CN105850089B - 检测ofdm帧内的窄带测距信号 - Google Patents

检测ofdm帧内的窄带测距信号 Download PDF

Info

Publication number
CN105850089B
CN105850089B CN201480064821.XA CN201480064821A CN105850089B CN 105850089 B CN105850089 B CN 105850089B CN 201480064821 A CN201480064821 A CN 201480064821A CN 105850089 B CN105850089 B CN 105850089B
Authority
CN
China
Prior art keywords
symbol
ofdm
distance measuring
measuring signal
value
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN201480064821.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN105850089A (zh
Inventor
金航
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Cisco Technology Inc
Original Assignee
Cisco Technology Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Cisco Technology Inc filed Critical Cisco Technology Inc
Publication of CN105850089A publication Critical patent/CN105850089A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN105850089B publication Critical patent/CN105850089B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W56/00—Synchronisation arrangements
    • H04W56/0055—Synchronisation arrangements determining timing error of reception due to propagation delay
    • H04W56/006—Synchronisation arrangements determining timing error of reception due to propagation delay using known positions of transmitter and receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation
    • H04L27/2663—Coarse synchronisation, e.g. by correlation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2669—Details of algorithms characterised by the domain of operation
    • H04L27/2672—Frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H04L27/2675—Pilot or known symbols
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2681—Details of algorithms characterised by constraints
    • H04L27/2688—Resistance to perturbation, e.g. noise, interference or fading
