CN105896965B - 功率变换器、控制电路和控制方法 - Google Patents

功率变换器、控制电路和控制方法 Download PDF

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Abstract

公开了一种功率变换器、控制电路和控制方法，本发明实施例通过增加可以工作在线性区的辅助晶体管，分别在负载向上跳变(输出电流增大、输出电压下降)时向负载提供一部分电流，在负载向下跳变(输出电流减小、输出电压增大)时从负载抽取部分电流分流，由此，可以保证功率变换器快速进入稳态，提高了动态响应速度。

Description

功率变换器、控制电路和控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种功率变换器、控制电路和控制方法。
背景技术
功率变换器由于体积小、易于集成的特点广泛应用于电源系统中。由于现有的电源系统负载会随着使用状态的变化而变化，导致功率变换器的负载会经常出现跳变。开关变换器在负载变化过程中动态响应速度是设计者希望不断提升的性能参数。
现有技术中，通常通过暂态过程检测来控制电流输入以及电流抽取网络的工作。暂态过程检测通过检测输出电压的微分参数或者负载电流来实现。由于输出电压上有较多毛刺，电压微分干扰噪声很大，而负载电流采样则较为困难。同时，开关电源的动态响应受限于电感电流的上升斜率，不能无限提高。
发明内容
有鉴于此，本发明提供一种功率变换器、控制电路和控制方法，以有效提供功率变换器的动态响应速度。
第一方面，提供一种功率变换器，包括：
开关变换器；
第一辅助晶体管，连接在电压输入端和功率变换器的输出端之间；
第二辅助晶体管，连接在功率变换器的输出端和接地端之间；
控制电路，用于在第一模式下根据反馈电压控制所述开关变换器的占空比并控制使得所述第一辅助晶体管和第二辅助晶体管关断，在第二模式下控制所述第一辅助晶体管工作在线性区、所述第二辅助晶体管关断，并控制使得所述开关变换器的主功率开关保持导通或占空比最大，在第三模式下，控制所述第一辅助晶体管关断、所述第二辅助晶体管工作在线性区，并控制使得所述开关变换器的主功率开关保持关断或占空比最小；
其中，所述控制电路在负载功率稳定时工作于所述第一模式，在负载功率向上跳变时由所述第一模式切换为第二模式，在负载功率向下跳变时由所述第一模式切换为所述第三模式；
其中，所述反馈电压用于表征所述功率变换器的输出电压。
优选地，所述控制电路包括：
恒压控制器，用于根据反馈电压输出恒压控制信号，所述恒压控制信号适于控制所述开关变换器输出恒定电压；
辅助晶体管控制电路，用于根据反馈电压输出第一控制信号和第二控制信号以分别控制第一辅助晶体管和第二辅助晶体管，使得在反馈电压下降偏离第一电压的幅度超过第一阈值时所述第一辅助晶体管工作在线性区且所述第二辅助晶体管关断，在所述反馈电压上升偏离第二电压的幅度超过第二阈值时所述第一辅助晶体管关断且所述第二辅助晶体管工作在线性区；
逻辑电路，与恒压控制器的输出端和所述辅助晶体管控制电路的输出端连接，用于向所述开关变换器输出开关控制信号，在第一控制信号和第二控制信号均指示关断时将所述恒压控制信号作为开关控制信号输出，在第一控制信号指示工作在线性区时输出使得开关变换器的主功率开关保持导通或保持为占空比最大的开关控制信号，在第二控制信号指示工作在线性区时输出使得开关变换器的主功率开关保持关断或保持为占空比最小的开关控制信号。
优选地，所述辅助晶体管控制电路包括：
第一跨导放大器，同相输入端输入所述第一电压，反相输入端输入所述反馈电压，输出端输出所述第一控制信号；
第二跨导放大器，同相输入端输入所述反馈电压，反相输入端输入所述第二电压，输出端输出所述第二控制信号；
第一电阻，连接在所述第一跨导放大器的输出端和功率变换器的输出端之间；
第二电阻，连接在所述第二跨导放大器的输出端和接地端之间。
优选地，所述第一电压和所述第二电压相同，为所述控制电路的参考电压。
优选地，所述逻辑电路包括：
第一比较器，用于比较所述第一控制信号与第三阈值电压，输出第一比较信号；
第二比较器，用于比较所述第二控制信号与第四阈值电压，输出第二比较信号；
