CN105978439B - 永磁同步电机的控制系统及采用此控制系统的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种结构精简的永磁同步电机的控制系统，包括MTPA和弱磁算法模块、PARK变换和CLARK变换模块、电流PI控制部件、IPARK变换和ICLARK变换模块、三相静止坐标系SVPWM过调制模块以及逆变器。本发明还提供一种采用上述控制系统控制永磁同步电机的方法，本发明控制方法从一个新角度看待SVPWM的过调制问题，取消了扇区的概念并统一了SVPWM线性调制和过调制算法，避免了常规算法中控制角和保持角的计算，可实现从线性调制到六阶梯模式的连续平滑调制，不仅简化了算法而且还提高了控制精度，从而减小了电压电流谐波含量，减小了转矩脉动。

Description

永磁同步电机的控制系统及采用此控制系统的控制方法

技术领域

本发明涉及电机控制技术领域，具体涉及一种永磁同步电机的控制系统及采用此控制系统的控制方法。

背景技术

目前，纯电动汽车驱动系统大多采用永磁同步电机，而内置式永磁同步电机优良的外特性广泛应用于纯电动汽车。由于永磁同步电机转速受直流母线电压的限制，而纯电动汽车直流母线电压受电池制约，因此，提高直流母线电压利用率对纯电动汽车控制器具有重要意义。

过调制技术是提高直流母线电压利用率最常用的方法。现有技术中关于过调制的策略大略可分为两类：

1、经典的空间矢量脉宽调制(SVPWM)过调制连续控制方法，该法根据调制系数的不同，将过调制区分为Ⅰ、Ⅱ两个阶段；过调制Ⅰ区仅仅改变矢量的幅值，而过调制Ⅱ区要同时改变矢量的幅值和相角，以保证逆变器输出电压的连续性。如申请号为201310516830.5的发明专利，具体公开了一种双模式SVPWM过调制方法，包括：根据调制系数将调制区域划分为线性调制区、过调制1区和过调制2区，其中0＜MI＜0.9069为线性调制区，0.9069＜MI≤0.9517为过调制1区，0.9517＜MI≤1为过调制2区，MI为调制系数；在线性调制区采用传统的SVPWM调制方法；在过调制1区采用参考角度来控制实际输出电压矢量的补偿；在过调制2区采用实际输出电压矢量在相角为保持角度处跳变，通过跳变来跟随期望输出电压矢量的方式来控制输出电压矢量的轨迹。

此种双模式控制算法需要傅里叶级数计算不同调制度下参考角和保持角，但在线计算量大，如果采用离线查表的又降低了控制精度。

2、将两个阶段的过调制合成为单模式策略，控制算法精度不高。

现有技术中这两种算法基本思路都是针对经典SVPWM实施步骤，均需要补充额外的过调制算法来实现，然而永磁同步电机控制器计算能以有限，而且对实时性和控制精度要求很高，因此，现有技术有待改进。

发明内容

本发明目的在于提供一种结构精简的永磁同步电机的控制系统，包括MTPA和弱磁算法模块、PARK变换和CLARK变换模块、电流PI控制部件、IPARK变换和ICLARK变换模块、三相静止坐标系SVPWM过调制模块以及逆变器；

所述电流PI控制部件包括直轴电流PI控制器以及交轴电流PI控制器；

所述MTPA和弱磁算法模块同时与所述直轴电流PI控制器和所述交轴电流PI控制器连接；

所述直轴电流PI控制器和所述交轴电流PI控制器均与所述IPARK变换和ICLARK变换模块连接；

所述三相静止坐标系过调制SVPWM模块分别与所述IPARK变换和ICLARK变换模块和所述逆变器连接；

所述逆变器与永磁同步电机连接；

所述PARK变换和CLARK变换模块同时与直轴电流PI控制器、交轴电流PI控制器以及永磁同步电机三者连接。

本发明还提供一种上述控制系统的控制方法，具体是包括以下步骤：

第一步、MTPA和弱磁算法模块根据转矩给定值计算得到直轴电流给定值和交轴电流给定值输出给电流PI控制部件；

PARK变换和CLARK变换模块将永磁同步电机实际的A相电流和B相电流从三相静止坐标系变换到与转子磁场同步旋转的坐标系，得到直轴电流实际值和交轴电流实际值输出给电流PI控制部件；