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2692—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with preamble design, i.e. with negotiation of the synchronisation sequence with transmitter or sequence linked to the algorithm used at the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W56/00—Synchronisation arrangements
    • H04W56/0055—Synchronisation arrangements determining timing error of reception due to propagation delay
    • H04W56/0065—Synchronisation arrangements determining timing error of reception due to propagation delay using measurement of signal travel time

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

在使用OFDM的DOCSIS系统中，包括被重复的伪随机比特序列(PRBS)的标准化的初始测距区域的获取被提出用于确定传播时间，即计时偏移。该方法表明使用具有符号内计时偏移补偿的计时偏移假设的频域相关性，以及最大化所述相关性的计时偏移假设的选择。所述方法适应DOCSIS测距信号的特性，该DOCSIS测距信号利用所谓的双生符号、该PRBS的符号/子载波映射以及在初始测距区域内所述PRBS的三次重复以用于提高计时偏移检测的准确性。

Description

检测OFDM帧内的窄带测距信号
技术领域
本公开一般地涉及当使用射频子载波的较小子集在正交频分复用(OFDM)帧中传送测距信号时，检测窄带测距信号。
背景技术
许多通信系统，例如，长期演进(LTE)、基于电缆上数据服务接口规范(DOCSIS)的系统等，部署中央网络接入点(比如基站)来服务若干用户或客户端设备。这些系统可以部署测距信号来检测基站和各个客户端设备之间的距离(或信道响应)。基站和客户端设备之间的范围或距离的知识提高了通信系统中的效率。例如，距离的知识允许基站和客户端设备二者将它们的传送功率调节至更优水平。在另一示例中，用户设备部署传送计时偏移以使得它们的传送在预定时间到达它们的服务基站，或以其它方式同步针对基站资源效率的数据通信，这一点是可期望的。
附图说明
图1为根据本文所提出的技术的部署窄带OFDM测距信号检测的示例电缆分布系统。
图2为具有电缆调制解调器端接系统(CMTS)的图1的系统内的示例集线器，该电缆调制解调器端接系统被配置为部署窄带OFDM测距信号检测。
图3为根据涉及可用于上行流通信的子载波的全部集合的子载波的窄带子集和持续时间，描述测距区域的二维图的示例图示。
图4为可以被电缆调制解调器传送以使得CMTS根据本文所提出的技术建立计时偏移的双生符号的示例框图。
图5为快速傅里叶变换(FFT)网格的示例框图，在该网格中，被传送的双生符号根据本文所提出的技术被表述性地重叠在FFT网格点上。
图6为描述在所接收的双生符号在CMTS处被处理用于在计算计时偏移的使用之后，针对相关性峰值的数据点。
图7为用于使用图6中所示的数据点计算计时偏移的示例过程性流程图。
图8为用于根据本文所提及的技术，使用窄带OFDM测距信号计算计时偏移的示例一般化过程性流程图。
图9A、9B、9C和9D描述了模拟结果，并表述实际计时偏移和根据本文所描述的技术所检测的偏移之间的关系。
具体实施方式
概述
技术在本文中被提及用于第一设备，该第一设备被配置为与数字通信系统中的第二设备通信。第一设备从第二设备接收正交频分复用(OFDM)测距信号，这里该OFDM测距信号包括若干OFDM符号，该OFDM符号编码可用时隙的子集和可用的OFDM通信子载波的子集内的已知比特序列。该OFDM测距符号被分析以确定由于信号在第一设备和第二设备之间于通信信道上移动的时间的针对该第二设备的计时偏移。信息从第一设备被传送至第二设备，该信息包括被配置为指示该计时偏移的信息。
示例实施例