逻辑组合电路，输入所述第一比较信号、第二比较信号和所述恒压控制信号，在所述第一比较信号表征第一控制信号小于所述第三阈值电压，且第二比较信号表征第二控制信号小于第四阈值电压时输出所述恒压控制信号，在所述第一比较信号表征所述第一控制信号大于所述第三阈值电压时输出表征导通的开关控制信号或占空比最高的开关控制信号，在所述第二比较信号表征所述第二控制信号大于所述第四阈值电压时输出表征关断的开关控制信号或占空比最低的开关控制信号。
优选地，所述第三阈值电等于与所述第一辅助晶体管的导通门限电压，所述第四阈值电压等于所述第二辅助晶体管的导通门限电压。
第二方面，提供一种控制电路，用于控制功率变换器的功率级电路，所述功率级电路包括开关变换器、连接在电压输入端和功率变换器的输出端之间的第一辅助晶体管以及连接在功率变换器的输出端和接地端之间的第二辅助晶体管，所述控制电路包括：
恒压控制器，用于根据反馈电压输出恒压控制信号，所述恒压控制信号适于控制所述开关变换器输出恒定电压；
辅助晶体管控制电路，用于根据反馈电压输出第一控制信号和第二控制信号以分别控制第一辅助晶体管和第二辅助晶体管，使得在反馈电压下降偏离第一电压的幅度超过第一阈值时所述第一辅助晶体管工作在线性区且所述第二辅助晶体管关断，在所述反馈电压上升偏离第二电压的幅度超过第二阈值时所述第一辅助晶体管关断且所述第二辅助晶体管工作在线性区；
逻辑电路，与恒压控制器的输出端和所述辅助晶体管控制电路的输出端连接，用于向所述开关变换器输出开关控制信号，在第一控制信号和第二控制信号均指示关断时将所述恒压控制信号作为开关控制信号输出，在第一控制信号指示工作在线性区时输出使得开关变换器的主功率开关保持导通或保持为占空比最大的开关控制信号，在第二控制信号指示工作在线性区时输出使得开关变换器的主功率开关保持关断或保持为占空比最小的开关控制信号。
优选地，所述辅助晶体管控制电路包括：
第一跨导放大器，同相输入端输入所述第一电压，反相输入端输入所述反馈电压，输出端输出所述第一控制信号；
第二跨导放大器，同相输入端输入所述反馈电压，反相输入端输入所述第二电压，输出端输出所述第二控制信号；
第一电阻，连接在所述第一跨导放大器的输出端和适于连接功率变换器的输出端的端口之间；
第二电阻，连接在所述第二跨导放大器的输出端和接地端之间。
优选地，所述第一电压和所述第二电压相同，为所述控制电路的参考电压。
优选地，所述逻辑电路包括：
第一比较器，用于比较所述第一控制信号与第三阈值电压，输出第一比较信号；
第二比较器，用于比较所述第二控制信号与第四阈值电压，输出第二比较信号；
逻辑组合电路，输入所述第一比较信号、第二比较信号和所述恒压控制信号，在所述第一比较信号表征第一控制信号小于所述第三阈值电压，且第二比较信号表征第二控制信号小于第四阈值电压时输出所述恒压控制信号，在所述第一比较信号表征所述第一控制信号大于所述第三阈值电压时输出表征导通的开关控制信号或占空比最高的开关控制信号，在所述第二比较信号表征所述第二控制信号大于所述第四阈值电压时输出表征关断的开关控制信号或占空比最低的开关控制信号。
优选地，所述第三阈值电压等于所述第一辅助晶体管的导通门限电压，所述第四阈值电压等于所述第二辅助晶体管的导通门限电压。
第三方面，提供一种功率变换器的控制方法，所述功率变换器的功率级电路包括开关变换器、连接在电压输入端和功率变换器的输出端之间的第一辅助晶体管以及连接在功率变换器的输出端和接地端之间的第二辅助晶体管，所述控制方法包括：
在负载功率稳定时工作于所述第一模式，在第一模式下根据反馈电压控制所述开关变换器的占空比并控制使得所述第一辅助晶体管和第二辅助晶体管关断；
在负载功率向上跳变时由所述第一模式切换为第二模式，在第二模式下控制所述第一辅助晶体管工作在线性区、所述第二辅助晶体管关断，并控制使得所述开关变换器的主功率开关保持导通或占空比最大；
在负载功率向下跳变时由所述第一模式切换为所述第三模式，在第三模式下，控制所述第一辅助晶体管关断、所述第二辅助晶体管工作在线性区，并控制使得所述开关变换器的主功率开关保持关断或占空比最小；
其中，所述反馈电压用于表征所述功率变换器的输出电压。