第二步、电流PI控制部件中的直轴电流PI控制器根据给直轴电流给定值和直轴电流实际值的偏差做PI运算得到直轴参考电压输出给所述IPARK变换和ICLARK变换模块；电流PI控制部件中的交轴电流PI控制器根据给交轴电流给定值和交轴电流实际值的偏差做PI运算得到交轴参考电压输出给所述IPARK变换和ICLARK变换模块；

第三步、IPARK变换和ICLARK变换模块将旋转坐标系内的直轴参考电压和交轴参考电压变换到三相静止坐标系内，得到A相参考电压、B相参考电压和C相参考电压输出给三相静止坐标系过调制SVPWM模块；

第四步、三相静止坐标系过调制SVPWM模块根据三相静止坐标系内的A相参考电压、B相参考电压和C相参考电压计算得到驱动三相桥臂的PWM波；

第五步：驱动三相桥臂的PWM波驱动逆变器产生三相电流控制永磁同步电机。

以上技术方案中优选的，所述第四步中三相静止坐标系过调制SVPWM模块根据三相静止坐标系内的A相参考电压、B相参考电压和C相参考电压计算得到驱动三相桥臂的PWM波的具体过程是：

步骤E1、获得表达式4)和表达式5)，得到T_A和T_B的值：

其中，T_S为三相静止坐标下电压矢量U_ref的作用时间；θ为三相静止坐标下电压矢量U_ref与电压矢量U_a之间的夹角；U_dc为母线电压；

步骤E2、根据表达式4)和表达式5)以及令T_A＝T_a-T_c和T_B＝T_b-T_c，得到表达式6)，将步骤E1中得到的T_A和T_B的值代入表达式6)获得T_a、T_b、T_c的值：

其中，Ta、Tb、Tc为并行关系的作用时间，且三者均位于0-T_S之间；

步骤E3、将步骤E2所得T_a、T_b、T_c的值代入表达式16)，求出T’_a,T’_b,T’_c的值：

其中：T’_a,T’_b,T’_c为三相桥臂的作用时间；

步骤E4、根据步骤E3获得的T’_a,T’_b,T’_c的值输出驱动三相桥臂的PWM波。

以上技术方案中优选的，所述步骤E1中获取表达式4)和表达式5)的具体步骤是：

电压矢量U_ref在三相静止坐标下分解成三相电压矢量U_a、U_b、U_c，三者之间相互形成120°的夹角；

根据伏秒平衡原则得到表达式1)：

T_sU_ref＝T_aU_a+T_bU_b+T_cU_c 1)；

其中，T_S为调制周期，T_a、T_b、T_c为并行时间；

根据电机三相电压存在的关系U_c＝-U_a-U_b以及表达式1)获得表达式2)：

T_sU_ref＝(T_a-T_c)U_a+(T_b-T_c)U_b 2)；

定义T_A＝T_a-T_c以及T_B＝T_b-T_c，表达式2)变为表达式3)：

T_sU_ref＝T_AU_a+T_BU_b 3)；

由于U_ref的作用时间为T_s，则可得到表达式4)和表达式5)：

其中，T_S为三相静止坐标下电压矢量U_ref的作用时间；θ为三相静止坐标下电压矢量U_ref与电压矢量Ua之间的夹角；U_dc为直流母线电压。

以上技术方案中优选的，所述步骤E2获得表达式6)的具体方法是：采用5段式SVPWM，有min(T_a,T_b,T_c)＝0；

根据T_A＝T_a-T_c和T_B＝T_b-T_c，则有：

以上技术方案中优选的，所述步骤E3中获得表达式16)的方法是：

针对第一扇区：采用最小误差过调制原理，得到：U′_ref＝T_sU_a+T_b′U_b、T′_a＝T_s、T′_c＝0以及表达式7)：

(U_ref-U'_ref)U_b＝0 7)；

设T_sU’_ref＝T’_aU_a+T’_bU_b+T’_cU_c，可得表达式8)：

[(T_a-T_s)U_a+(T_b-T_b')U_b]U_b＝0 (8)

将表达8)展开后得表达式9)：

定义T_max＝max(T_a,T_b,T_c),T_mid＝mid(T_a,T_b,T_c)，获得过调制区求解模型的表达式15)：

统一三相静止坐标系下线性调制区和过调制区求解模型，即得表达式16)：

本发明的技术方案对SVPWM本质分析，从一个新角度看待SVPWM的过调制问题，取消了扇区的概念并统一了SVPWM线性调制和过调制算法，避免了常规算法中控制角和保持角的计算，可实现从线性调制到六阶梯模式的连续平滑调制，不仅简化了算法而且提高了控制精度，从而减小了电压电流谐波含量，减小了转矩脉动。

