q_k-1的漏极以及飞跨电容C_k-1的正极相连，单体模块k中功率快恢复二极管D_k的阴极与单体模块k-1中功率快恢复二极管D_k-1的阳极以及飞跨电容C_k-1的负极相连；每个单体模块之间的连接关系与单体模块k和单体模块k-1的连接关系相同，k为整数且1<k<p；滤波电感L的另一端与滤波电容C的正极以及负载R的正极相连，滤波电容C的负极与负载R的负极相连；

控制部分的检测调理模块为利用电压传感器分别检测输入电压V_in、输出电压V_o和p-1个飞跨电容电压V_c1…V_cp-1，将电压传感器采集到的各个电压信号分别经过各个调理电路后输入到各自的A/D采样芯片中，将模拟量转变成数字量后输入到FPGA控制器模块；FPGA控制器进行算法控制，输出p路PWM信号，各路PWM信号分别经过各自的驱动电路后控制各个功率MOSFET开关管的开通与关断。

一种用于上述可控多电平Buck变换器的控制方法，其步骤如下：

步骤1：信号采集：FPGA控制器上电自检测成功后，启动A/D采样芯片检测系统，将检测的输入电压V_in、输出电压V_o以及各飞跨电容电压V_ck转换数字量输送给FPGA控制器的I/O口；

步骤2：配置工作模式：FPGA根据采集到的输入电压V_in与输出电压V_o之间的关系控制变换器的主电路工作在不同模式，具体为：

模式1：输入电压V_in为输出电压V_o的3-5倍时，配置功率部分的工作电路为四电平状态，即FPGA控制器输出的三路PWM驱动信号分别控制三个单体模块中的功率MOSFET开关管导通与关断，使其正常工作；FPGA控制器输出的其它p-3路PWM驱动信号一直是高电平使得其它单体模块中的功率MOSFET开关管处于一直导通状态；此时，输出节点A和B之间的电压V_AB有四个电平，分别为V_AB＝0、V_in/3、2V_in/3、V_in；

模式2：输入电压V_in为输出电压V_o的2-3倍时，配置功率部分的工作电路为三电平状态，即FPGA控制器输出的二路PWM驱动信号分别控制二个单体模块中的功率MOSFET开关管导通与关断，使其正常工作；FPGA控制器输出的其它p-2路PWM驱动信号一直是高电平使得其它单体模块中的功率MOSFET开关管处于一直导通状态；此时，输出节点A和B之间的电压V_AB有三个电平，分别为V_AB＝0、V_in/2、V_in；

模式3：输入电压V_in为输出电压V_o的1-2倍时，配置功率部分的工作电路为二电平状态，即FPGA控制器输出的一路PWM驱动信号控制一个单体模块中的功率MOSFET开关管导通与关断，使其正常工作；FPGA控制器输出的其它p-1路PWM驱动信号一直是高电平使得其它单体模块中的功率MOSFET开关管处于一直导通状态；此时，输出节点A和B之间的电压V_AB有两个电平，分别为V_AB＝0、V_in；

模式4：当输入电压V_in不足输出电压V_o的1倍时，FPGA控制器输出的PWM驱动信号一直为高电平使得所有单体模块的功率MOSFET开关管处于一直导通状态；

其他模式：当输入电压V_in为输出电压V_o的5-7倍时，配置功率部分的工作电路为五电平状态；当输入电压V_in为输出电压V_o的7-9倍时，配置功率部分的工作电路为六电平状态；当输入电压V_in为输出电压V_o的9-11倍时，配置功率部分的工作电路为七电平状态；

步骤3：计算占空比：对不同模式下正常工作的n个模块中的飞跨电容电压V_cm与飞跨电容电压给定值V_cm*作差运算，然后进行解耦控制得到微调占空比△d_m；输出电压V_o和输出电压给定值V_o*作差运算，然后进行PID闭环控制后得到占空比d。△d_m与d相加得到各个功率MOSFET开关管的占空比D_m＝d+Δd_m，m＝1,2,…,n，n为整数且1≤n≤p；