本发明实施例通过增加可以工作在线性区的辅助晶体管，分别在负载向上跳变(输出电流增大、输出电压下降)时向负载提供一部分电流，在负载向下跳变(输出电流减小、输出电压增大)时从负载抽取部分电流分流，由此，可以保证功率变换器快速进入稳态，提高了动态响应速度。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1是本发明实施例的功率变换器的电路示意图；
图2是本发明实施例的功率变换器的一个优选实施方式的电路示意图；
图3是本发明实施例的功率变换器的工作波形图；
图4是本发明实施例的功率变换器的控制方法的状态变化图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图1是本发明实施例的功率变换器的电路示意图。如图1所示，所述功率变换器包括功率级电路和控制电路。
其中，功率级电路包括开关变换器1、第一辅助晶体管Q1和第二辅助晶体管Q2。其中，开关变换器1为任何现有拓扑结构的开关型变换器。例如，如图1所示，开关变换器1为采用降压型拓扑(BUCK)的开关变换器，其包括主功率开关Q3、整流器件Q4、电感L、输出电容C1。其中，主功率开关Q3连接在输入端i和中间端m之间，其可以采用任何根据任何可控半导体开关器件，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)等。电感L连接在中间端m和输出端o之间。整流器件Q4连接在中间端m和接地端之间。在本实施例中，整流器件Q4可以采用二极管也可以采用进行同步整流的可控半导体开关器件，例如MOSFET。输出电容C1连接在输出端o和接地端之间，用于对输出电压进行整流。在工作时，主功率开关Q3和整流器件Q4交替导通和关断，通过控制主功率开关Q3的占空比保持输出基本恒定的电压。在某些情况下，开关变换器1还可以包括输入电容C2。当然，本领域技术人员容易理解，开关变换器1也可以采用其它常用的拓扑，例如升压型拓扑(BOOST)或升降压型拓扑(BUCK-BOOST)。
第一辅助晶体管Q1连接在电压输入端i和功率变换器的输出端o之间。在本实施例中，第一辅助晶体管Q1在负载稳定时关断，在负载向上跳变时受控工作于线性区，以与所述开关变换器1并联的方式向负载注入电流。
第二辅助晶体管Q2连接在功率变换器的输出端o和接地端之间。在本实施例中，第二辅助晶体管Q2在负载稳定时关断，在负载向下跳变时受控工作于线性区，以对开关变换器1输出的电流进行分流，减小流入负载的电流。
控制电路2用于控制开关变换器1以及第一、第二辅助晶体管Q1和Q2。具体地，控制电路2可以工作于三种不同的模式下，控制电路2在负载功率稳定时工作于所述第一模式，在负载功率向上跳变时(输出电流增大、输出电压下降)由所述第一模式切换为第二模式，在负载功率向下跳变时(输出电流减小、输出电压上升)由所述第一模式切换为第三模式。在负载向上/向下跳变，电路逐渐进入稳态后，控制电路2会由第二模式或第三模式恢复到第一模式。
在第一模式下，控制电路2根据反馈电压VFB控制开关变换器1的占空比(也即，主功率开关Q3的占空比)，同时，控制使得所述第一辅助晶体管Q1和第二辅助晶体管Q2关断。由此，在第一模式下，完全依靠开关变换器1输出电流并进行稳压。反馈电压VFB用于表征所述功率变换器的输出电压，其可以通过连接在功率变换器输出端的分压电路3采集获得。
在第二模式下，负载功率向上跳变，控制电路2控制所述第一辅助晶体管Q1工作在线性区，同时控制第二辅助晶体管Q2关断。由此，输入端通过第一辅助晶体管Q1向负载注入电流，使得动态响应速度加快。同时，控制电路2还控制使得开关变换器1的主功率开关Q3保持导通或占空比最大，这可以使得开关变换器1的输出电流最大化，也即，使得开关变换器自身以其最大能力趋近负载所需要的电流值，由此，可以减小流过第一辅助晶体管Q1的电流，由于工作在线性区的晶体管的损耗较大，这样的控制方式可以大幅减小辅助晶体管引起的损耗。
在第三模式下，与第二模式对应，负载功率向下跳变，控制电路2控制第一辅助晶体管Q1关断，并控制第二辅助晶体管Q2工作在线性区。由此，开关变换器输出的电流被分流，通过第二辅助晶体管Q2流向接地端，使得动态响应速度加快。同时，控制电路2还控制使得开关变换器1的主功率开关Q3保持关断或占空比最小，这可以使得开关变换器1的输出电流最小化，也即，使得开关变换器自身以最大能力降低输出电流。由此，可以减小流过第二辅助晶体管Q2的电流，由于工作在线性区的晶体管的损耗较大，这样的控制方式可以大幅减小辅助晶体管引起的损耗。