DOCSIS为用于从集线器或头端设施(HEF)向用户端的电缆调制解调器(CM)发送数字化视频和数据的通信协议。数字化视频为从集线器向电缆调制解调器的单向或下行流应用(例如，电视节目)，虽然数据服务为双向(下行流和上行流)应用，例如，互联网协议(IP)网络浏览或IP电话。对于下行流传送，数字化视频和数据均可以在传送之前，使用DOCSIS和运动图像专家组(MPEG)协议被封装。对于电缆调制解调器操作，CMTS通常在HEF或集线器中被部署，该HEF或集线器被配置为管理和支持针对若干CM的编程和互联网服务。
通过OFDM技术，DOCSIS版本3.1在现有的DOCSIS协议标准和被部署的系统上扩展。OFDM涉及将给定的频率空间分割为若干正交的子载波。例如，在电缆系统中，视频和数据可以在单个或多个(被结合)物理信道(比如用于下行流传送的6-8MHz宽的正交幅度调制(QAM)信道)上被传送。上行流传送可以使用相同或不同的RF传送方案。OFDM将该RF空间细分为若干子载波，每一个子载波包括该频谱的小部分。例如，子载波可以包括25或50千赫兹(kHz)的射频(RF)带宽。每一个子载波关于其它子载波被正交调制以使得可以在6MHz的RF信道上使用数十或数百个子载波，同时限制子载波间的干扰。通过示例的方式，6MHz的物理信道可以被分为宽为25KHz的子载波，这得到240个可能的子载波(6MHz/25kHz＝240个可用的子载波)。
在一些通信系统中，中央接入点(比如基站或CMTS)服务若干卫星或用户设备，比如蜂窝电话或电缆调制解调器。为了提高通信效率和降低干扰，使用户设备调整它们的传送计时以使得它们的传送在指定时间或时隙到达该中央接入点，而非使该中央接入点针对数百个用户设备来调整计时，这一点可以是有益的。为了在该中央接入点处同步所接收的传送，用户传送测距信号以针对它们的传送确定计时提前(TA)或计时偏移(TO)。该计时偏移针对涉及物理传送距离和其它通信信道条件的传播延迟进行补偿。从该中央接入点的用户距离或范围与从该用户设备的传送到达该中央接入点所花费的时间成比例。换言之，当传送以接近光速或光速的一小部分传输时，从信号被传送的时间到该传送被接收的时间之间存在可测量的延迟。
在电缆系统中，物理介质(比如混合纤维同轴电缆)在CMTS和被服务的CM之间的上行流和下行流传送中共享。电缆系统一般部署单独的上行流和下行流RF频谱。传送延迟与从CMTS至CM的距离成比例，反之亦然，以及由用于HFC上的传送的实际频率所生成的任何延迟。由于每例如数百个CM仅存在一个CMTS，确定CM和它服务的CMTS之间的距离时有益的，以使得上行流和下行流传送的计时被使得接近于关于该CMTS的常量，同时传送计时被每一个通信的CM调整。
在系统中部署OFDM提出了当整个OFDM RF带宽(例如，宽带测距信号)可用于测距信号时不存在的挑战，针对给定设备用于确定计时偏移，该系统限定了测距信号频谱为可用的OFDM子载波的子集和可用时隙的子集(即，窄带测距信号)。一个这样的系统为电缆电视系统，并且为了在电缆系统中表述窄带测距，现在参考图1。在图1中，针对DOCSIS部署基于OFDM的窄带测距的示例电缆系统或网络100被示出。具体地，系统100包括头端设施(HEF)110、网络115、若干集线器130(1)-130(m)、以及若干电缆调制解调器(CM)150(1)-150(n)，CM 150(1)驻留在客户端190中。集线器130(2)安置被配置为实施DOCSIS测距过程800的CMTS 120。
HEF 110连接至各种用于提供媒介内容(例如，电影、电视频道等)的内容提供方140。该媒介内容被HEF 110经由网络115(例如，同步光网络(SONET)、同步数字分层(SDH)网、IP网)分发至集线器130。该内容还以传统的数字视频或IP电视服务的形式，被集线器130分发至若干CM 150(1)-150(n)。
集线器130(1)-130(m)的每一个还可以连接至互联网180和公共交换电话网(PSTN)185(经由HEF 110)用于提供互联网和电话服务(例如，去往用户端190和来自用户端190)。媒介内容还可以被内容提供方140经由互联网180分发。其它集线器130(1)-130(m)的每一个还可以具有实施DOCSIS测距过程800的CMTS。DOCSIS测距过程800将通过具体示例的方式，关于图2-7以及更一般地关于图8被描述。简而言之，DOCSIS测距过程800允许CMTS针对给定CM，基于该CM的上行流窄带测距信号来确定计时偏移。该计时偏移被向回转播至该CM，使该CM调整传送计时。
