CN105896947A - 一种基于双桥结构的磁悬浮轴承电磁极磁力控制电路 - Google Patents

一种基于双桥结构的磁悬浮轴承电磁极磁力控制电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于双桥结构的磁悬浮轴承电磁极磁力控制电路，采用双桥结构的主电路，所述的主电路包括2个功率开关器件和2个二极管：第一功率开关器件(Q1)、第二功率开关器件(Q2)、第一二极管(D1)和第二二极管(D2)；第一功率开关器件与第二二极管组成第一桥臂，第二功率开关器件和第一二极管组成第二桥臂；该基于双桥结构的磁悬浮轴承电磁极磁力控制电路安全性高，损耗低，且磁力脉动幅度低。

Description

一种基于双桥结构的磁悬浮轴承电磁极磁力控制电路
技术领域
本发明涉及一种本发明涉及一种PWM控制技术，特别涉及磁悬浮轴承电磁极的磁力控制方法，用于感性负载的电流驱动控制技术。
背景技术
图1-2是一种感性负载的驱动的电路图，MOSFET开关信号LIN高电平则Q2导通，母线电压加载在电磁极EMP的两端，产生如图1所示的驱动电流i，LIN为低电平时Q2关闭，电流i如图2所示经二极管D1续流，通过调整LIN的占空比来调节电流的大小，这种控制方式导通损耗高，且开关频率受续流二极管D1反向恢复时间恢复时间及开关损耗的制约，一般只适用于小功率场合。
图3-4给出一种低电压大电流的感性负载驱动控制方案，电路采用推挽式结构，开关控制时序如图5所示，当HIN为高电平，LIN为低电平时，Q1导通，Q2关闭，母线电压VDD通过Q1加载在电磁极EMP两侧，产生的驱动流i如图3所示；当低HIN为电平，LIN为高电平时，Q1关闭，Q2导通，D2和Q2并联为感性负载续流，此时电流走向如图4所示。调整HIN、LIN在空比实现对输出电压U的大小控制，进而实现对电磁极EMP驱动电流i的控制，T1为开关管Q1的通断周期，T1为EMP驱动电压U的周期，两者之间的关系为：
T0＝T1
上式表明该控制方式PMW电压U(或电流i)的频率等于开关管Q1、Q2的开关频率。
对于磁悬浮的驱动系统而言，电磁极驱动电流脉动，意味着的磁极吸力波动，进而引起磁悬浮转子震动，在Q1、Q2、D1、D2电气特性允许的范围内，要求较高的PWM频率。
从图5可以看出，该驱动方法的PWM开关频率等于Q1、Q2的开关频率，根据PWM控制理论，开关器件的损耗正比于开关频率，高开关频则意味着高功耗，而磁悬浮系统一般安装电机上，体积结构要紧凑，要求工作过程中发热量尽可能低。
从图5可以看出，磁悬浮驱动系统正常工作时，Q1及Q2总是工作在交替导通状态，两者之间在时间上必须保持一个死区间隔Td，以防止同时导通。磁悬浮转子转速通常在1万转以上，安全性要求较高，而磁悬浮轴承的工作环境不可避免会有电磁污染，外界的干扰使开关管Q1、Q2管存在着同时导通的危险，从而引起母线电压发生瞬间短路故障。
磁悬浮轴承一般有20路以上的输入、10路以上的输出，且实时性要求较高，目前产品都是用多个DSP系统实现，控制电路复杂，针对上述磁悬浮系统高开关频率、低功耗及高可靠性要求，有必要发明一种用于电磁极控制电路。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种基于双桥结构的磁悬浮轴承电磁极磁力控制电路，该基于双桥结构的磁悬浮轴承电磁极磁力控制电路安全性高，损耗低，且磁力脉动幅度低。
发明的技术解决方案如下：