图2是本发明实施例的功率变换器的一个优选实施方式的电路示意图。如图2所示，所述控制电路2可以包括恒压控制器21、辅助晶体管控制电路22和逻辑电路23。
其中，恒压控制器21用于根据反馈电压VFB输出恒压控制信号K1，恒压控制信号K1用于控制所述开关变换器输出恒定电压。恒压控制器21可以采用任何现有恒压控制电路结构。
在图2所示的实施方式中，通过反馈电压VFB来判断负载是否出现跳变。在负载向上跳变时，负载电流增大，此时，由于功率变换器无法实现输出功率的跳变，其输出电压VOUT会下降；在负载向下跳变时，负载电流减小，此时，由于功率变换器同样无法瞬间减低输出功率，其输出电压VOUT会上升。图2所示电路正是利用这一特性来进行操作。
辅助晶体管控制电路22用于根据反馈电压输出第一控制信号VQ1和第二控制信号VQ2以分别控制第一辅助晶体管Q1和第二辅助晶体管Q2。同时，第一控制信号VQ1和第二控制信号VQ2还输入到逻辑电路23以供其对输出到开关变换器的开关控制信号进行控制。具体地，辅助晶体管控制电路22控制第一控制信号VQ1和控制信号VQ2，使得在反馈电压VFB下降偏离参考电压超过第一阈值Vth1时，第一辅助晶体管Q1工作在线性区，第二辅助晶体管Q2关断。优选地，这可以通过使得第一控制信号VQ1与一个预定阈值和反馈电压VFB的差值相关来实现。同时，辅助晶体管控制电路22控制第一控制信号VQ1和控制信号VQ2，使得在反馈电压VFB上升偏离参考电压超过第二阈值Vth2时第一辅助晶体管Q1关断且第二辅助晶体管Q2工作在线性区。优选地，这可以通过使得第二控制信号VQ2与反馈电压VFB与一个预定阈值的差值相关来实现。
在图2所示的优选实施方式中，辅助晶体管控制电路22包括第一跨导放大器GM1、第二跨导放大器GM2、第一电阻R1和第二电阻R2。其中，第一跨导放大器GM1的同相输入端输入第一电压V1，反相输入端输入反馈电压VFB。第二跨导放大器GM2的同相输入端输入反馈电压VFB，反相输入端输入第二电压V2。第一电阻R1连接在第一跨导放大器GM1的输出端和功率变换器的输出端之间。第二电阻R2连接在第二跨导放大器GM2的输出端和接地端之间。第一跨导放大器GM1的输出端电压作为第一控制信号VQ1输出到第一辅助晶体管Q1的栅极，也即，第一跨导放大器GM1的输出端与第一辅助晶体管Q1的栅极连接，从而控制其工作状态。第二跨导放大器GM2的输出端电压作为第二控制信号VQ2输出到第二辅助晶体管Q2的栅极，也即，第二跨导放大器GM2的输出端与第二辅助晶体管Q2的栅极连接，从而控制其工作状态。由此，第一跨导放大器GM1输出的第一控制信号VQ1等于(V1-VFB)*G1*R1+VOUT，其中G1为第一跨导放大器GM1的增益，由于第一电阻R1一端连接功率变换器的输出端，因此，第一控制信号除了第一电阻R1两端的电压降(V1-VFB)*G1*R1外还需要叠加输出电压VOUT。同时，由于第一辅助晶体管Q1的源极也与功率变换器的输出端连接，因此，上述连接关系似的第一控制信号VQ1施加到第一辅助晶体管Q1的栅源电压VGS1为第一控制信号VQ1减去输出电压VOUT，也即，等于第一电阻两端的电压降，其与V1-VFB成比例，可以表征输出电压偏离特定阈值的程度。类似地，第二控制信号VQ2等于(VFB-V2)*G2*R2。同时，施加到第二辅助晶体管Q2的栅源电压VGS2等于第二控制信号VQ2可以表征输出电压上升偏离特定阈值的程度。
在反馈电压VFB下降小于第一电压V1时，第一控制信号VQ1施加到第一辅助晶体管Q1的栅源电压VGS1逐渐上升，此时由于未达到门限电压，第一辅助晶体管Q1保持关断。在反馈电压VFB下降偏离第一电压V1的幅度超过第一阈值Vth1时，第一辅助晶体管Q1的栅源电压VGS1上升到门限电压，从而使得第一辅助晶体管Q1进入线性区，通过电压输入端向功率变换器的输出端注入电流。此时，由于VFB较小，VFB-V2为负值，第二控制信号VQ2为负，第二辅助晶体管Q2保持关断。类似地，在反馈电压VFB上升到大于第二电压V2时，第二控制信号VQ2施加到第二辅助晶体管Q2的栅源电压VGS2逐渐上升，此时由于未达到门限电压，第二辅助晶体管Q2保持关断。在反馈电压VFB上升到偏离第二电压V2的幅度超过第二阈值Vth2时，第二辅助晶体管Q2的栅源电压VGS2上升到门限电压，从而使得第二辅助晶体管Q1进入线性区，从功率变换器的输出端抽取/分流输出电流，从而快速减小输出功率。此时，由于VFB较大，V1-VFB为负值或较小值，第一控制信号VQ1为负，第一辅助晶体管Q1保持关断。
