CN106018907A

CN106018907A - 频带重叠分离器

Info

Publication number: CN106018907A
Application number: CN201610195253.8A
Authority: CN
Inventors: J.J.皮克; 谈侃
Original assignee: Tektronix Inc
Current assignee: Tektronix Inc
Priority date: 2015-03-31
Filing date: 2016-03-31
Publication date: 2016-10-12
Anticipated expiration: 2036-03-31
Also published as: JP6889523B2; JP2016194517A; US9933458B2; EP3076189B1; US20160291056A1; CN106018907B; EP3076189A1

Abstract

本发明涉及频带重叠分离器。一种测试和测量仪器，包括：分路器，其被配置成将输入信号分路成至少两个分路信号；至少两个谐波混频器，其被配置成将关联的分路信号与关联的谐波信号混频以生成关联的混频信号；至少两个数字化器，其被配置成对关联的混频信号进行数字化；至少两个MIMO多相滤波器阵列，其被配置成对所述至少两个数字化器的关联的数字化器的关联的数字化混频信号进行滤波；至少两对频带分离滤波器，其被配置成从每个MIMO多相滤波器阵列接收关联的数字化混频信号，并基于所述至少两个数字化器之间的时间差以及本地振荡器的相位漂移来输出输入信号的低频带和输入信号的高频带；以及组合器，其被配置成组合输入信号的低频带和输入信号的高频带以形成经重构的输入信号。

Description

频带重叠分离器

技术领域

本公开涉及测试和测量仪器，并且更特别地涉及包括将谐波混频用于减小噪声的一个或多个异步时间交织数字化器的测试和测量仪器。

背景技术

测试和测量仪器（诸如，数字示波器）的可使用带宽可能受用于对输入信号进行数字化的模数转换器（ADC）限制。ADC的可使用带宽可能被限制成模拟带宽或者ADC的最大采样率的一半中较小的那个。各种技术已经被开发以利用现有ADC对较高带宽信号进行数字化。

例如，同步时间交织可以用于实现有效的较高采样率。多个ADC可以在单个采样周期内在时间上对输入信号偏移进行采样。可以针对有效地相乘的采样率将数字化输出组合在一起。然而，如果ADC的模拟带宽成为限制因素，则需要诸如多路交织跟踪和保持放大器之类的高带宽前端以实现较高带宽。

常规的基于跟踪和保持放大器的时间交织系统使得以类似于或慢于ADC通道带宽的采样率对跟踪和保持放大器进行定时，以使得ADC将具有充足的时间来安置（settle）到所保持的值。ADC被同步地定时到跟踪和保持放大器以数字式地捕获每个所保持的值。对跟踪和保持放大器的这样的限制继而限制ADC采样率。此外，为了满足奈奎斯特采样定理，将ADC采样率降低到小于ADC通道带宽的两倍。作为结果，需要许多时间交织ADC通道以实现期望的性能。

随着ADC通道的数目增加，系统的总体成本和复杂度也增加。例如，前端芯片现在必须驱动更多ADC通道，包括附加的ADC电路、定时电路等，以得到总体净采样率直到合适值。芯片的大小和复杂度还导致较长的通信路径，并因此导致寄生电容、电磁噪声、设计困难等方面的增加。

在另一个技术中，输入信号的子频带可以被下变频到可通过较低采样率ADC的频率范围。换言之，宽输入带宽可以被分路（split）成多个较低带宽ADC通道。在数字化之后，子频带可以被数字式地上变频到相应的原始频率范围并组合成输入信号的表示。该技术的一个显著劣势是当对其频率内容可被路由到仅一个ADC通道的任意输入信号进行数字化时的固有噪声惩罚。重组的输出将包含来自仅一个ADC的信号能量但来自所有ADC的噪声能量，从而使信噪比（SNR）降级。