一种基于双桥结构的磁悬浮轴承电磁极磁力控制电路，采用双桥结构的主电路，所述的主电路包括2个功率开关器件和2个二极管：第一功率开关器件(Q1)、第二功率开关器件(Q2)、第一二极管(D1)和第二二极管(D2)；
第一功率开关器件与第二二极管组成第一桥臂，第二功率开关器件和第一二极管组成第二桥臂；
所述的第一桥臂中，第一功率开关器件(Q1)的第一端接直流电源正极(VDD)；第一功率开关器件的第二端为控制端，接控制信号HIN，第一功率开关器件的第三端接第二二极管的负极和电磁极的第一端；第二二极管的正极接地；
所述的第二桥臂中，第二功率开关器件(Q2)的第一端和第一二极管(D1)的正极接电磁极的第二端；第一二极管的负极接直流电源正极(VDD)；第二功率开关器件的第二端为控制端，接控制信号LIN，第二功率开关器件第三端接地；
依据功率开关器件的导通和截止状态，电磁极工作在以下模式：
(1)PP状态：
当第一功率开关器件(Q1)和第二功率开关器件(Q2)均导通时，电流由直流电源正极(VDD)依次经第一功率开关器件(Q1)、电磁极和第二功率开关器件(Q2)到达接地端；
(2)NP状态：
当第一功率开关器件(Q1)截止且第二功率开关器件(Q2)导通时，电磁极、第二功率开关器件(Q2)和第二二极管(D2)形成环路；
(3)PN状态：
当第一功率开关器件(Q1)导通且第二功率开关器件(Q2)截止时，电磁极、第一功率开关器件(Q1)和第一二极管(D1)形成环路。
所述的功率开关器件为IGBT或N沟道MOSFET管；所述的功率开关器件的第二端是指IGBT或N沟道MOSFET管的G极；所述的功率开关器件的第一端是指IGBT的C极或N沟道MOSFET管的D极，所述的功率开关器件的第三端是指IGBT的E极或N沟道MOSFET管的S极。
实现方式用FGPA/CPLD、DSP软件或者数字电路；用于驱动主电路的驱动电路包括计数器(U1)、第一比较器(U2)、第二比较器(U3)、二输入端的与门和二输入端的或门；
计数器(U1)、第一比较器(U2)、第二比较器(U3)的时钟输入端均与主时钟信号Clk相接；
(1)计数器
计数器的使能信号端接使能信号En；第一比较器(U2)、第二比较器(U3)的第二输入端均接计数器的输出端Cnt；计数器的清零端接或门的输出端；或门的两个输入端分别接清零信号Clear和第二比较器(U3)的输出信号Carry；与门的两个输入端分别接使能信号En和第二比较器(U3)的输出信号Carry；与门的输出信号为状态机驱动标志信号Eno；
(2)第一比较器
第一比较器的第一输入端接Pw信号，Pw信号的值为一个PWM周期内的高电平所对应的系统时钟数；状态机负责控制PWM，状态机受控于计数器、定时器，均可通过FPGA程序实现或普通的数字电子电路实现；第一比较器的输出信号为状态转移标志信号Sw；
(3)第二比较器
第二比较器的第一输入端接Period信号，Period信号的值为一个PWM周期内的系统时钟周期数，第一比较器当Pw＞Cnt时输出Sw＝1，反之输出Sw＝0；第二比较器当Cnt＜Period时输出Carry＝0，反之Carry＝1。
电磁极还包括一个空闲状态模式(Idle)；各状态模式切换过程如下：
空闲状态：电磁极初始化状态，HIN、LIN保持上一个状态的值或初始化状态的值，第一功率开关器件(Q1)和第二功率开关器件(Q2)保持上一个状态，当Eno＝1时转移到PP状态；