根据以上分析可知，在输出电压偏离到什么程度时，启动第一或第二辅助晶体管由晶体管自身的门限电压(第一辅助晶体管和第二辅助晶体管可以具有不同的门限电压)、第一跨导放大器GM1和第二跨导放大器GM2的增益、第一电阻R1和第二电阻R2的阻值以及第一电压V1和第二电压V2确定。在图2所示的实施例中，第一电压V1和第二电压V2相同，均为功率变换器的参考电压Vref，其用于功率变换器的期望输出电压。由于功率变换器正常情况下工作在恒压状态，其输出电压稳定在参考电压Vref所表征的期望输出电压附近(仅会有极小的波动)。因此，将第一电压V1和第二电压V2均设置为参考电压Vref可以使得第一控制信号VQ1和第二控制信号VQ2直接表征当前输入电压偏离期望输出电压的程度。在图2所示的电路中，参考电压Vref由同一个参考电压源提供。该参考电压源可以与恒压控制器21共用，由此，可以提高电路的共用程度，一定程度减小电路规模。
优选地，处于方便设计的考虑，第一跨导放大器GM1和第二跨导放大器GM2具有相同的增益，同时，第一电阻R1和第二电阻R2具有相同的阻值。
当然，在某些应用场合下，为了满足电路设计的需要(例如第一辅助晶体管和第二辅助晶体管具有不同门限电压时)，可以调节使得第一电压V1和第二电压V2不同，由不同的电压源供电。
在图2所示的电路中，逻辑电路23用于根据第一控制信号VQ1、第二控制信号VQ2确定当前状态，根据状态选择输出恒压控制信号K1或其它信号作为开关控制信号K2控制开关变换器的主功率开关Q3。
逻辑电路23与恒压控制器21的输出端和辅助晶体管控制电路22的输出端连接。逻辑电路23用于向开关变换器1输出开关控制信号K2，在第一控制信号VQ1和第二控制信号VQ2均指示关断时(对应于第一模式)将恒压控制信号K1作为开关控制信号K2输出，在第一控制信号VQ1指示工作在线性区时(对应于第二模式)输出使得开关变换器1的主功率开关Q3保持导通或保持为占空比最大的开关控制信号，在第二控制信号VQ2指示工作在线性区时(对应于第三模式)输出使得开关变换器1的主功率开关Q3保持关断或保持为占空比最小的开关控制信号。
在图2所示的电路中，逻辑电路23包括第一比较器CMP1、第二比较器CMP2和逻辑组合电路LG。其中，第一比较器CMP1用于比较所述第一控制信号VQ1与第三阈值电压Vth3，输出第一比较信号S1。第二比较器CMP2用于比较第二控制信号VQ2与第四阈值电压Vth4，输出第二比较信号S2。第一比较信号S1可以表征当前第一控制信号VQ1施加到第一辅助晶体管Q1的栅源电压是否大于门限电压，在图2中，第三阈值电压Vth3等于第一辅助晶体管Q1的门限电压。第二比较信号S2可以表征当前第二控制信号VQ2施加到第二辅助晶体管Q2的栅源电压是否大于门限电压，在图2中，第四阈值电压Vth4等于第二辅助晶体管Q2的门限电压。
逻辑组合电路LG用于输入第一比较信号S1、第二比较信号S2和恒压控制信号K1，在第一比较信号S1表征第一控制信号VQ1小于第三阈值电压Vth3，且第二比较信号S2表征第二控制信号VQ2小于第四阈值电压Vth4时输出恒压控制信号K1。逻辑组合电路LG在第一比较信号S1表征第一控制信号VQ1大于第三阈值电压Vth3时输出表征导通的开关控制信号或占空比最高的开关控制信号K1，在第二比较信号S2表征第二控制信号VQ2大于第四阈值电压Vth4时输出表征关断的开关控制信号或占空比最低的开关控制信号。
在图2所示的电路中，逻辑组合电路LG包括或门OR、非门NOT和与门AND。或门OR的两个输入端分别输入第一比较信号S1和恒压控制信号K1。非门NOT输入端输入第二比较信号S2，输出端和与门AND的一个输入端连接，与门AND的另一个输入端与或门OR的输出端连接。与门AND的输出端用于输出开关控制信号K2。