步骤4：生成数字PWM波：利用数字比较器将步骤3得到的各个功率MOSFET开关管的占空比D_m与其对应的开关频率f_y相比较来控制高低电平持续时间，即PWM波的工作频率，并由高低电平存储器保存电平的状态；所述的各个功率MOSFET开关管工作频率按进行计算，确保总输出频率固定不变，其中，p_x为电平变化前正常工作的单体模块数量，p_y为电平变化后正常工作的单体模块数量，f_x为电平变化前正常导通与关断的单个功率MOSFET开关管的工作频率，f_y为电平变化后正常导通与关断的单个功率MOSFET开关管的工作频率；

步骤5：PWM波移向：PWM波按照相位差2π/p_y进行移相。

有益效果

本发明提出了一种可控多电平Buck变换器及其控制方法，可以根据电平数量的增加从而合成无穷多个不同电平台阶，并且可以通过可控电平模式适应各种高低压跳变的电压输入环境。可控多电平的实现有助于系统工作效率的提升，在小幅度增加控制系统复杂度的情况下，可控多电平具有较大的实际应用价值。模块化的设计提高了系统的可靠性并便于后期维护。可控多电平变换器自身优点尤其适合新能源领域的风力、太阳能发电等随环境变化输出功率波动较大的应用场合，较高的功率密度与效率在航空、航天、航海等大功率独立电源供配电系统中也具有一定的优势。

附图说明

图1是本发明可控多电平Buck变换器的功率部分电路图；

图2是本发明可控多电平Buck变换器的控制部分系统框图；

图3是本发明可控多电平Buck变换器的输入输出压差与工作效率关系图；

图4是本发明可控多电平Buck变换器中FPGA控制器的控制算法具体实现流程图；

图5是本发明可控多电平Buck变换器在四电平工作状态下的等效电路图；

图6是本发明可控多电平Buck变换器在三电平工作状态下的等效电路图；

图7是本发明可控多电平Buck变换器在二电平工作状态下的等效电路图；

图8为本发明可控多电平Buck变换器工作状态从二电平到三电平到四电平变化时频率与相角波形图。

图中，V_in是输入电压，V_o是输出电压，V_o ^*是输出电压给定值，V_c1,…,V_cp-1是飞跨电容电压，V_cm是正常工作的n个模块的飞跨电容电压，V_cm ^*是正常工作的n个模块的飞跨电容电压给定值，I_L是滤波电感电流，Q₁,Q₂,Q₃,…,Q_k-1,Q_k,Q_k+1,…,Q_p-1,Q_p是功率MOSFET开关管，D₁,D₂,D₃,…,D_k-1,D_k,D_k+1,…,D_p-1,D_p是功率快恢复二极管，C₁,C₂,…,C_k-1,C_k,C_k+1,…,C_p-1飞跨电容，L是滤波电感，C是滤波电容，R是负载，PWM1,PWM2,…,PWMk,…PWMp是输出PWM信号，d是输出电压在PID闭环控制后得到的占空比，△d_m是飞跨容电压进行解耦控制得到的微调占空比，D_m是每个正常工作模块的功率MOSFET开关管的占空比。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明：