除了上面所描述的目的、特征和优点之外，本发明还有其它的目的、特征和优点。下面将参照图，对本发明作进一步详细的说明。

附图说明

构成本申请的一部分的附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是本发明优选实施例1的永磁同步电机的控制系统的结构示意图；

图2是图1中电流PI控制部件的内部结构示意图；

图3是三相静止坐标下电压矢量U_ref的合成关系图；

图4是现有技术三个作用时间的关系图；

图5是本实施例1作用时间T_a、T_b、T_c的关系图；

图6是本实施例1第一扇区的最小误差过调制原理示意图；

图7是本实施例1在过调制一区合成电压矢量轨迹图；

图8是本实施例1在过调制二区合成电压矢量轨迹图；

其中，1、MTPA和弱磁算法模块，2、PARK变换和CLARK变换模块，3、电流PI控制部件，31、直轴电流PI控制器，32、交轴电流PI控制器，4、IPARK变换和ICLARK变换模块，5、三相静止坐标系过调制SVPWM模块，6、逆变器，7、永磁同步电机。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的实施例进行详细说明，但是本发明可以根据权利要求限定和覆盖的多种不同方式实施。

实施例1：

参见图1以及图2，一种永磁同步电机的控制系统，包括MTPA(最大转矩电流比)和弱磁算法模块1、PARK变换和CLARK变换模块2、电流PI控制部件3、IPARK变换和ICLARK变换模块4、三相静止坐标系SVPWM过调制模块5以及逆变器6。

所述电流PI控制部件3包括直轴电流PI控制器31以及交轴电流PI控制器32。

所述MTPA和弱磁算法模块1同时与所述直轴电流PI控制器31和所述交轴电流PI控制器32连接。

所述直轴电流PI控制器31和所述交轴电流PI控制器32均与所述IPARK变换和ICLARK变换模块4连接。

所述三相静止坐标系过调制SVPWM模块5分别与所述IPARK变换和ICLARK变换模块4和所述逆变器6连接。

所述逆变器6与永磁同步电机7连接。

所述PARK变换和CLARK变换模块2同时与直轴电流PI控制器31、交轴电流PI控制器32以及永磁同步电机7三者连接。

采用上述永磁同步电机的控制系统进行控制的方法具体是：包括以下步骤：

第一步、MTPA和弱磁算法模块1根据转矩给定值Teref计算得到直轴电流给定值idref和交轴电流给定值iqref输出给电流PI控制部件3，具体方式可参照现有技术。

PARK变换和CLARK变换模块2将永磁同步电机的实际A相电流IA和B相电流IB从三相静止坐标系变换到与转子磁场同步旋转的坐标系，得到直轴电流实际值Idreal和交轴电流实际值Iqreal输出给电流PI控制部件3，具体方式可参照现有技术。

第二步、电流PI控制部件3中的直轴电流PI控制器31根据给直轴电流给定值idref和直轴电流实际值Idreal的偏差做PI运算得到直轴参考电压udref输出给所述IPARK变换和ICLARK变换模块4；电流PI控制部件3中的交轴电流PI控制器32根据给交轴电流给定值iqref和交轴电流实际值Iqreal的偏差做PI运算得到交轴参考电压uqref输出给所述IPARK变换和ICLARK变换模块4；具体方式可参照现有技术。

第三步、IPARK变换和ICLARK变换模块将旋转坐标系内的直轴参考电压udref和交轴参考电压uqref变换到三相静止坐标系内，得到A相参考电压uaref、B相参考电压ubref和C相参考电压ucref输出给三相静止坐标系过调制SVPWM模块5，详见图3，具体是：

三相电压矢量U_a、U_b、U_c互差120°夹角，θ为三相静止坐标下电压矢量U_ref与电压矢量Ua之间的夹角，T_S为调制周期，T_a、T_b、T_c为并行时间。

第四步、三相静止坐标系过调制SVPWM模块5根据三相静止坐标系内的A相参考电压uaref、B相参考电压ubref和C相参考电压ucref计算得到驱动三相桥臂的PWM波PWM，详情如下：