本发明的实施例解决了现有技术中的这些和其他限制。

发明内容

所公开的技术的某些实施例包括一种测试和测量仪器，其包括：被配置成将输入信号分路成至少两个分路信号的分路器，每个分路信号包括输入信号的基本上整个带宽；至少两个谐波混频器，每个谐波混频器被配置成将所述至少两个分路信号的关联的分路信号与关联的谐波信号混频以生成关联的混频信号；至少两个数字化器，每个数字化器被配置成对所述至少两个谐波混频器的关联的谐波混频器的关联的混频信号进行数字化；至少两个多输入多输出多相滤波器阵列，每个多输入多输出多相滤波器阵列被配置成对所述至少两个数字化器的关联的数字化器的关联的数字化混频信号进行滤波；至少两对频带分离滤波器，其被配置成从每个多输入多输出多相滤波器阵列接收关联的数字化混频信号并基于所述至少两个数字化器之间的时间差以及本地振荡器的相位漂移来输出输入信号的低频带和输入信号的高频带；内插器，其被配置成对高频带和低频带中的每一个进行内插；混频器，其被配置成混频经内插的高频带以将高频带恢复到其原始频率；以及组合器，其被配置成组合输入信号的经内插的低频带和输入信号的经内插的高频带以形成经重构的输入信号。

所公开的技术的某些实施例包括一种方法，其包括：将输入信号分路成至少两个分路信号，每个分路信号包括输入信号的基本上整个带宽；将每个分路信号与关联的谐波信号混频以生成关联的混频信号，对每个关联的混频信号进行数字化；通过关联的多输入多输出多相滤波器阵列来对每个数字化混频信号进行滤波；通过至少两对频带分离滤波器基于所述至少两个数字化器之间的时间差以及本地振荡器的相位漂移来对来自每个多输入多输出多相滤波器阵列的数字化混频信号进行滤波；从所述至少两对频带分离滤波器输出输入信号的低频带和输入信号的高频带；对高频带和低频带中的每一个进行内插；混频经内插的高频带以将高频带恢复到其原始频率；以及组合输入信号的经内插的低频带和输入信号的经内插的高频带以形成经重构的输入信号。

附图说明

图1是使用谐波混频器的现有技术ADC系统的框图。

图2是示出本地振荡器（LO）延迟对相位响应的影响的曲线图。

图3是示出两个数字化器之间的时间延迟差的曲线图。

图4是根据所公开的技术的实施例的使用谐波混频器的ADC系统的框图。

图5是图示来自数字化器的在被校正之后的输出频谱的曲线图。

图6A-B图示用于所公开的技术的实施例的所仿真的非理想传递函数。

图7图示根据所公开的技术的实施例的经滤波的分离的高频带和低频带。

图8是两步骤源校准设置的框图。

具体实施方式

在不一定按比例的附图中，所公开的系统和方法的相似或对应元素由相同的附图标记标示。

图1是使用谐波混频的测试和测量仪器的现有技术ADC系统的框图。在该系统中，测试和测量仪器100包括分路器102，其被配置成将具有特定频谱的输入信号104分路成多个分路信号106和108，每个分路信号包括输入信号104的基本上整个频谱。分路器102可以是任何种类的电路，其可以将输入信号104分路成多个信号。例如，分路器104可以是电阻式分压器。因而，输入信号104的基本上所有频率分量可以存在于每一个分路信号106和108中。然而，取决于路径的数目、所使用的谐波信号等，分路器102的各种分路信号的频率响应可以是不同的。

分路信号106和108分别是到谐波混频器110和112的输入。谐波混频器110被配置成将分路信号106与谐波信号114混频以生成混频信号116。类似地，谐波混频器112被配置成将分路信号108与谐波信号118混频以生成混频信号120。

如本文所使用的，谐波混频器是被配置成将信号与多个谐波混频的设备。尽管已经结合谐波混频描述了乘法和/或混频，如将在下文中进一步详细描述的，具有将信号与多个谐波相乘的效果的设备可以被用作谐波混频器。

谐波信号114可以是由等式1+2cos(2πft)表示的信号，并且谐波信号118可以是由1-2cos(2πft)表示的信号。此处f表示一阶谐波并且t表示时间。因而，谐波信号114在DC处和在频率f处具有谐波。