在负载稳定时，第一控制信号VQ1和第二控制信号VQ2均为较低的电平，辅助晶体管Q1和Q2均关断。此阶段中，逻辑电路23中的第一比较器CMP1和第二比较器CMP2也输出低电平，因此，或门OR的输出结果由恒压控制信号K1决定，与门AND的一个输入端接收或门的输出，另一个输入端接收第二比较器CMP2的输出信号的取反信号，由于第二比较器CMP2输出低电平，取反后为高电平，因此与门AND的输出结果由或门OR的输出结果决定。如上所述，或门OR的输出又由恒压控制器21输出的恒压控制信号K1决定，从而，与门AND的输出结果，开关控制信号K2与恒压控制信号K1相同。由此，在电路正常工作时，功率级电路中的主功率开关由恒压控制器21控制。在负载向上跳变时，反馈电压VFB下降，第一比较器CMP1输出高电平，或门OR对应输出高电平，不受恒压控制信号K1影响。第二比较器CMP2输出低电平，经过取反后为高电平。由此，与门AND输出的开关控制信号保持高电平，以控制主功率开关Q3持续导通。在负载向下跳变时，反馈电压VFB上升，第一比较器CMP1输出低电平，或门OR的输出由恒压控制信号K1决定。但是，第二比较器CMP2输出高电平，经取反后为低电平。与门AND输出的开关控制信号保持低电平，以控制主功率开关Q3持续关断。
容易理解，在开关变换器1存在最大占空/最小占空比限制要求时，可以在逻辑电路的输出端中增加最大占空/最小占空比限制电路，以在必要时提供具有最大占空比或最小占空比的开关控制信号。
图3是本发明实施例的功率变换器的工作波形图。如图3所示，在t1时刻，负载向上跳变时，负载电流增大，输出电压VOUT下降，此时，第一辅助晶体管Q1的驱动电压(也即第一控制信号VQ1)升高。在t2时刻，第一辅助晶体管Q1的驱动电压达到门限电压，第一辅助晶体管Q1进入线性区，同时，第一比较器CMP1输出高电平。第一辅助晶体管Q1进入线性区后，流过的电流IQ3开始上升，并随着输出电压跌落幅度的减小而逐渐减小直到t3时刻。在t3时刻，第一辅助晶体管Q1的驱动电压低于导通门限，第一辅助晶体管Q1关断，电流降为零。此时，第一比较器CMP1输出为低电平。
在t4时刻，负载向下跳变，负载电流ILOAD减小，输出电压升高，此时第二辅助晶体管Q2的驱动电压(也即第二控制信号VQ2)升高。在t5时刻，第二辅助晶体管Q2的驱动电压达到导通门限，第二辅助晶体管Q2进入线性区。此时第二比较器CMP2输出高电平。第二辅助晶体管Q2进入线性区后电流IQ2上升，并随着输出电压下降的幅度逐渐减小直到t6时刻。在t6时刻，第二辅助晶体管Q2的驱动电压低于门限电压，第二辅助晶体管Q2关断，电流将为零。此时第二比较器CMP2输出为低电平。
从t2时刻到t3时刻，第一比较器CMP1输出高电平，第二比较器2输出低电平，开关控制信号K2保持为高电平，因此，电感电流IL线性上升直到t3时刻，第一辅助晶体管Q1电流IQ1下降为零。在t3时刻后，第一比较器CMP1输出低电平，此时，负载稳定，开关变换器1恢复由恒压控制其进行控制。从t4到t5时刻，第二比较器CMP2输出高电平，开关控制信号K2保持为低电平，电感电流IL线性下直到t6时刻第二辅助晶体管Q2电流IQ2下降为零。在t6时刻后，第二比较器CMP2输出为低电平，开关变换器1恢复由恒压控制器进行控制。
本发明实施例通过增加可以工作在线性区的辅助晶体管，分别在负载向上跳变(输出电流增大、输出电压下降)时向负载提供一部分电流，在负载向下跳变(输出电流减小、输出电压增大)时从负载抽取部分电流分流，由此，可以保证功率变换器快速进入稳态，提高了动态响应速度。同时，通过在通过辅助晶体管注入电流时控制开关变换器的主功率开关保持导通或占空比最大，在通过辅助晶体管分流电流时控制开关变换器的主功率开关保持关断或占空比最小，可以保证大部分电流从开关变换器流过，减小辅助晶体管引起的损耗，提高系统效率。
图4是本发明实施例的功率变换器的控制方法的状态变化图。如图4所示，所述控制方法包括三种不同的模式的控制。
在负载功率稳定时工作于所述第一模式A，在第一模式下根据反馈电压控制所述开关变换器的占空比并控制使得所述第一辅助晶体管和第二辅助晶体管关断。其中，所述反馈电压用于表征所述功率变换器的输出电压。