本发明提供的一种可控多电平Buck变换器，由功率部分和控制部分构成，通过检测输入电压值来控制电平数量的增减。

参照图1，本发明中可控多电平Buck变换器的功率电路主要包括：1个输入电源、p个N沟道功率MOSFET开关管(Q₁,Q₂…Q_k…Q_p)、p个功率快恢复二极管(D₁,D₂…D_k…D_p)、p-1个飞跨电容(C₁,C₂…C_k…C_p-1)(p为整数且p≥1，k为整数且1<k<p)、滤波电感L、滤波电容C以及负载R。单体模块k由一个功率MOSFET开关管Q_k、一个功率快恢复二级管D_k和一个飞跨电容构成C_k构成，其中，功率MOSFET开关管Q_k的漏极与飞跨电容C_k的正极相连，飞跨电容C_k的负极与功率快恢复二级管D_k的阳极相连。输入电源的正极与模块p中功率MOSFET开关管Q_p的漏极相连，输入电源的负极与模块p中功率快恢复二极管D_p的阳极相连，同时与负载R的负极相连。模块1中功率MOSFET开关管Q₁的源极与滤波电感L的一端相连，功率快恢复二级管D₁的阴极同时也与滤波电感L的同一端相连。模块k中功率MOSFET开关管Q_k的源极与模块k-1中功率MOSFET开关管Q_k-1的漏极以及飞跨电容C_k-1的正极相连，模块k中功率快恢复二极管D_k的阴极与模块k-1中功率快恢复二极管D_k-1的阳极以及飞跨电容C_k-1的负极相连。每个模块之间的连接关系与k和k-1的相同。滤波电感L的另一端与滤波电容C的正极以及负载R的正极相连，滤波电容C的负极与负载R的负极相连。

参照图2，本发明中可控多电平Buck变换器的控制部分由检测调理模块和FPGA控制器模块构成，其中检测调理模块为使用多个电压传感器分别检测输入电压V_in，输出电压V_o，每个飞跨电容电压(V_c1,…,V_cp-1)，将传感器采集到的各个电压信号分别经过各个调理电路后输入到各自A/D采样芯片中，经过模拟量转变成数字量后送到FPGA控制器中进行算法控制。FPGA控制器输出多路PWM信号PWM1,…,PWM p，分别经过各自的驱动电路后控制各个功率MOSFET开关管的开通与关断。PWM1控制功率MOSFET开关管Q₁，PWM2控制功率MOSFET开关管Q₂，依次类推。

参照图3，Buck电路的输入输出压差与工作效率关系是变换电压3倍以内效率比较高，且压差越大，效率越低。实际上由于储能滤波电感等设计最佳工作点并非在满占空比处，所以在输入电压接近输出电压阶段效率实际上是有所下降的。

为实现可控电平、可控频率和可控相角，本发明用于上述Buck变换器的控制方法的核心思想是根据输入输出压差来决定工作电平数，大压差时增加参与工作电平数量，小压差时减少参与工作电平数量来避免由于压差过大引起的效率低的问题。参照图4，在FPGA控制器中按照算法的流程图，实现控制方案，最后得到对每个Buck基本模块中MOSFET开关管的控制信号。具体如下：

步骤1：信号采集：FPGA控制器上电自检测成功后，启动A/D采样芯片检测系统，将检测的输入电压V_in、输出电压V_o以及各飞跨电容电压转换数字量输送给FPGA控制器的I/O口；

步骤2：配置工作模式：FPGA控制器根据采集到的输入电压V_in与输出电压V_o之间的关系控制变换器的主电路工作在不同模式。本实施例中，电平数量只在二、三和四电平之间变换，所以本实施例中p＝3，即有3个单体模块，有四种工作模式。具体为：

模式1：输入电压V_in为输出电压V_o的3-5倍时，配置功率部分的工作电路为四电平状态，即PWM1，PWM2与PWM3均正常工作。此时，模块1、模块2与模块3均参与工作，即Q₁、Q₂和Q₃在PWM1、PWM2及PWM3驱动下电平为高时导通，电平为低时关断，功率部分等效电路参照图5。此时，输出节点A和B之间的电压V_AB有四个电平，分别为V_AB＝0、V_in/3、2V_in/3、V_in；

模式2：输入电压V_in为输出电压V_o的2-3倍时，配置功率部分的工作电路为三电平状态，PWM1与PWM2正常工作，PWM3一直为高电平。此时，模块1、模块2参与工作，即Q₁、Q₂在PWM1和PWM2的驱动下电平为高时导通，电平为低时关断。而PWM3电平一直为高使Q₃一直处于导通状态，相当于一根导线。电平数量为三时，只有两个模块正常参与工作，功率部分等效电路参照图6。此时，输出节点A和B之间的电压V_AB有三个电平，分别为V_AB＝0、V_in/2、V_in；