类似于谐波信号114，谐波信号118在DC和频率f处具有谐波。然而，频率f处的一阶谐波相对于谐波信号114中类似的一阶谐波异相180度。谐波信号114和118由本地振荡器（LO）产生。

混频信号116和120分别被发送到低通滤波器122和124。低通滤波器122和124分别的输出126和128分别被发送到数字化器130和132。数字化器130被配置成对混频信号126进行数字化。类似地，数字化器132被配置成对混频信号128进行数字化。数字化器130和132可以是任何种类的数字化器。尽管未被图示，但每个数字化器130和132可以具有预放大器、滤波器、衰减器和其他模拟电路，如所需要的那样。因而，被输入到数字化器130的混频信号126例如可以在数字化之前被放大、衰减或以其他方式滤波。

数字化器130和132被配置成以有效采样率操作。在一些实施例中，数字化器130可以包括单个模数转换器（ADC）。然而，在其他实施例中，数字化器130可以包括以较低采样率操作的多个交织ADC以实现较高的有效采样率。

谐波信号114和118中的至少一个的一阶谐波不同于数字化器130和132中的至少一个的有效采样率。例如，谐波信号114的一阶谐波f可以是75GHz。数字化器130的采样率可以是100GS/s。因而，一阶谐波f不同于有效采样率。

同步的低通滤波器138和140被配置成分别对来自数字化器130的数字化混频信号134和来自数字化器132的数字化混频信号136进行滤波。经滤波的信号142和144分别通过内插器146和148而被内插。然后，谐波混频器154和156被配置成分别将经内插的混频信号150和152与谐波信号158和160混频。虽然谐波信号114和118是模拟信号，并且谐波信号158和160是数字信号，但用于这些谐波信号的缩放因子可以彼此相同或类似。求和器或组合器166被配置成将再混频信号162和164组合成信号168。信号168然后通过16x16多输入多输出（MIMO）多相滤波器阵列170加以处理。波形然后通过带宽增强（BWE）滤波器172加以处理，并且，输出经重构的输出波形。

图1的系统导致在数字化器130和132二者上均直接通过在混叠高频带上重叠的低频带。每个数字化器130和132使用标准8路交织，使系统看起来像且表现得像最终重构信号中的虚拟16路交织。因而，16x16 MIMO 170被用于在16个虚拟管道上操作以校正相位和幅度误差并最小化最终输出波形中的毛刺（spur）。

然而，由于硬件LO的温度而引起的相位中的按θ度的任何改变将导致混频器输出中的混叠高频带在每个频率处移位θ度，而非混叠频带不移位。这可以例如在图2中看到。随着LO相位在所有频率处漂移恒定角度，高频带相位漂移。例如，LO的5度漂移将使在每个频带频率处等于5度。

图3图示了由两个8路数字化器130和132的时钟中的漂移而导致的恒定时间延迟Δt。恒定时间延迟Δt引起如图3中看到的相位响应。

当LO的相位移位时，相位仅使高频带的虚拟管道相位移位，并且MIMO 170然后不再被适当地对准。这导致在最终输出波形中出现的毛刺。

图4图示出根据所公开的技术的实施例的具有频带重叠分离器架构的异步时间交织系统。所公开的技术的实施例允许高频带信号被相位校正而不影响低频带。此外，系统在信号的重构之前使MIMO 200、202移动到一位置，在该位置处，来自个体数字化器130、132的毛刺已经被校正。因而，该过程在内插之前校正较低采样率处的相位和幅度。该布置导致用于信号重构的显著较低的计算要求。

此外，频带分离滤波器204、206、208和210的输出在以下更详细讨论的带宽增强（BWE）滤波器之前已经是相位和幅度校正的。因而，200GS/s和4k样本长度处的BWE滤波器216可以被显著减小，并仅聚焦于校正高频带和低频带之间的交叉区域中的信号。也就是说，BWE滤波器可以从4000样本长度减小到大约11样本长度。另外，以下还更详细讨论的MIMO滤波器200、202的长度从256减小到128。该减小导致以下更深度描述的图4的系统以图1的系统的速度的大约0.78操作。