在负载功率向上跳变时由所述第一模式A切换为第二模式B，在第二模式下控制所述第一辅助晶体管工作在线性区、所述第二辅助晶体管关断，并控制使得所述开关变换器的主功率开关保持导通或占空比最大。
在负载功率向下跳变时由所述第一模式A切换为所述第三模式C，在第三模式下，控制所述第一辅助晶体管关断、所述第二辅助晶体管工作在线性区，并控制使得所述开关变换器的主功率开关保持关断或占空比最小。
具体地，可以通过反馈电压是否波动超过预定阈值来判断负载功率是否向上跳变或向下跳变。
本发明实施例通过增加可以工作在线性区的辅助晶体管，分别在负载向上跳变(输出电流增大、输出电压下降)时向负载提供一部分电流，在负载向下跳变(输出电流减小、输出电压增大)时从负载抽取部分电流分流，由此，可以保证功率变换器快速进入稳态，提高了动态响应速度。同时，通过在利用辅助晶体管注入电流时控制开关变换器的主功率开关保持导通或占空比最大，在通过辅助晶体管分流电流时控制开关变换器的主功率开关保持关断或占空比最小，可以保证大部分电流从开关变换器流过，减小辅助晶体管引起的损耗，提高系统效率。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (12)

1.一种功率变换器，包括：
开关变换器；
第一辅助晶体管，连接在电压输入端和功率变换器的输出端之间；
第二辅助晶体管，连接在功率变换器的输出端和接地端之间；
控制电路，用于在第一模式下根据反馈电压控制所述开关变换器的占空比并控制使得所述第一辅助晶体管和第二辅助晶体管关断，在第二模式下控制所述第一辅助晶体管工作在线性区、所述第二辅助晶体管关断，并控制使得所述开关变换器的主功率开关保持导通或占空比最大，在第三模式下，控制所述第一辅助晶体管关断、所述第二辅助晶体管工作在线性区，并控制使得所述开关变换器的主功率开关保持关断或占空比最小；
其中，所述控制电路在负载功率稳定时工作于所述第一模式，在负载功率向上跳变时由所述第一模式切换为第二模式，在负载功率向下跳变时由所述第一模式切换为所述第三模式；
其中，所述反馈电压用于表征所述功率变换器的输出电压。
2.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，所述控制电路包括：
恒压控制器，用于根据反馈电压输出恒压控制信号，所述恒压控制信号适于控制所述开关变换器输出恒定电压；
辅助晶体管控制电路，用于根据反馈电压输出第一控制信号和第二控制信号以分别控制第一辅助晶体管和第二辅助晶体管，使得在反馈电压下降偏离第一电压的幅度超过第一阈值时所述第一辅助晶体管工作在线性区且所述第二辅助晶体管关断，在所述反馈电压上升偏离第二电压的幅度超过第二阈值时所述第一辅助晶体管关断且所述第二辅助晶体管工作在线性区；
逻辑电路，与恒压控制器的输出端和所述辅助晶体管控制电路的输出端连接，用于向所述开关变换器输出开关控制信号，在第一控制信号和第二控制信号均指示关断时将所述恒压控制信号作为开关控制信号输出，在第一控制信号指示工作在线性区时输出使得开关变换器的主功率开关保持导通或保持为占空比最大的开关控制信号，在第二控制信号指示工作在线性区时输出使得开关变换器的主功率开关保持关断或保持为占空比最小的开关控制信号。
3.根据权利要求2所述的功率变换器，其特征在于，所述辅助晶体管控制电路包括：
第一跨导放大器，同相输入端输入所述第一电压，反相输入端输入所述反馈电压，输出端输出所述第一控制信号；
第二跨导放大器，同相输入端输入所述反馈电压，反相输入端输入所述第二电压，输出端输出所述第二控制信号；
第一电阻，连接在所述第一跨导放大器的输出端和功率变换器的输出端之间；
第二电阻，连接在所述第二跨导放大器的输出端和接地端之间。
4.根据权利要求3所述的功率变换器，其特征在于，所述第一电压和所述第二电压相同，为所述功率变换器的参考电压。
5.根据权利要求2或3所述的功率变换器，其特征在于，所述逻辑电路包括：
第一比较器，用于比较所述第一控制信号与第三阈值电压，输出第一比较信号；
第二比较器，用于比较所述第二控制信号与第四阈值电压，输出第二比较信号；