CM 150(1)-150(n)作为电缆网络和家庭网络(未示出)之间的桥用于提供数据服务(例如，互联网、电话、IP电视服务等)。在本公开的环境中，CM 150(1)可以为DOCSIS/EuroDOCSIS兼容的(版本3.1或更高版本)。DOCSIS 3.1利用OFDM技术来增加服务提供方的灵活性和RF频谱效率。应当理解，遍及系统100的其它CM可以不是DOCSIS 3.1兼容的。
现在参考图2，系统100的一部分被详细示出。在该示例中，用户端190还安置耦接至CM 150(1)和电视(TV)293的机顶盒290。CM 150(1)还连接至局域网(LAN)297。LAN 297可以连接至其它有线/无线设备(例如，个人计算机(PC)或个人数字助理(PDA)等)，且可以服务为网关或接入点，通过该网关或接入点，另外的PC或用户设备具有对数据网络设施和互联网协议电视服务的路径。IP机顶盒290在IP上接收媒介内容，并解封装该媒介内容。IP机顶盒290还解密和解码该媒介内容以生成模拟视频(例如，复合视频、合成视频等)以及模拟音频，或者数字视频/音频(例如，数字视频接口(DVI)信号)用于传送至TV 293。
集线器130(2)还包括合成器280和分离器283。合成器280将各个模拟和数字信号合成用于经由光/电(O/E)节点286传送至用户端190。分离器283将来自O/E节点286的信号分离为各个组分。O/E节点286经由至集线器130(2)的光纤和经由同轴(同轴)电路传送至HFC网络中的用户端190。O/E节点286可以驻留在集线器130(2)和用户端190之间的任意位置，或替代地，同轴电缆可以将集线器130(2)连接至用户端190而不使用光纤。
CMTS 120被用于向各个用户提供高速数据服务，包括电缆互联网、IP上语音(VoIP)、以及IP电视服务。CMTS 120包括中央处理单元(CPU)或数据处理设备220以及用于实施如下所述的DOCSIS测距过程800的存储器单元230。CMTS 120还可以安置光载波单元240、以太网单元250、以及DOCSIS 3.1(或更高版本)单元270。存储器单元220存储数据和/或软件或处理器指令，该软件或处理器指令被执行以实行本文所描述的技术的操作，例如，用于实施DOCSIS测距过程800的测距功能。
数据处理设备为例如微处理器、微控制器、芯片上系统(SOC)、或其它固定或可编程逻辑。在本文中，数据处理设备220还仅被指代为处理器。存储器230可以为存储用于本文所描述的技术的数据或指令的随机访问存储器(RAM)或其它有形(非暂时性)存储器媒介的任何形式。存储器230可以是单独的或为处理器220的一部分。用于执行处理逻辑800的适龄可以被存储在存储器230中用于由处理器220执行，以使得当被处理器执行时，使该处理器施行本文关于图4所描述的操作。
处理器220的功能可以被有形的处理器或被编码有计算机可读(非暂时性)介质实施，或者被在一个或多个有形介质中编码的逻辑实施(例如，嵌入式逻辑，比如专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)指令、被处理器执行的软件等)，这里存储器230存储用于本文所描述的计算或功能的数据(和/或存储被执行以实行本文所描述的计算或操作的软件或处理器指令)。因此，DOCSIS测距过程800的功能可以利用固定逻辑或可编程逻辑(例如，被处理器或现场可编程门阵列(FPGA)执行的软件或计算机指令)实施。应当注意，CM(例如CM150(1))部署逻辑和/或指令用于生成上行流窄带测距信号。
单元220-270可以为具有嵌入式软件或固件的电路或线卡，单元插入公共底盘并在公共总线215(例如，外围组件互连(PCI)总线)上通信，或者单元220-270可以被任何传统的计算机系统或其它优选装备有处理器、存储器和/或外部通信设备(例如，调制解调器、网卡等)的计算机系统实施。
用于单元220-270的固件或软件可以在本地或远程使用各种网络组件来升级。另外，用于本发明的实施例(例如，用于DOCSIS测距过程800)的固件可以在可记录介质(例如，磁、光、软盘、DVD、CD等)上可用，或者为从源经由通信介质(例如，网络、WAN、LAN、内部网、互联网、文件传输协议(FTP)服务器等)的可下载形式。