图4的ATI系统包括以上在图1中讨论但以不同方式布置的相同组件。也就是说，输入信号104在信号分路器102处被接收，并被分路到两个路径106和108中。每个路径106和108中的每个信号分别被馈送到混频器110和112。混频器110还从本地振荡器（未示出）接收1+2cos(ωt)信号，并且混频器112从本地振荡器接收1-2cos(ωt)信号。混频信号116和120均分别被发送到低通滤波器122和124以及分别被发送到数字化器130和132。

然而，在图4中，来自每个数字化器的输出被馈送到8x8 MIMO 200和202中，而不是将信号加回到一起并将它们输入到16x16 MIMO 170中，如图1中所示。每个8x8 MIMO 200和202校正位于每个数字化器130和132中的8个管道的相位，以使得针对失配而校正数字化器输出波形管道。每个8x8 MIMO 200和202还可以校正管道的幅度响应。

图5图示了来自数字化器130和132的在被8x8 MIMO滤波器块校正之后的y1和y2输出频谱。数字化器输出分别包含针对数字化器130和132的低频带500和502。针对数字化器130示出混叠高频带504，并且针对数字化器132，混叠高频带506相对于混叠高频带504异相180度。在508处示出37.5GHz交叉区域，并且在510处示出75GHz LO。512指示带宽限制。

由于这两个数字化器130、132均包含重叠的原始输入信号的全带宽，因此需要解决方案来分离信号。这可以使用所公开的技术的实施例而完成，如以下更详细讨论的。

通过使用正弦波生成器（未示出）来校准8x8 MIMO 200、202。正弦波生成器连接到两个电阻器分路器，其中示波器ATI输入在一侧并且功率计在另一侧。在需要时收集针对谐波位置的测量结果。然后可以使用已知方法计算滤波器的阵列。

每个8x8 MIMO 200和204的输出y1和y2被发送到两组滤波器，h1滤波器204、h2滤波器206以及h3滤波器208、h4滤波器210，其将在下文中更详细讨论。校准块212存储计算h1、h2、h3和h4频带分离和均衡器滤波器204、206、208和210所需的H11、H12、H21和H22传递函数参数。在制造时测量并在校准块212中存储这些传递函数参数。这在制造时完成。以下将参考图8进一步详细讨论H11、H12、H21和H22的校准和测量。

用于频带分离滤波器204、206、208和210的滤波器计算算法块214从传递函数H11、H12、H21和H22的校准块212接收测量值，并接收LO漂移的测量相位、两个数字化器130和132之间的时间延迟Δt、和交叉频带成形滤波器（未示出）。该滤波器计算算法块214然后计算针对频带分离滤波器204、206、208和210的滤波器系数h1、h2、h3和h4。为了使用H11、H12、H21和H22传递函数参数来计算h1、h2、h3和h4，将输入信号104表示为xL+xh，其中xL是低频带并且xh是高频带。在该示例中，系统的交叉频率是37.5GHz。当混频器110和112将高频带下变频以混叠到低频带频率范围中时，与低频带相比，系统具有针对高频带的不同总体传递函数。

因此，四个不同传递函数HT1、HT2、HT3和HT4被定义成表示两个ATI通道路径的部分。

HT1是具有零度本地振荡器相位的从ATI通道的输入到图4中混频器110的频域传递函数。HT1被分路成两个部分，HT1L和HT1h，其分别是低频带和高频带部分。HT2是具有180度本地振荡器相位的从ATI通道的输入到混频器112的频域传递函数。HT2也被分路成两个部分，HT2L和HT2h，其分别是低频带和高频带部分。HT3是从混频器110的输出到8x8 MIMO200的输出的频域传递函数。HT4是从混频器112的输出到8x8 MIMO 202的输出的频域传递函数。