模式3：输入电压V_in为输出电压V_o的1-2倍时，配置功率部分的工作电路为二电平状态，PWM1正常工作，PWM2和PWM3一直为高电平。此时，模块1参与工作，即Q₁在PWM1的驱动下电平为高时导通，电平为低时关断。而PWM2和PWM3电平一直为高使Q₂、Q₃一直处于导通状态，相当于一根导线。电平数量为二时，只有一个模块正常参与工作，功率部分等效电路参照图7。此时，输出节点A和B之间的电压V_AB有两个电平，分别为V_AB＝0、V_in；

模式4：当输入电压V_in不足输出电压V_o的1倍时，FPGA控制器输出的PWM驱动信号一直为高电平使得所有单体模块的功率MOSFET开关管处于一直导通状态。

除以上4种模式，本发明还可工作在其他模式：当输入电压V_in为输出电压V_o的5-7倍时，配置功率部分的工作电路为五电平状态；当输入电压V_in为输出电压V_o的7-9倍时，配置功率部分的工作电路为六电平状态；当输入电压V_in为输出电压V_o的9-11倍时，配置功率部分的工作电路为七电平状态；以此类推。

步骤3：计算占空比：对不同模式下正常工作的n个模块中的飞跨电容电压V_cm与飞跨电容电压给定值V_cm ^*作差运算，然后进行解耦控制得到微调占空比△d_m；输出电压V_o和输出电压给定值V_o ^*作差运算，然后进行PID闭环控制后得到的占空比d。△d_m与d相加得到各个功率MOSFET开关管的占空比D_m＝d+Δd_m，m＝1,2,…,n，n为整数且1≤n≤p；

步骤4：生成数字PWM波：利用数字比较器将步骤3得到的每个功率MOSFET开关管的占空比D_m与其对应的开关频率f_Y相比较来控制高低电平持续时间，即PWM波的工作频率，并由高低电平存储器保存电平的状态。

可控电平的引入需要一定约束，不能影响系统的传递函数与输入输出特性。

飞跨电容电压与解耦控制量之间关系是：

输出阻抗是：

飞跨电容阻抗是：

其中：G是飞跨电容与解耦控制量之间的传递函数，Z_out是输出阻抗，Z_C是飞跨电容阻抗，V_Ck是飞跨电容电压，是解耦向量，V_o是输出电压，i_o是输出电流，C是滤波电容，L是滤波电感，R是负载电阻，是频率，R_C是滤波电容电阻，R_L是滤波电感电阻。

系统输入输出传递函数、输出阻抗和飞跨电容阻抗均与变换器频率有关，因所以也与f_o有关。其中，T是开关周期，f_o是总输出频率。

可控电平要保证变换器传递函数与输入输出特性不变，需要保证变电平工作不会影响到总的输出频率f_o，而f_o是由正常工作的各个模块内功率MOSFET开关管工作频率f₁,f₂,…f_n叠加而来，即：f_o＝f₁+f₂+…+f_n。在每一种工作模式中正常工作模块中各个功率MOSFET开关管的工作频率是相同的，设电平变化前正常导通与关断的各个功率MOSFET开关管工作频率为f_x，即f_x＝f₁＝f₂＝…＝f_n，则f₀＝p_xf_x，p_x为电平变化前正常工作的单体模块数量。

电平改变后，通过微调各个功率MOSFET开关管工作频率，从而确保总的输出频率固定不变，而且也能使输出滤波器高效率的工作。设p_y为电平变化后正常工作的单体模块数量，电平变化后正常导通与关断的各个功率MOSFET开关管工作频率f₁′,f₂′,…,f_n′为f_y，即f_y＝f₁′＝f₂′＝…＝f_n′，则此时总的输出功率f₀′＝p_yf_y。

令电平变化工作前后系统总的输出频率相等即f_o＝f_o′，则可以得到p_yf_y＝p_xf_x，从而得到

因此，在多电平中，工作电平数量确定，单个功率MOSFET开关管工作频率确定，则电平变化后通过公式可以求得各个正常与导通的功率MOSFET开关管的工作频率。

步骤5：PWM波移向：电平的改变必然要伴随相角的改变，因此，若有p_y个功率MOSFET开关管工作，则每个功率MOSFET开关管相角为2π/p_y，即PWM波按照相位差2π/p_y进行移相。具体为：