光载波单元240可以使用各种SONET、SDH、或其它协议(比如OC-48或OC-192(在美国和加拿大)、以及STM-16或STM-64(在美国和加拿大以外))之一，在网络115上与HEF 110或互联网180通信。以太网单元250使能与本地网络组件(未示出)的通信。DOCSIS单元270为到CM 150(1)的CMTS 210接口，该CMTS接口用于在CMTS 210和IP机顶盒290与LAN 297之间的经由CM 150(1)的被传递的数字数据信号。系统100中的任何集线器可以包括被提供以实施DOCSIS测距过程800的CMTS，且可以以类似于集线器130(2)的方式被配置。CMTS120和CM150(1)之间的通信链中的组件可以影响上行流和下行流传送二者的传播时间，以及作为结果，影响针对CM 150(1)的计时偏移。
参考图3，二维图300的示例图示被示出，该图示表述了根据涉及用于上行流传送的子载波的集合的持续时间和窄带子集的测距区域。图300描述了沿着垂直频率轴31的子载波和沿着水平时间轴32的持续时间(二者均以微型时隙的形式)的广泛表示。对于上行流的流量，该CMTS发送微型时隙分配分组(MAP)，该MAP定义了以后的时隙(微型时隙)如何可以用于从CM到宿主CMTS的上行流(上行链路)传送。一般地，微型时隙代表一段时间，时隙，用于从CM向CMTS在每个最小间隙的基础上传送各种信息，比如用于传送测距消息、数据、或其它保持和控制信息。
在该环境中，微型时隙包括若干OFDM子载波(例如，沿着频率轴31的8或16个子载波)和对应于在该微型时隙中可用的若干符号的预定时序时间(例如，数十个符号)。每个最小间隙的子载波的数量可以变化超过8或16，或包括8或16之间任何数量的子载波。每个符号的可传送位的数量取决于从该CM到该CMTS被部署的上行流调制方案。图3还描述了最小间隙数据类型的简单子集。例如，上行流数据可以通过最小间隙的方式被传送且包括图3中所描述的最小间隙数据类型的大部分，如参考数字34所表示的，该最小间隙被分配用于数据。另外，初始的测距竞争区域33可以分配若干沿着频率轴31的最小间隙36以及如沿着实践中32所表示的预定的时间段，例如，如图3中所表示的1.6毫秒(ms)初始测距持续时间。实际的测距区域33参数(例如，微型时隙子载波的数量和持续时间)是可由该CMTS配置的，或可由该CMTS重配置的，如果初始被CM的配置文件如下文中所描述的提供。
如图3中所示，并非在轴31上所示的所有子载波用于初始的测距区域33。在这点上，涉及可用子载波的总数的初始测距子载波的相对“窄”或小数额可以在本文中被称为窄带测距子载波或信号。一旦执行初始测距，测距保持可以被单播微型时隙35获得。单播微型时隙35可以用于在初始之后确认、调整、或监控测距(例如，大致的测距)已被执行。应当理解，图3不是按比例绘制，且图3中所描述的微型时隙不限于所示的数量或范围。微型时隙之间的任何空间间隔被插入以简化表述，且不必然表示时间和/或频率中的间隔。
当CM在线到达时(比如当用户或顾客首次对该CM加电时)，通常执行初始测距。当加电时，该CM通常将执行加电自检或自测试。一旦自测试完成，该CM可以或者试图建立与CMTS的通信和/或如果之前被配置，那么该CM可以试图从指定服务器(比如普通文件传输协议(TFTP)服务器)下载它的配置文件。该CM配置文件定义了针对该CM的操作参数。DOCSIS指定了该CM配置文件内的类型、长度、值(TLV)参数。例如，TLV可以定义针对用于该CM的上行流服务流的配置，且被与上行流服务流(比如最大流率、流参考数、服务类型的质量等)相关的若干参数(sub-TLV)跟随。当该CM读取它的配置文件时，它可以根据制定上行流服务流参数的TLV，初始地配置它的上行流服务流。该配置文件可以建立初始通信频率和包括初始测距区域参数的参数。
在起始，CM不了解它的相关计时，且可能未接收MAP消息。为了与服务的(服务的)CMTS同步，该CM可以聆听下行流流量或以其它方式确定测距区域以获得与该CMTS的同步。由于该CM的上行流流量在该服务的CMTS处未同步，本文所提供的技术提供了用于该CMTS确定给定的CM的计时偏移的机制，并将该计时偏移发送至该CM以使得该CM同步它的用于到达该CMTS的上行流传送。应当注意，每个CM示图将它的时钟与该CMTS的时钟同步，以基于如以上所描述的传播延迟来将微型时隙传送计时提前。