然后，定义了四个附加传递函数H11、H12、H21和H22，其表示输入信号104所看到的四个不同传递函数xL和xh：

表示LO的频率，并且表示随着其离开混频器的IF输出，高频带的反向频率混叠。相位校正值是和，如上图2和3中所描述。

硬件数字化器时钟可以相对于彼此漂移，或者LO可以相对于采样时钟漂移。由于两个混频器110和112在相同的集成芯片上且紧密耦合在一起，因此假设时钟一起漂移。因而，值可以用于相对于由表示的数字化器时钟而调整混叠高频带响应和的相位。值表示响应和响应之间的恒定时间差。因而，两个相位误差值和必须在运行时期间由示波器测量，或者被表征为温度或湿度的函数以在运行时期间确定值。

以上传递函数（1）至（4）考虑以下事实：在HT3和HT4路径中，存在两个重叠的传递函数。也就是说，混叠的反向高频带位于与低频带相同的频率范围处。

输入信号低频带和高频带频谱可以被定义为：

。

针对以下等式（7），示波器操作对数字化器管道时钟和LO的定时进行校准以使得参考相位是已知的。当通过将6X倍频器应用于数字化器130和132的12.5GHz采样时钟之一来获得LO信号时，LO和数字化器采样时钟被同步。然后，在运行时操作期间，相位中的改变可以被测量并用作延迟校正因子。在等式（7）中，是LO从参考位置漂移的时间量，并且是LO的周期。

现在，可以添加用于执行高带通校正的复指数项。这校正了主要由温度中的改变引起的硬件LO漂移。

其中

对XL和信号进行求解的解可以如等式（12）中所示那样写出：

等式（12）中的矩阵的逆被如下计算并填入：

。

等式（13）中的矩阵解然后可以在频域中示出并被表示为矩阵中的四个不同滤波器，其必须分别在两个数字化器输出134和136处被应用于来自两个8x8 MIMO 200和202的y1和y2输出信号。

四个滤波器204、206、208和210在时域中被表示为h1、h2、h3和h4，且被如下计算：

。

附加BW滤波器（未示出）被应用于等式（14）、（15）、（16）和（17）中的传递函数。BW滤波器被用作交叉成形滤波器。此外，阻带踩掉（stomp down）过量增益，并且图像处于交叉区域以上。

因而，输出信号x out被表示为恢复的低频带和恢复的高频带之和。的值是应用户的请求由示波器内部的信号路径补偿（SPC）测量确定的硬件混频器LO的经校准的值。如更详细讨论的，模式块230选择在运行时模式或SPC模式中操作示波器200。的值是LO频率。在该示例中，LO频率是75GHz。

图6A-B图示了以上讨论且被表示为HT1、HT2、HT3和HT4的用于硬件的四个仿真的非理想传递函数的示例。图7表示了在将滤波器h1、h2、h3和h4应用于数字化信号y1和y2之后恢复且分离的高频带和低频带，如以下更详细讨论。获得分离的频带的处理还包括按2X的内插。其还包括被应用于从滤波器h3和h4的经求和的输出恢复的混叠高频带的混频器224。因而，系统的幅度被校正到理想的平坦响应。系统的非理想相位响应也被校正，以使得最终系统响应是线性的并且使得由LO驱动引起的相位偏差也被校正。此外，数字化器130和132之间的时间延迟也被校正。

在制造期间使用在图8中看到的设置测量的H11、H12、H21和H22传递参数，且然后被存储在校准块212中。该设置包括连接到光分路器802的光脉冲生成器800。光分路器802的两个输出804和806均被发送到光电（O/E）转换器808和810。来自O/E转换器808的输出被直接发送到示波器200，而来自O/E转换器810的输出在被发送到示波器200之前通过37.5GHz低通滤波器512而被发送。