步骤E1、获得表达式4)和表达式5)，得到T_A和T_B的值，详情如下：

根据伏秒平衡原则得到表达式1)：

T_sU_ref＝T_aU_a+T_bU_b+T_cU_c 1)；

其中，T_S为调制周期，T_a、T_b、T_c为并行时间，现有技术中作用时间T₀、T₁、T₂为一种串行时间关系，详见图4和图5；

根据电机三相电压存在的关系U_c＝-U_a-U_b以及表达式1)获得表达式2)：

T_sU_ref＝(T_a-T_c)U_a+(T_b-T_c)U_b 2)；

定义T_A＝T_a-T_c以及T_B＝T_b-T_c，表达式2)变成表达式3)：

T_sU_ref＝T_AU_a+T_BU_b 3)；

由于U_ref的作用时间(即调制周期)为T_s，则可得到表达式4)和表达式5)：

步骤E2、根据表达式4)和表达式5)以及令T_A＝T_a-T_c和T_B＝T_b-T_c，得到表达式6)，将步骤E1中得到的T_A和T_B的值代入表达式6)获得T_a、T_b、T_c的值，详情是：

本实施例采用5段式SVPWM，则T_a、T_b、T_c中必有一个为零，又因T_a、T_b、T_c都为正，则三者中最小一个必为零，即满足min(T_a,T_b,T_c)＝0。结合T_A＝T_a-T_c和T_B＝T_b-T_c，则有表达式6)：

通过表达式6)可得到T_a、T_b、T_c的值。

步骤E3、利用E2获得的T_a、T_b、T_c的值，得到T’_a,T’_b,T’_c的值，详情如下：

当电压矢量U_ref处于线性调制区时满足max(T_a,T_b,T_c)≤T_s，当U_ref处于过调制区时max(T_a,T_b,T_c)＞T_s。

现以最小误差为原则处理过调制，实际合成电压矢量U’_ref应满足ΔU＝U_ref-U’_ref最小。在线性调制区ΔU＝0，在过调制区时需求取模型，以第一扇区为例，最小误差过调制原理示意图如图6所示：

由图6可得：出现过调制时参考电压U_ref超过三角形OAB的边AB，作U_ref到AB边的垂线交于点C，可以看出误差|ΔU＝U_ref-U’_ref|最小。虽然实际合成电压矢量U'_ref与参考电压U_ref相角存在一定偏差，但误差幅值已达到最小U'_ref。

现假设T_sU’_ref＝T’_aU_a+T’_bU_b+T’_cU_c，因为U’_ref位于边AB上，

因此有T’_a＝T_s,T’_c＝0。因为垂直于U_b，所以它们的点积为零，如表达式7)：

(U_ref-U'_ref)U_b＝0 7)；

将表达式7)带入T_sU’_ref＝T’_aU_a+T’_bU_b+T’_cU_c可得表达式8)：

[(T_a-T_s)U_a+(T_b-T’_b)U_b]U_b＝0 8)；

将表达式8)展开后可得表达式9)：

按照上述推导原理可以推导出其他扇区三相桥臂作用时间T’_a,T’_b,T’_c，如下：

第二扇区的作用时间如表达式10)：

第三扇区的作用时间如表达式11)：

第四扇区的作用时间如表达式12)：

第五扇区的作用时间如表达式13)：

第六扇区的作用时间如表达式14)：

现定义T_max＝max(T_a,T_b,T_c),T_mid＝mid(T_a,T_b,T_c)，六个扇区的T’_a,T’_b,T’_c，均满足表达式15)：

综上，统一三相静止坐标系下线性调制区和过调制区求解模型，即得表达式16)：

步骤E4、根据步骤E3获得的T’_a,T’_b,T’_c的值输出驱动三相桥臂的PWM波。

第五步：驱动三相桥臂的PWM波驱动逆变器6产生三相电流控制永磁同步电机7。

本发明通过表达式11)得到的T’_a,T’_b,T’_c为输出三相PWM导通时间，直接输出PWM控制电机，由求解模型可以看出本发明无需判断扇区，简化了模型，总体计算量大幅减小，同时将线性调制区和过调制区模型统一，避免了现有过调制算法中控制角和保持角的计算。