转到图4，示例图示被提供，该图示示出了可以被CM传送的符号以使得CMTS根据本文所提出的技术建立计时偏移。在该示例中，如在参考数字45所一般描述的，两个连续和相同的符号40被传送。该两个被连续传送的符号40在本文中被称为“双生”符号。通常，在OFDM系统中，符号连同在先前缀(CP)被传送，且传送可以被保护间隔、时间段或时间(GT)分离。该CP或GT提供了限制内部符号和/或多路径干扰(在许多通信系统中)的机制，即，以限制经传送符号或其它数据之间的干扰。该CP还可以重发符号内被传送的信息以通过循环卷积的方式来降低之前提到的干扰。
在该示例中，使用中的OFDM系统传送了CP 41，其后被在符号之间传送的GT 42跟随。根据本文所描述的技术，CP 41和GT 42被重布置或移动以使得相同和连续的符号40(即，双生符号40)可以被连续传送。在从给定的CM传送至CMTS之前，如被实线方块表示的CP41和GT 42被移动至如被虚线方块表示的连续符号40的外侧部分。在重布置CP 41和GT 42之后，连续符号40如所示地一般出现于参考符号46，参考符号48表示该双生符号位置。因此，在传送期间，CP 41被传送，跟随以双生符号48，然后GT 42。
GT允许用户设备(例如CM)使用计时提前方案，提前传送上行流传送以使得至CMTS的上行流传送在CMTS的接收时隙或窗口内完成。迟到或早到的传送可能导致对邻近的CM通信的干扰、对随后的数据帧的干扰、或者可能在CMTS处是不可检测的且可能丢失。对于给定的CM，从CMTS到CM的距离越大，所需调整的计时提前越大。
现在参考图5，快速傅里叶变化(FFT)网格500被表述包括符号，例如，被CMTS接收和处理。例如，在数字传送系统中，所接收的符号通常通过模数转换和随后的FFT处理的方式处理。FFT处理生成FFT“网格点”55。在该示例中，所示出用于FFT网格点55的1.6ms的持续时间对应于针对如图3中所表示的测距区域33的1.6ms的初始测距持续时间。初始测距双生符号48以附加形式被关于网格点55示出。
由于双生符号48包括至少两个相同的符号，双生符号48具有可与两个符号相比较的时间宽度或持续时间，因此，双生符号48与单个符号网格点55重叠(或在级联以形成双生符号48以前，与图4中所示的单个符号40重叠)。FFT网格点55中的空间间隔被提供用于简化图5中的表述。上述符号配置保证双生符号48的至少一部分完全与单个完整的符号(即，单独的、单个的、或非连接的符号)时间段重叠。在图5的示例中，初始的测距双生符号48不与FFT网格点55对齐。双生符号的非对齐或非重叠区域的量的持续时间在参考符号56处被表示。区域56为双生符号应当被调整或偏移以实现在接收端处双生符号与FFT网格点55对齐的时间量。因此，非重叠区域56的持续时间与计时偏移成比例。本文所描述的技术考虑了从区域56将被技术的计时偏移。因此，至少根据持续时间，双生符号48允许所接收符号中的计时偏移的完全解决。换言之，由于双生符号与至少一个符号重叠，双生符号的范围允许利用至少一个符号的解决来解决计时偏移。
传送未经同步的双生符号可以导致与其它符号在时间和频率上的干扰。为了最小化干扰，可以使用若干技术。首先，测距信号可以利用低功率被传送，因此降低了信号频率流出，即，进入邻近子载波。测距信号功率水平越低，与邻近的数据流量的干扰越低。另一技术使传送初始的测距信号内的已知比特序列。一个这样的比特序列可以包括伪随机比特序列(PRBS)。为了在接收端处简化PRBS检测，初始的测距信号PRBS可以利用二进制相移键控(BPSK)调制。
如以上所描述的，每一个符号被沿着时间(或在时间上)重复，且CP和具有与CP相同长度的GT被附加至双生符号的前端和后端。按照与普通数据相同的映射规则，双生符号被映射到OFDM符号子载波网格上。唯一的区别在于利用两个符号的单元来执行映射，即，双生符号映射。双生符号映射指向在图5中被表述为覆盖在网格点55上。如以上所描述的，双生符号结构允许CMTS获取完整的符号，不管初始的测距信号的时间偏移，因此CMTS可以调整计时偏移以补偿传播延迟，以使得在预期的微型时隙期间，来自CM的以后的数据传送到达CMTS。
在电缆系统的环境中，初始的测距信号应当较低，例如，信噪比(SNR)＜0dB。CMTS可以被配置以检测初始的测距信号在噪底(noise floor)之上的时间偏移和功率。窄带测距信号被用于降低初始测距的开销，并且一个或两个微型时隙被分配用于初始测距区域。在这点上，用于确定计时偏移的计时准确性与信号频率带宽(即，被分配用于初始测距的子载波的数量)成反比。