令：

YL1表示从数字化器130利用37.5GHz滤波器812通过示波器的获取响应。

YL2表示从数字化器132利用37.5GHz滤波器812通过示波器的获取响应。

YF表示来自数字化器130的关于全带宽脉冲的获取。

YF2表示来自数字化器132的关于全带宽脉冲的获取。

XL_imp表示带宽受限脉冲。

XF_imp表示全带宽输入脉冲。

XFh_imp表示到示波器200的ATI输入的高频带脉冲。

XFL_imp表示到示波器200的ATI输入的低频带脉冲。

HL_imp表示光脉冲生成器800的低通脉冲的频率响应。

HF_imp表示光脉冲生成器800的全带宽的全频率响应。

首先，将带宽受限脉冲XL_imp应用于输入，并且获取YL1和YL2。由于这是有限的带宽受限脉冲，因此高频带信号是零。因此，以上等式（10）可以被写为：

因此，

。

第二步是将全带宽脉冲XF_imp应用于输入并获取YF和YF2。对于等式（10）中的元素，针对校准的该部分将相位校正设置成零，并且假设相位参考的SPC值将在校准时处于使用中。现在等式（10）变为：

。

现在，已经测量H11和H21，并已经获取YF和YF2。通过将低通滤波器应用于XF_imp并将高通滤波器应用于XF_imp，找到XFL_imp和的值，并且然后：

。

两个未知量是H12和H22。使用以下等式来对其进行求解：

。

可以如下针对H12求解等式（23）：

。

可以如下针对H22求解等式（24）：

。

因而，H11由等式（19）定义并且H21由等式（20）定义，而H12由等式（25）定义并且H22由等式（26）定义。最初，YL1、YL2和XL_imp被获取并被输入到等式（19）和（20）中以获得H11和H21。然后，所有测量值和计算值可以被代入到等式（25）和（26）中以分别获得H12和H22。如上所述，这些值然后被发送到图4中的滤波器计算算法块214以计算针对频带分离滤波器204、206、208和210的滤波器系数。

然而，所公开的技术不限于以上针对H11、H12、H21和H22描述的校准过程。校准等式可以被导出以考虑光脉冲生成器800和示波器200输入之间的回波损耗。这将涉及：执行矢量网络分析测量以获得用于反射系数的S参数；以及扩充以上等式以包括这样的测量。

返回到频带分离和相位幅度校正滤波器204、206、208和210，这四个滤波器在两个数字化输出波形y1和y2上操作，如图4中看到的那样。滤波器204、206、208和210在200GS/s处的最终波形重构之前以100GS/s的基础采样率将低频带与混叠高频带分离。然而，恢复的高频带仍是混叠的。针对由于对于每个混频器110和112以及数字化器130和132的路径失配而引起的相位和幅度误差而校正低频带和高频带二者。也就是说，在信号已经被数字化之后执行频带分离。

在这点处，应用四个滤波器204、206、208、210，并且可以对高频带进行上变频，并且可以恢复xL和xh的值。

通过滤波器h1和h3对输出信号y1进行滤波，而通过滤波器h2和h4对输出信号y2进行滤波。来自滤波器204和206的输出然后经由求和器218而被求和在一起以获得低频带xL。滤波器208和210的输出经由求和器220而被求和在一起以获得混叠高频带。除了下述情况以外，滤波器204、206、208和210类似于2x2 MIMO：它们在具有重叠频带的两个信号上操作并将那两个信号分离成两个不同信号输出，而不是在两个分离的样本管道上操作。因而，滤波器204、206、208和210具有与MIMO类似的结构但具有不同的功能。

变量表示输入信号的混叠高频带。要求分离的内插和混频步骤以从获得xh。

通过2X内插器222和223来内插混叠高频带和低频带xL以便将采样率从100GS/s提高到200GS/s，如上所讨论的那样。内插器222和223允许混叠高频带被频移回到其原始位置。

通过2X因子来内插变量xl和以提高采样率以便允许将高频带和低频带加回到一起而不混叠。

在通过内插器223对混叠高频带进行内插之后，通过乘法器224将高频带乘以，其中是LO频率，并且是使与硬件混频器110和112一致以确定高频带xh所需的相位。

经内插的高频带和经内插的低频带xL然后被求和器226求和在一起。在这点处，频带分离滤波器204、206、208和210已经提供了经相位幅度校正的输出。然而，交叉区域可能仍具有误差。