PP状态：输入为Sw，输出HIN＝1，LIN＝1(1表示高电平，0表示低电平)，此时第一功率开关器件(Q1)和第二功率开关器件(Q2)同时导通，当Sw＝1时发生状态转移，下一个状态依据切换标志位Flag确定，Flag＝1则下一个状态为NP状态，同时将Flag置0；当Flag＝0，则下一个状态为PN状态，同时将Flag置1；flag的初值由人为设定，如0或1；
NP状态：状态输出HIN＝0，LIN＝1，此时第一功率开关器件(Q1)截止，第二功率开关器件(Q2)导通，电磁极(EMP)电流经第一二极管(D1)续流，下一个状态是空闲状态；
PN状态：状态输出HIN＝1，LIN＝0，第一功率开关器件(Q1)导通，第二功率开关器件(Q2)截止，电磁极电流经第二二极管(D2)续流，下一个状态是空闲状态。
母线电压范围为24V-260V之间，PWM频率范围在10kHz-100kHz之间，PWM占空比在20％-90％之间。
驱动电路采用FGPA/CPLD、DSP、单片机或者由分立器件构成的数字电子电路实现。优选采用FGPA/CPL实现。
VDD又称为直流母线电压。
驱动电路设计如图6-9所示的双桥结构，左侧桥由Q1和D2构成，Q1漏极、D2的N极及电磁极EMP的一端构成一个输出节点，右侧桥由Q2和D1构成，Q2源极、D2的P极及EMP的另一端构成另外一个输出节点，两个输出节点之间产生EMP驱动电压U。
控制方法是通过控制Q1、Q2导通时间宽度实现电磁极电流控制，Q1、Q2用PWM控制状态机来实现，控制状态机有4个状态：IDLE、PP、PN、NP；
IDLE状态(空闲状态)：此状态中Q1、Q2保持上一个时刻的值，即磁轴承初始化状态、PN或NP，Eno为高电平时产生状态转移；
PP状态：Q1、Q2同时导通，直流母线电压VDD经Q1、EMP、Q2通道，为电磁极EMP提供驱动电流，EMP驱动电流i如图7；
PN状态：Q1截止、Q2导通，电磁极EMP电流经D1续流，EMP驱动电流i流向如图9所示；
NP状态：Q1导通、Q2截止，电磁极EMP电流经D2续流，EMP驱动电流i流向如图8所示；PP表示高高(正正)意味着Q1、Q2同时导通，PN意味着高低，Q1通，Q2关。
磁轴承系统处于停止状态时，控制状态机停止在IDLE状态，此时电磁极仅有开关管的漏电流电流流过EMP。
磁轴承系统处于工作状态时，其状态时序为PP-＞PN-＞PP-＞NP-＞PP方式循环切换，如图10所示，Q1、Q2开关时序见图11，开关管Q1、Q2的通断周期为T0，EMP输入电压U的周期为T1，两者之间的关系为
T0＝2T1
电磁极吸力是驱动电流及定转子之间气隙的函数，在一定范围内正比于电流的平方，反比与气隙的平方，轴承气隙范围由辅助轴承及轴承定子的相对距离限定。为保证电磁吸力的线性，轴承径向安装2-4对电磁极，采用差动方式控制吸力，电磁驱动电流的范围受母线电压、气隙、温度范围、吸力范围制约，高PWM频率可以降低驱动电流的脉动，但是其范围受制约IGBT或Mosfet器件开关频率限制。
有益效果：
与图3-4所对应的传统EMP驱动控制方式相比，本发明的基于双桥结构的磁悬浮轴承电磁极磁力控制电路具有以下优点：
(1)Q1、Q2同时导通是控制状态的一个正常状态，在此状态中直流母线电压VDD对电磁极EMP产生驱动电流，从根本上解决了传统控制方式存在的母线电压瞬间短路故障隐患；
(2)U的输出频率相同的情况下，本发明中开关管的频率为PWM频率的一半，理论上将开关管的通断损耗降低了50％。
(3)开关管的通断频率一致(或者开关损耗一只)的情况下，本发明的PWM输出频率是传统控制方式的2倍，有效保证电磁极EMP驱动电流平滑，大幅降低电磁极吸力脉动幅度。