定义调制度为m＝|U_r|/(2/π*U_dc)，U_r为实际电压参考基波幅值，为逆变器在六拍阶梯波工作状态下输出的相电压基波幅值。当合成电压矢量满足时处于线性调制区，其中可计算得此时调制度0<m<＝0.9069。合成电压矢量没有超过正六边形区域，max(T_a,T_b,T_c)≤T_s始终成立，可由表达式16)求出T’_a,T’_b,T’_c。当合成电压矢量满足时处于过调制一区，U'_ref轨迹如图7中黑实线所示：超出正六边形区域的部分缩小至正六边形上，未超出正六边形区域的部分不变。当合成电压矢量U_ref＝U_a时，实际参考电压矢量U’_ref轨迹正好沿着正六边形边界。根据傅里叶变换可以求出合成电压基波幅值||U_r||＝0.6059U_dc，此时调制比m＝0.9517。故过调制一区调制比0.9096<m<＝0.9517，可直接由表达式16)求解。

当合成电压矢量满足||U_ref||＞||U_a||时处于过调制二区，U_ref轨迹与正六边形无交点，图8中粗虚线为实际合成电压矢量U'_ref轨迹，由表达式11)计算出的T’_b超出[0,T_s]范围时取边界值，此时U’_ref轨迹位于正六边形顶点。||U_ref||越大，T’_b超出[0,T_s]范围时间越多，U‘_ref轨迹在正六边形顶点滞留时间越长，沿边界运动的时间比例越小。当U‘_ref足够大时，T’_b一直超出[0,T_s]，U‘_ref轨迹仅在六个顶点间跳动，由傅里叶变换计算可得合成电压基波幅值此时调制度m＝1。

为了验证本发明的有效性，在纯电动汽车20KW永磁同步电机控制系统上验证了本发明。本实验使用的永磁同步电机参数：额定功率20KW，峰值功率40KW，额定转速2000rpm，峰值转速8000rpm，额定电压226V，峰值转矩200Nm。控制系统主控制单元使用TI公司TMS320F28335，开关频率采用5k，输出频率控制为50Hz，调制度m以0.001为步长，从0.9增加至1。实验过程中分别采用双模式在线过调制算法，双模式离线过调制算法，单模式过调制算法和本发明过调制算法。记录一个周期内程序运行时间，并选取过调制一区点m＝0.920、过调制一区和二区分界点m＝0.952、过调制二区点m＝0.980分析总谐波畸变率THD记录下表中，总谐波畸变率定义为U为逆变器输出电压有效值，U_B为基波电压有效值，详见表1：

表1现有技术与本发明的效果比较表

从表1中的数据可以看出本发明算法不仅缩短了一个计算周期内算法执行时间，而且在过调制区不同调制度m下总谐波畸变率THD都优于其他过调制算法。

综上所述，本发明将一种全新的过调制算法应用于纯电动汽车用永磁同步电机控制系统中，从一个新角度实现过调制，统一了线性调制区和过调制区计算，不需要计算过调制算法中控制角和保持角，大大简化了算法，缩短了一个周期内算法执行时间。而且在过调制区总谐波畸变率THD明显减小。

本发明涉及的参数及其中文含义统计表如表2所示：

表2本发明涉及的参数及其中文含义统计表

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种永磁同步电机的控制方法，其特征在于，采用永磁同步电机的控制系统进行控制；

所述永磁同步电机的控制系统包括MTPA和弱磁算法模块(1)、PARK变换和CLARK变换模块(2)、电流PI控制部件(3)、IPARK变换和ICLARK变换模块(4)、三相静止坐标系SVPWM过调制模块(5)以及逆变器(6)；所述电流PI控制部件(3)包括直轴电流PI控制器(31)以及交轴电流PI控制器(32)；所述MTPA和弱磁算法模块(1)同时与所述直轴电流PI控制器(31)和所述交轴电流PI控制器(32)连接；所述直轴电流PI控制器(31)和所述交轴电流PI控制器(32)均与所述IPARK变换和ICLARK变换模块(4)连接；所述三相静止坐标系过调制SVPWM模块(5)分别与所述IPARK变换和ICLARK变换模块(4)和所述逆变器(6)连接；所述逆变器(6)与永磁同步电机连接；所述PARK变换和CLARK变换模块(2)同时与直轴电流PI控制器(31)、交轴电流PI控制器(32)以及永磁同步电机三者连接；

该控制方法包括以下步骤：

第一步、MTPA和弱磁算法模块(1)根据转矩给定值计算得到直轴电流给定值和交轴电流给定值输出给电流PI控制部件(3)；

PARK变换和CLARK变换模块(2)将永磁同步电机实际的A相电流和B相电流从三相静止坐标系变换到与转子磁场同步旋转的坐标系，得到直轴电流实际值和交轴电流实际值输出给电流PI控制部件(3)；