逻辑组合电路，输入所述第一比较信号、第二比较信号和所述恒压控制信号，在所述第一比较信号表征第一控制信号小于所述第三阈值电压，且第二比较信号表征第二控制信号小于第四阈值电压时输出所述恒压控制信号，在所述第一比较信号表征所述第一控制信号大于所述第三阈值电压时输出表征导通的开关控制信号或占空比最高的开关控制信号，在所述第二比较信号表征所述第二控制信号大于所述第四阈值电压时输出表征关断的开关控制信号或占空比最低的开关控制信号。
6.根据权利要求5所述的功率变换器，其特征在于，所述第三阈值电压等于所述第一辅助晶体管的导通门限电压，所述第四阈值电压等于所述第二辅助晶体管的导通门限电压。
7.一种控制电路，用于控制功率变换器的功率级电路，所述功率级电路包括开关变换器、连接在电压输入端和功率变换器的输出端之间的第一辅助晶体管以及连接在功率变换器的输出端和接地端之间的第二辅助晶体管，所述控制电路包括：
恒压控制器，用于根据反馈电压输出恒压控制信号，所述恒压控制信号适于控制所述开关变换器输出恒定电压；
辅助晶体管控制电路，用于根据反馈电压输出第一控制信号和第二控制信号以分别控制第一辅助晶体管和第二辅助晶体管，使得在反馈电压下降偏离第一电压的幅度超过第一阈值时所述第一辅助晶体管工作在线性区且所述第二辅助晶体管关断，在所述反馈电压上升偏离第二电压的幅度超过第二阈值时所述第一辅助晶体管关断且所述第二辅助晶体管工作在线性区；
逻辑电路，与恒压控制器的输出端和所述辅助晶体管控制电路的输出端连接，用于向所述开关变换器输出开关控制信号，在第一控制信号和第二控制信号均指示关断时将所述恒压控制信号作为开关控制信号输出，在第一控制信号指示工作在线性区时输出使得开关变换器的主功率开关保持导通或保持为占空比最大的开关控制信号，在第二控制信号指示工作在线性区时输出使得开关变换器的主功率开关保持关断或保持为占空比最小的开关控制信号。
8.根据权利要求7所述的控制电路，其特征在于，所述辅助晶体管控制电路包括：
第一跨导放大器，同相输入端输入所述第一电压，反相输入端输入所述反馈电压，输出端输出所述第一控制信号；
第二跨导放大器，同相输入端输入所述反馈电压，反相输入端输入所述第二电压，输出端输出所述第二控制信号；
第一电阻，连接在所述第一跨导放大器的输出端和适于连接功率变换器的输出端的端口之间；
第二电阻，连接在所述第二跨导放大器的输出端和接地端之间。
9.根据权利要求8所述的控制电路，其特征在于，所述第一电压和所述第二电压相同，为所述功率变换器的参考电压。
10.根据权利要求7或8所述的控制电路，其特征在于，所述逻辑电路包括：
第一比较器，用于比较所述第一控制信号与第三阈值电压，输出第一比较信号；
第二比较器，用于比较所述第二控制信号与第四阈值电压，输出第二比较信号；
逻辑组合电路，输入所述第一比较信号、第二比较信号和所述恒压控制信号，在所述第一比较信号表征第一控制信号小于所述第三阈值电压，且第二比较信号表征第二控制信号小于第四阈值电压时输出所述恒压控制信号，在所述第一比较信号表征所述第一控制信号大于所述第三阈值电压时输出表征导通的开关控制信号或占空比最高的开关控制信号，在所述第二比较信号表征所述第二控制信号大于所述第四阈值电压时输出表征关断的开关控制信号或占空比最低的开关控制信号。
11.根据权利要求10所述的控制电路，其特征在于，所述第三阈值电压等于所述第一辅助晶体管的导通门限电压，所述第四阈值电压等于所述第二辅助晶体管的导通门限电压。
12.一种功率变换器的控制方法，所述功率变换器的功率级电路包括开关变换器、连接在电压输入端和功率变换器的输出端之间的第一辅助晶体管以及连接在功率变换器的输出端和接地端之间的第二辅助晶体管，所述控制方法包括：
在负载功率稳定时工作于第一模式，在第一模式下根据反馈电压控制所述开关变换器的占空比并控制使得所述第一辅助晶体管和第二辅助晶体管关断；
在负载功率向上跳变时由所述第一模式切换为第二模式，在第二模式下控制所述第一辅助晶体管工作在线性区、所述第二辅助晶体管关断，并控制使得所述开关变换器的主功率开关保持导通或占空比最大；
在负载功率向下跳变时由所述第一模式切换为第三模式，在第三模式下，控制所述第一辅助晶体管关断、所述第二辅助晶体管工作在线性区，并控制使得所述开关变换器的主功率开关保持关断或占空比最小；
其中，所述反馈电压用于表征所述功率变换器的输出电压。
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