总而言之，本发明的电路构思巧妙，控制可靠性高，能耗低，易于实施。
本专利中控制电路及状态机都是优选基于FPGA系统，也可以是通过数字电路控制，控制程序及接口通信程序都是在FPGA软核处理器实现，单片实现信号采集、驱动控制及系统控制。
附图说明
图1为现有的单端变换驱动电路在MOS管导通时的电流流向图；
图2为现有的单端变换驱动电路在MOS管截止时的电流流向图；
图3为双管推挽式变换驱动电路在Q1导通、Q2截止时的电流示意图；
图4为双管推挽式变换驱动电路在Q1截止、Q2导通时的电流示意图；
图5为双管推挽式变换PWM时序图；
图6为基于双桥结构的磁悬浮轴承电磁极磁力控制电路图；
图7为图6所示电路在PP状态时的电流示意图；
图8为图6所示电路在PN状态时的电流示意图；
图9为图6所示电路在NP状态时的电流示意图；
图10本发明中变换驱动控制状态机；
图11本发明中变换驱动PWM波形图；
图12本发明的驱动电路示意图；
图13本发明PWM驱动控制状态机示意图。
图14电压输出实测波形图；
图15磁极电流实测波形图。
图中标号说明：
Clk：时钟信号，周期为Tc；
Cnt：计数器U1的输出值；
U1：计数器；
U2：比较器；
U3：比较器；
Period：PWM周期，Tpwm＝Period×Tc；
Pw：PWM脉宽，T0＝Pw×Tc；
En：PWM使能信号，En＝0则HIN、LIN同为高阻态，En＝1，Q1、Q2受控制HIN、LIN控制；
Clr：计数器清零信号；
Carry：U3进位信号；
Eno：状态转换标志位；
Sw：计数器U2的输出信号；
Flag：状态转换标志位；
VDD：直流母线电压；
Q1、Q2：功率开关器件，Mosfet或IGBT；
D1、D2：续流二极管，快恢复二极管或者肖特基二极管；
EMP：电磁极；
U：电磁极驱动电压；
i：电磁极驱动电流；
T0：功率开关器件(Mosfet/IGBT)的开关周期；
T1：电磁极PMW输出信号周期；
EMP：电磁极；
D1续流二级管；
Idle：状态0，HIN、LIN保持上一个状态；
PN：状态1，HIN为低电平、LIN为高电平；
PN：状态2，HIN为高电平、LIN为低电平；
PP：状态3，HIN、LIN同为高电平。
具体实施方式
以下将结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明：
实施例1：如图6，一种基于双桥结构的磁悬浮轴承电磁极磁力控制电路，采用双桥结构的主电路，所述的主电路包括2个功率开关器件和2个二极管：第一功率开关器件(Q1)、第二功率开关器件(Q2)、第一二极管(D1)和第二二极管(D2)；
第一功率开关器件与第二二极管组成第一桥臂，第二功率开关器件和第一二极管组成第二桥臂；
所述的第一桥臂中，第一功率开关器件(Q1)的第一端接直流电源正极(VDD)；第一功率开关器件的第二端为控制端，接控制信号HIN，第一功率开关器件的第三端接第二二极管的负极和电磁极的第一端；第二二极管的正极接地；
所述的第二桥臂中，第二功率开关器件(Q2)的第一端和第一二极管(D1)的正极接电磁极的第二端；第一二极管的负极接直流电源正极(VDD)；第二功率开关器件的第二端为控制端，接控制信号LIN，第二功率开关器件第三端接地；
依据功率开关器件的导通和截止状态，电磁极工作在以下模式：
(1)PP状态：
当第一功率开关器件(Q1)和第二功率开关器件(Q2)均导通时，电流由直流电源正极(VDD)依次经第一功率开关器件(Q1)、电磁极和第二功率开关器件(Q2)到达接地端；