然后如下计算最终信号重构：

其中h_lp是70GHz处的低通滤波器232以移除不想要的图像。

为了校正交叉区域的误差，使用BWE增强滤波器216。由于经重构的波形的要被校正的区域正是在从33到40GHz的交叉区域中，因此BWE在长度上可以与11个样本一样小。如上所讨论，图1中示出的现有技术系统要求校正经重构的波形的全频率范围，BWE滤波器172必须为在200GS/s处4000个样本长。从BWE滤波器216输出最终的经重构的输出波形232，其被如下计算：

。

如图4中看到的那样，系统还包括LO相位测量块228。来自LO相位测量块的输出被输入到模式选择块230中，模式选择块230选择是在SPC模式中还是在运行时模式中运行示波器。在运行时模式期间，计算滤波器204、206、208和210。SPC是当由用户请求时示波器执行的操作。示波器停止正常运行时获取并在内部执行算法以校准示波器信号路径。也就是说，可以在SPC操作期间计算新的相位测量结果。

LO相位测量块228确定相对于数字化器采样块的LO的相位。这可以通过读取范围中的温度传感器并基于温度分配相位而完成。其还可以由额外的硬件完成，所述额外的硬件将信号注入到交叉区域处的获取中并从注入确定相位中的改变。SPC操作具有将相位设置成已知参考点的能力。因此，可以使用在SPC处确定且存储在存储器234中的参考相位，或者可以使用在运行时期间测量的相位值中的改变。

以上讨论的滤波器、混频器、谐波信号、组合器/求和器、以及其他关联的元件可以被数字式地实现。例如，可以使用如期望的数字信号处理器（DSP）、微处理器、可编程逻辑设备、通用处理器或具有适当外围设备的其他处理系统来实现数字化信号的处理的功能。完整集成到完全分立的组件之间的任何变形可以用于实现该功能。

尽管以上已经描述了其中数字化信号可以基本上立即被处理的实施例，但数字化之后的这样的处理可以如所期望的那样被推迟。例如，来自数字化器130和132的数字化数据可以被存储在存储器中以用于后续处理。

在一些实施例中，实现了两个路径。然而，可以使用任何数目的路径。如果实现了多于两个路径，则分路器102会将传入信号104分路到所需数目的路径中。然后，可以使用以上等式来导出针对必要的频带分离滤波器的公式。

此外，尽管数字滤波、混频和组合已经被描述为分立的操作，但这样的操作可以被组合、合并到其他功能等中。此外，由于以上讨论假设了理想的组件，因而附加补偿可以在适当时被引入到这样的处理中以针对非理想组件进行校正。此外，当处理数字化信号时，改变频率范围、混频等可能导致表示这样的改变的较高采样率。数字化信号可以在适当时被上采样、内插等。

另一个实施例包括体现在计算机可读介质上的计算机可读代码，其当被执行时使计算机执行上述操作中的任一个。如此处使用的，计算机是可以执行代码的任何设备。微处理器、可编程逻辑设备、多处理器系统、数字信号处理器、个人计算机等都是这样的计算机的示例。在一些实施例中，计算机可读介质可以是被配置成以非瞬变方式存储计算机可读代码的有形计算机可读介质。

已经在其优选实施例中描述和说明了所公开的技术的原理，应当显而易见的是，可以在不背离这样的原理的情况下在布置和细节方面修改所公开的技术。我们要求保护落在以下权利要求的精神和范围内的所有修改和变形。

Claims

1.一种测试和测量仪器，包括：

分路器，其被配置成将输入信号分路成至少两个分路信号，每个分路信号包括输入信号的基本上整个带宽；

至少两个谐波混频器，每个谐波混频器被配置成将所述至少两个分路信号的关联的分路信号与关联的谐波信号混频以生成关联的混频信号；

至少两个数字化器，每个数字化器被配置成对所述至少两个谐波混频器的关联的谐波混频器的关联的混频信号进行数字化；

至少两个多输入多输出（MIMO）多相滤波器阵列，每个MIMO多相滤波器阵列被配置成对所述至少两个数字化器的关联的数字化器的关联的数字化混频信号进行滤波；

至少两对频带分离滤波器，其被配置成从每个多输入多输出多相滤波器阵列接收关联的数字化混频信号，并基于所述至少两个数字化器之间的时间差以及本地振荡器的相位漂移来分离和输出输入信号的低频带和输入信号的高频带；以及