模式1：三路PWM信号的相角分别是0、2π/3、4π/3；

模式2：二路PWM信号的相角分别是0、π；

模式3：PWM信号的相角是0。

最终即可实现“可控电平”、“可控频率”和“可控相角”。

为验证本发明方法，搭建实际硬件平台进行相关的验证。所选变换器技术指标为：

输入直流电压范围：40V-150V，输出电压：28V，输出最大功率：3.5kW。

本实施例中变换器参数见表1：

表1

C(uF)	L(uH)	C<sub>k</sub>(uF)	f<sub>o</sub>(kHz)
				1000	48.8	680	60

表中，C是滤波电感，L是滤波电感，C_k是飞跨电容，f_o是变换器系统总输出频率。

本实施例中可控多电平Buck变换器的实验结果如下：

参照图8，可控多电平Buck变换器从二电平到三电平到四电平变化时频率与相角变化波形。波形1是滤波电感电流波形，波形2、3、4是三个功率MOSFET开关管的驱动信号。工作电平增加时每个功率MOSFET开关管的频率降低。二电平工作模式时功率MOSFET开关管Q₁的开关频率是60kHz，电感脉动频率60kHz；当工作模式从二电平上升到三电平时，Q₁开关频率和Q₂的开关频率均为30kHz，电感脉动频率60kHz不变；当工作模式从三电平上升到四电平时，Q₁、Q₂、Q₃的开关频率均为20kHz，电感脉动频率60kHz不变。

当工作电平稳定时，功率MOSFET开关管之间的相位差保持在2π/p_y不变，只有在电平变化的瞬间相角会变化。

实验结果表示本发明可控多电平Buck变换器实现了“可控电平”、“可控频率”和“可控相角”。可控多电平以最小的电容数量传递能量，尽可能将能量直接通过功率MOSFET开关管传递，进一步提高了系统的工作效率以及降低干扰。

Claims (2)

1.一种可控多电平Buck变换器，其特征在于：由功率部分和控制部分构成，功率部分由输入电源、p个单体模块、滤波部分及负载构成，控制部分由检测调理模块和FPGA控制器模块构成，p为整数且p≥1；

其中，每个单体模块都是一个Buck单体单元，包括功率MOSFET开关管、功率快恢复二级管和飞跨电容，功率MOSFET开关管的漏极与飞跨电容的正极相连，飞跨电容的负极与功率快恢复二级管的阳极相连；

滤波部分包括滤波电感L和滤波电容C；

输入电源的正极与单体模块p中功率MOSFET开关管Q_p的漏极相连，输入电源的负极与单体模块p中功率快恢复二极管D_p的阳极相连，同时与负载R的负极相连；单体模块1中功率MOSFET开关管Q₁的源极与滤波电感L的一端相连，功率快恢复二级管D₁的阴极同时也与滤波电感L的同一端相连；单体模块k中功率MOSFET开关管Q_k的源极与单体模块k-1中功率MOSFET开关管Q_k-1的漏极以及飞跨电容C_k-1的正极相连，单体模块k中功率快恢复二极管D_k的阴极与单体模块k-1中功率快恢复二极管D_k-1的阳极以及飞跨电容C_k-1的负极相连；每个单体模块之间的连接关系与单体模块k和单体模块k-1的连接关系相同，k为整数且1<k<p；滤波电感L的另一端与滤波电容C的正极以及负载R的正极相连，滤波电容C的负极与负载R的负极相连；

控制部分的检测调理模块为利用电压传感器分别检测输入电压V_in、输出电压V_o和p-1个飞跨电容电压V_c1…V_cp-1，将电压传感器采集到的各个电压信号分别经过各个调理电路后输入到各自的A/D采样芯片中，将模拟量转变成数字量后输入到FPGA控制器模块；FPGA控制器进行算法控制，输出p路PWM信号，各路PWM信号分别经过各自的驱动电路后控制各个功率MOSFET开关管的开通与关断。