(2)NP状态：
当第一功率开关器件(Q1)截止且第二功率开关器件(Q2)导通时，电磁极、第二功率开关器件(Q2)和第二二极管(D2)形成环路；
(3)PN状态：
当第一功率开关器件(Q1)导通且第二功率开关器件(Q2)截止时，电磁极、第一功率开关器件(Q1)和第一二极管(D1)形成环路。
所述的功率开关器件为IGBT或N沟道MOSFET管；所述的功率开关器件的第二端是指IGBT或N沟道MOSFET管的G极；所述的功率开关器件的第一端是指IGBT的C极或N沟道MOSFET管的D极，所述的功率开关器件的第三端是指IGBT的E极或N沟道MOSFET管的S极。
实现方式用FGPA/CPLD、DSP软件或者数字电路；用于驱动主电路的驱动电路包括计数器(U1)、第一比较器(U2)、第二比较器(U3)、二输入端的与门和二输入端的或门；
计数器(U1)、第一比较器(U2)、第二比较器(U3)的时钟输入端均与主时钟信号Clk相接；
(1)计数器
计数器的使能信号端接使能信号En；第一比较器(U2)、第二比较器(U3)的第二输入端均接计数器的输出端Cnt；计数器的清零端接或门的输出端；或门的两个输入端分别接清零信号Clear和第二比较器(U3)的输出信号Carry；与门的两个输入端分别接使能信号En和第二比较器(U3)的输出信号Carry；与门的输出信号为状态机驱动标志信号Eno；
(2)第一比较器
第一比较器的第一输入端接Pw信号，Pw信号的值为一个PWM周期内的高电平所对应的系统时钟数；状态机负责控制PWM，状态机受控于计数器、定时器，均可通过FPGA程序实现或普通的数字电子电路实现；第一比较器的输出信号为状态转移标志信号Sw；
(3)第二比较器
第二比较器的第一输入端接Period信号，Period信号的值为一个PWM周期内的系统时钟周期数，第一比较器当Pw＞Cnt时输出Sw＝1，反之输出Sw＝0；第二比较器当Cnt＜Period时输出Carry＝0，反之Carry＝1。
电磁极还包括一个空闲状态模式(Idle)；各状态模式切换过程如下：
空闲状态：电磁极初始化状态，HIN、LIN保持上一个状态的值或初始化状态的值，第一功率开关器件(Q1)和第二功率开关器件(Q2)保持上一个状态，当Eno＝1时转移到PP状态；
PP状态：输入为Sw，输出HIN＝1，LIN＝I(1表示高电平，0表示低电平)，此时第一功率开关器件(Q1)和第二功率开关器件(Q2)同时导通，当Sw＝1时发生状态转移，下一个状态依据切换标志位Flag确定，Flag＝1则下一个状态为NP状态，同时将Flag置0；当Flag＝0，则下一个状态为PN状态，同时将Flag置1；flag的初值由人为设定，如0或1；
NP状态：状态输出HIN＝0，LIN＝1，此时第一功率开关器件(Q1)截止，第二功率开关器件(Q2)导通，电磁极(EMP)电流经第一二极管(D1)续流，下一个状态是空闲状态；
PN状态：状态输出HIN＝1，LIN＝0，第一功率开关器件(Q1)导通，第二功率开关器件(Q2)截止，电磁极电流经第二二极管(D2)续流，下一个状态是空闲状态。
母线电压范围为24V-260V之间，PWM频率范围在10kHz-100kHz之间，PWM占空比在20％-90％之间。
EMP驱动控制驱动电路如图12所示，En为低电平时，磁轴承处于停止状态，当En＝1时，使能状态机，实施方式如下：
Clk是系统时钟信号，计数器U1、比较器U2、比较器U3和状态机受Clk时钟同步驱动，其周期用Tc来表示，En为高电平时，计数器U1在Clk上升沿正向计数，计数器的输出为Cnt。