第二步、电流PI控制部件(3)中的直轴电流PI控制器(31)根据给直轴电流给定值和直轴电流实际值的偏差做PI运算得到直轴参考电压输出给所述IPARK变换和ICLARK变换模块(4)；电流PI控制部件(3)中的交轴电流PI控制器(32)根据给交轴电流给定值和交轴电流实际值的偏差做PI运算得到交轴参考电压输出给所述IPARK变换和ICLARK变换模块(4)；

第三步、IPARK变换和ICLARK变换模块(4)将旋转坐标系内的直轴参考电压和交轴参考电压变换到三相静止坐标系内，得到A相参考电压、B相参考电压和C相参考电压输出给三相静止坐标系过调制SVPWM模块(5)；

第四步、三相静止坐标系过调制SVPWM模块(5)根据三相静止坐标系内的A相参考电压、B相参考电压和C相参考电压计算得到驱动三相桥臂的PWM波；

第五步：驱动三相桥臂的PWM波驱动逆变器(6)产生三相电流控制永磁同步电机(7)；所述第四步中三相静止坐标系过调制SVPWM模块(5)根据三相静止坐标系内的A相参考电压、B相参考电压和C相参考电压计算得到驱动三相桥臂的PWM波的具体过程是：

步骤E1、获得表达式4)和表达式5)，得到T_A和T_B的值：

其中，T_S为三相静止坐标下电压矢量U_ref的作用时间；θ为三相静止坐标下电压矢量U_ref与电压矢量U_a之间的夹角；U_dc为母线电压；

步骤E2、根据表达式4)和表达式5)以及令T_A＝T_a-T_c和T_B＝T_b-T_c，得到表达式6)，将步骤E1中得到的T_A和T_B的值代入表达式6)获得T_a、T_b、T_c的值：

其中，Ta、Tb、Tc为并行关系的作用时间，且三者均位于0-T_S之间；

步骤E3、将步骤E2所得T_a、T_b、T_c的值代入表达式16)，求出T’_a,T’_b,T’_c的值：

其中：T’_a,T’_b,T’_c为三相桥臂的作用时间；

步骤E4、根据步骤E3获得的T’_a,T’_b,T’_c的值输出驱动三相桥臂的PWM波。

2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述步骤E1中获取表达式4)和表达式5)的具体步骤是：

电压矢量U_ref在三相静止坐标下分解成三相电压矢量U_a、U_b、U_c，三者之间相互形成120°的夹角；

根据伏秒平衡原则得到表达式1)：

T_sU_ref＝T_aU_a+T_bU_b+T_cU_c 1)；

其中，T_S为调制周期，T_a、T_b、T_c为并行关系的作用时间；

根据电机三相电压存在的关系U_c＝-U_a-U_b以及表达式1)获得表达式2)：

T_sU_ref＝(T_a-T_c)U_a+(T_b-T_c)U_b 2)；

定义T_A＝T_a-T_c以及T_B＝T_b-T_c，表达式2)变为表达式3)：

T_sU_ref＝T_AU_a+T_BU_b 3)；

由于U_ref的作用时间为T_s，则可得到表达式4)和表达式5)：

其中，T_S为三相静止坐标下电压矢量U_ref的作用时间；θ为三相静止坐标下电压矢量U_ref与电压矢量Ua之间的夹角；U_dc为直流母线电压。

3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述步骤E2获得表达式6)的具体方法是：采用5段式SVPWM，有min(T_a,T_b,T_c)＝0；

根据T_A＝T_a-T_c和T_B＝T_b-T_c，则有：

4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述步骤E3中获得表达式16)的方法是：

针对第一扇区：采用最小误差过调制原理，得到：U’_ref＝T_sU_a+T’_bU_b、T’_a＝T_s、T’_c＝0以及表达式7)：

(U_ref-U'_ref)U_b＝0 7)；

设T_sU’_ref＝T’_aU_a+T’_bU_b+T’_cU_c，可得表达式8)：

[(T_a-T_s)U_a+(T_b-T_b')U_b]U_b＝0 8)；

将表达8)展开后得表达式9)：

定义T_max＝max(T_a,T_b,T_c),T_mid＝mid(T_a,T_b,T_c)，获得过调制区求解模型的表达式15)：

统一三相静止坐标系下线性调制区和过调制区求解模型，即得表达式16)：