2.一种用于权利要求1所述的可控多电平Buck变换器的控制方法，其特征在于步骤如下：

步骤1：信号采集：FPGA控制器上电自检测成功后，启动A/D采样芯片检测系统，将检测的输入电压V_in、输出电压V_o以及各飞跨电容电压V_ck转换数字量输送给FPGA控制器的I/O口；

步骤2：配置工作模式：FPGA根据采集到的输入电压V_in与输出电压V_o之间的关系控制变换器的主电路工作在不同模式，具体为：

模式1：输入电压V_in为输出电压V_o的3-5倍时，配置功率部分的工作电路为四电平状态，即FPGA控制器输出的三路PWM驱动信号分别控制三个单体模块中的功率MOSFET开关管导通与关断，使其正常工作；FPGA控制器输出的其它p-3路PWM驱动信号一直是高电平使得其它单体模块中的功率MOSFET开关管处于一直导通状态；此时，输出节点A和B之间的电压V_AB有四个电平，分别为V_AB＝0、V_in/3、2V_in/3、V_in；

模式2：输入电压V_in为输出电压V_o的2-3倍时，配置功率部分的工作电路为三电平状态，即FPGA控制器输出的二路PWM驱动信号分别控制二个单体模块中的功率MOSFET开关管导通与关断，使其正常工作；FPGA控制器输出的其它p-2路PWM驱动信号一直是高电平使得其它单体模块中的功率MOSFET开关管处于一直导通状态；此时，输出节点A和B之间的电压V_AB有三个电平，分别为V_AB＝0、V_in/2、V_in；

模式3：输入电压V_in为输出电压V_o的1-2倍时，配置功率部分的工作电路为二电平状态，即FPGA控制器输出的一路PWM驱动信号控制一个单体模块中的功率MOSFET开关管导通与关断，使其正常工作；FPGA控制器输出的其它p-1路PWM驱动信号一直是高电平使得其它单体模块中的功率MOSFET开关管处于一直导通状态；此时，输出节点A和B之间的电压V_AB有两个电平，分别为V_AB＝0、V_in；

模式4：当输入电压V_in不足输出电压V_o的1倍时，FPGA控制器输出的PWM驱动信号一直为高电平使得所有单体模块的功率MOSFET开关管处于一直导通状态；

其他模式：当输入电压V_in为输出电压V_o的5-7倍时，配置功率部分的工作电路为五电平状态；当输入电压V_in为输出电压V_o的7-9倍时，配置功率部分的工作电路为六电平状态；当输入电压V_in为输出电压V_o的9-11倍时，配置功率部分的工作电路为七电平状态；

步骤3：计算占空比：对不同模式下正常工作的n个模块中的飞跨电容电压V_cm与飞跨电容电压给定值V_cm ^*作差运算，然后进行解耦控制得到微调占空比△d_m；输出电压V_o和输出电压给定值V_o ^*作差运算，然后进行PID闭环控制后得到占空比d；△d_m与d相加得到各个功率MOSFET开关管的占空比D_m＝d+Δd_m，m＝1,2,…,n，n为整数且1≤n≤p；

步骤4：生成数字PWM波：利用数字比较器将步骤3得到的各个功率MOSFET开关管的占空比D_m与其对应的开关频率f_y相比较来控制高低电平持续时间，即PWM波的工作频率，并由高低电平存储器保存电平的状态；所述的各个功率MOSFET开关管工作频率按进行计算，确保总输出频率固定不变，其中，p_x为电平变化前正常工作的单体模块数量，p_y为电平变化后正常工作的单体模块数量，f_x为电平变化前正常导通与关断的单个功率MOSFET开关管的工作频率，f_y为电平变化后正常导通与关断的单个功率MOSFET开关管的工作频率；

步骤5：PWM波移向：PWM波按照相位差2π/p_y进行移相。