Period值控制的是PWM周期，其值为一个PWM周期内的系统时钟周期数，PWM周期时间间隔Tpwm＝Period×Tc。
Pw值控制的是PWM脉宽，其值为一个PWM周期内高电平所对应的系统时钟周期数，PWM周期时间间隔Tw＝Pw×Tc，调整Pw值即可控制PWM波形的占空比，占空比等于Pw/Period。
计数器U1是一个计数器，En＝0时计数器不计数；En＝1时，对系统时钟脉冲计数，并输出计数值Cnt。
U2为比较器，当Cnt值与Period相等时输出Carry信号，并将计数器清零。Carry信号与En信号同时为高电平时Eno＝1，Eno标志位驱动状态机从Idle状态进入PWM状态机循环。
U3是比较器，当Cnt值与Pw值相等时，产生状态转移标志信号Sw，状态机依据Flag标志位，依照图8所示的准则交替选择PN或NP状态为下一个状态。
PWM控制状态机见图13，状态有4个状态：IDLE、PP、PN、NP；
IDLE状态：磁轴承初始化状态，此状态中状态输出HIN、LIN保持上一个状态的值或初始化状态的值，Q1、Q2状态保持上一个状态的值，当Eno＝1时状态转移到PP。
PP状态：输入为Sw，输出HIN＝1，LIN＝1，此时Q1、Q2同时导通，直流母线电压VDD经Q1、EMP、Q2通道，为电磁极EMP提供驱动电流，EMP驱动电流i如图7，当Sw＝1时发生状态转移，下一个状态依据标志位Flag，Flag＝1则下一个状态为NP，同时将Flag置0；当Flag＝0，则下一个状态为PN，同时将Flag置1；
NP状态：状态输出HIN＝0，LIN＝1，此时Q1截止、Q2导通，电磁极EMP电流经D1续流，EMP驱动电流i流向如图9所示，状态机下一个状态是Idle；
PN状态：状态输出HIN＝1，LIN＝0，Q1导通、Q2截止，电磁极EMP电流经D2续流，EMP驱动电流i流向如图8所示，状态机下一个状态是Idle。
状态机的控制过程为，当En使能时，PWM状态机将按图10的方式进行状态转换，产生的PWM波形如图11所示，实验测得的电压波形参见图14，驱动电流波形见图15。

Claims (6)

1.一种基于双桥结构的磁悬浮轴承电磁极磁力控制电路，其特征在于，采用双桥结构的主电路，所述的主电路包括2个功率开关器件和2个二极管：第一功率开关器件(Q1)、第二功率开关器件(Q2)、第一二极管(D1)和第二二极管(D2)；
第一功率开关器件与第二二极管组成第一桥臂，第二功率开关器件和第一二极管组成第二桥臂；
所述的第一桥臂中，第一功率开关器件(Q1)的第一端接直流电源正极(VDD)；第一功率开关器件的第二端为控制端，接控制信号HIN，第一功率开关器件的第三端接第二二极管的负极和电磁极的第一端；第二二极管的正极接地；
所述的第二桥臂中，第二功率开关器件(Q2)的第一端和第一二极管(D1)的正极接电磁极的第二端；第一二极管的负极接直流电源正极(VDD)；第二功率开关器件的第二端为控制端，接控制信号LIN，第二功率开关器件第三端接地；
依据功率开关器件的导通和截止状态，电磁极工作在以下模式：
(1)PP状态：
当第一功率开关器件(Q1)和第二功率开关器件(Q2)均导通时，电流由直流电源正极(VDD)依次经第一功率开关器件(Q1)、电磁极和第二功率开关器件(Q2)到达接地端；
(2)NP状态：
当第一功率开关器件(Q1)截止且第二功率开关器件(Q2)导通时，电磁极、第二功率开关器件(Q2)和第二二极管(D2)形成环路；