组合器，其被配置成组合输入信号的低频带和输入信号的高频带以形成经重构的输入信号。

2.根据权利要求1所述的测试和测量仪器，其中每个MIMO多相滤波器阵列是8x8 MIMO多相滤波器阵列。

3.根据权利要求1所述的测试和测量仪器，还包括：带宽增强滤波器，其被配置成对经重构的输入信号进行滤波。

4.根据权利要求1所述的测试和测量仪器，还包括：

第一求和器，其与被配置成输出输入信号的低频带的所述至少两对频带分离滤波器中的第一组相关联，所述第一求和器被配置成组合所述至少两对频带分离滤波器中的第一组中的每一个的输出以形成输入信号的低频带；以及

第二求和器，其与被配置成输出输入信号的高频带的所述至少两对频带分离滤波器中的第二组相关联，所述第二求和器被配置成组合所述至少两对频带分离滤波器中的第二组中的每一个的输出以形成输入信号的高频带。

5.根据权利要求4所述的测试和测量仪器，其中，从所述至少两对频带分离滤波器输出的高频带是混叠高频带，所述测试和测量仪器还包括高频带乘法器，所述高频带乘法器被配置成将混叠高频带乘以信号以将混叠高频带转换成非混叠高频带，其中所述组合器将低频带和非混叠高频带组合以形成经重构的输入信号。

6.根据权利要求5所述的测试和测量仪器，还包括：内插器，其被配置成在将混叠高频带乘以信号以将混叠高频带转换成非混叠高频带之前对低频带和混叠高频带中的每一个进行内插。

7.根据权利要求1所述的测试和测量仪器，还包括：滤波器计算单元，其被配置成计算针对所述至少两对频带分离滤波器中的每一个的滤波器系数。

8.一种方法，包括：

将输入信号分路成至少两个分路信号，每个分路信号包括输入信号的基本上整个带宽；

将每个分路信号与关联的谐波信号混频以生成关联的混频信号；

对每个关联的混频信号进行数字化；

通过关联的多输入多输出（MIMO）多相滤波器阵列来对每个数字化混频信号进行滤波；

通过至少两对频带分离滤波器基于所述至少两个数字化器之间的时间差以及本地振荡器的相位漂移来对来自每个MIMO多相滤波器阵列的数字化混频信号进行滤波；

从所述至少两对频带分离滤波器输出输入信号的低频带和输入信号的高频带；以及

组合输入信号的低频带和输入信号的高频带以形成经重构的输入信号。

9.根据权利要求8所述的方法，其中每个MIMO多相滤波器阵列是8x8 MIMO多相滤波器阵列。

10.根据权利要求8所述的方法，还包括通过带宽增强滤波器对经重构的输入信号进行滤波。

11.根据权利要求8所述的方法，还包括：

组合被配置成输出输入信号的低频带的所述至少两对频带分离滤波器中的第一组中的每一个的输出以形成输入信号的经重构的低频带；以及

组合被配置成输出输入信号的高频带的所述至少两对频带分离滤波器中的第二组中的每一个的输出以形成输入信号的经重构的高频带。

12.根据权利要求11所述的方法，其中，从组合器输出的经重构的高频带是混叠高频带，所述方法还包括将混叠的经重构的高频带乘以信号以将混叠的经重构的高频带转换成非混叠的经重构的高频带，其中组合输入信号的低频带和输入信号的高频带以形成经重构的输入信号包括组合经重构的低频带和非混叠的经重构的高频带以形成经重构的输入信号。

13.根据权利要求12所述的方法，还包括在将混叠的经重构的高频带乘以信号以将混叠的经重构的高频带转换成非混叠的经重构的高频带之前对经重构的低频带和混叠的经重构的高频带中的每一个进行内插。

14.根据权利要求8所述的方法，还包括计算针对所述至少两对频带分离滤波器中的每一个的滤波器系数。