(3)PN状态：
当第一功率开关器件(Q1)导通且第二功率开关器件(Q2)截止时，电磁极、第一功率开关器件(Q1)和第一二极管(D1)形成环路。
2.根据权利要求1所述的基于双桥结构的磁悬浮轴承电磁极磁力控制电路，其特征在于，
所述的功率开关器件为IGBT或N沟道MOSFET管；所述的功率开关器件的第二端是指IGBT或N沟道MOSFET管的G极；所述的功率开关器件的第一端是指IGBT的C极或N沟道MOSFET管的D极，所述的功率开关器件的第三端是指IGBT的E极或N沟道MOSFET管的S极。
3.根据权利要求1或2所述的基于双桥结构的磁悬浮轴承电磁极磁力控制电路，其特征在于，用于驱动主电路的驱动电路包括计数器(U1)、第一比较器(U2)、第二比较器(U3)、二输入端的与门和二输入端的或门；
计数器(U1)、第一比较器(U2)、第二比较器(U3)的时钟输入端均与主时钟信号Clk相接；
(1)计数器的使能信号端接使能信号En；第一比较器(U2)、第二比较器(U3)的第二输入端均接计数器的输出端Cnt；计数器的清零端接或门的输出端；或门的两个输入端分别接清零信号Clear和第二比较器(U3)的输出信号Carry；与门的两个输入端分别接使能信号En和第二比较器(U3)的输出信号Carry；与门的输出信号为状态机驱动标志信号Eno；
(2)第一比较器的第一输入端接Pw信号，Pw信号的值为一个PWM周期内的高电平所对应的系统时钟数；第一比较器的输出信号为状态转移标志信号Sw；
(3)第二比较器的第一输入端接Period信号，Period信号的值为一个PWM周期内的系统时钟周期数，第一比较器当Pw＞Cnt时输出Sw＝1，反之输出Sw＝0；第二比较器当Cnt＜Period时输出Carry＝0，反之Carry＝1。
4.根据权利要求3所述的基于双桥结构的磁悬浮轴承电磁极磁力控制电路，其特征在于，电磁极还包括一个空闲状态模式(Idle)；各状态模式切换过程如下：
空闲状态：电磁极初始化状态，HIN、LIN保持上一个状态的值或初始化状态的值，第一功率开关器件(Q1)和第二功率开关器件(Q2)保持上一个状态，当Eno＝1时转移到PP状态；
PP状态：输入为Sw，输出HIN＝1，LIN＝1(1表示高电平，0表示低电平)，此时第一功率开关器件(Q1)和第二功率开关器件(Q2)同时导通，当Sw＝1时发生状态转移，下一个状态依据切换标志位Flag确定，Flag＝1则下一个状态为NP状态，同时将Flag置0；当Flag＝0，则下一个状态为PN状态，同时将Flag置1；
NP状态：状态输出HIN＝0，LIN＝1，此时第一功率开关器件(Q1)截止，第二功率开关器件(Q2)导通，电磁极(EMP)电流经第一二极管(D1)续流，下一个状态是空闲状态；
PN状态：状态输出HIN＝1，LIN＝0，第一功率开关器件(Q1)导通，第二功率开关器件(Q2)截止，电磁极电流经第二二极管(D2)续流，下一个状态是空闲状态。
5.根据权利要求3所述的基于双桥结构的磁悬浮轴承电磁极磁力控制电路，其特征在于，母线电压范围为24V-260V之间，PWM频率范围在10kHz-100kHz之间，PWM占空比在20％-90％之间。
6.根据权利要求3所述的基于双桥结构的磁悬浮轴承电磁极磁力控制电路，其特征在于，驱动电路采用FGPA/CPLD、DSP、单片机或者由分立器件构成的数字电子电路实现。
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