例如，利用25kHz子载波的8个子载波的微型时隙得到测距信号带宽200kHz(8*25)。在正常的操作条件下，200kHz带宽得到5us时间分辨率，由于大部分CP长度为几us(微秒)，该时间分辨率可能对于OFDM操作过于粗糙。然而，本文所描述的技术(例如，双生符号，PRBS比特等)使能使用该窄带信号的计时检测。当PRBS比特利用两个相同(双生)符号被映射时，时间偏移具有最大值为一个符号的不确定性。换言之，在最大值期间、边界、或者完全的计时偏移条件下，双生符号可以与两个完整的符号重叠。即使如此，当条件少于边界限制时，符号不确定性仍然维持。计时偏移可以与两个不同的符号FFT网格点相关，这导致两个可能的计时偏移，并且因此，准确的偏移可能仍然必须要被确定。换言之，图5中所示的间隔56可以与连续的网格点55中的双生符号重叠的比例成正相关或负相关。如果间隔与第一网格点成正相关，那么它与同样被该双生符号重叠的邻近网格点成负相关，反之亦然。因此，本文提供技术以降低或消除通过使用双生符号而导致的一个符号时间的不确定性。符号不确定性的解决在以下连同图6和图7被描述。
简言之，本文所描述的是若干通过提高SNR改进、相位旋转监测、以及符号不确定性的解决来提高测距信号监测的技术。对于SNR改进，上行流信道条件一般沿时间(或在时间上)和同一子载波上维持静态以至少一段不影响SNR改进的时间。为了实现SNR改进，沿着时间轴所接收的符号将被在每一个子载波上相加以改进SNR。在测距符号的持续时间期间(例如，1.6ms)，复本符号在时间上被重复。当在通信系统中部署4kFFT时，考虑CP持续时间(2.5us)和其它最小计时限制，20us的符号持续时间生成和得到在1.6ms测距区域期间的72个符号时隙。
为了进一步说明，PRBS可以被定义为96比特，且该96比特可以跨过微型时隙的8个子载波分散，因此需要12个符号时隙(96/8＝12)。然而，由于双生符号被用于上行流测距符号，该12个符号时隙被乘以2得到24。因此最多，在未重叠测距区域的边界的1.6ms的测距区域持续时间期间，PRBS序列的3个连续集合可以被完全传送。因此，相同符号利用同一子载波传送，但是在多个时隙中。从这些复本相同符号所接收的信号被相加以改进SNR，换言之，以提高用于检测的噪音水平以上的信号。使用这些相加技术，SNR可以被近似地提高以10*log10(N)的因数，这里N为沿时间轴初始测距信号的长度。
另一技术是实施相位旋转检测，这里通过沿着频率轴的符号的相位旋转来检测时间偏移检测。换言之，子载波(例如，8个微型间隙子载波)(通过该子载波，上行流测距信号被传送)在名义上根据它们的传送频率被移相。本文所描述的技术提供了相位补偿以提高测距信号监测期间的准确性。
利用在OFDM映射和传送之前的下列用于PRBS的配置，相位旋转算法被说明：
当部署4k FFT配置时，符号持续时间20us；
2.5us的CP；
8个子载波的微型间隙和72个符号(1.6ms)的初始测距区域；以及
被表示为s，(s1，s2，...sN)的初始测距ORBS，N＝96比特；这里(s1，s2，...sN)可以被写成矩阵形式为si，j，这里i＝1，2，...8(子载波)且j＝1，2，...12符号时隙。
在于接收方处应用FFT之后，初始测距区域中的符号可以在矩阵形式中被表示为ri，j，这里跨越整个1.6ms测距区域，i为子载波索引i＝1，2，...8，且j为符号索引j＝1，2，...72。每个子载波基础上时间中的相关性可以被计算以提高所接收的信号强度：
子载波i＝1，2，...，8，j0为起始符号的索引以保证至少一个完整的24双生符号PRBS矩阵的接收，这里coｎｊ()为复共轭，且这里j0＝1，2，...，48，这里48＝72个符号-24个PRBS符号，因此保证至少一个完整的PRBS在测距区域内被获取。
存每个起始符号的基础上，沿着频率轴的相位旋转可以被计算为：
；phs_delta（j0)＝angle(b(j0))；这里coｎｊ()为复共轭，且这里phs_delta(j0)为沿着频率轴利用j0索引被检测的相位旋转。
对于每一个起始符号j0，phs_delta(j0)或angle(b(j0))被单独地与对应的符号和ai(j0)结合以获得SNR提高和相位补偿相关性峰值(cor_peak)信号。cor_peak可以被计算为：
这里，cor_peak(j0)为利用j0符号索引被检测的峰值，且exp()为指数函数。
一般而言，计时偏移(t_offset)可以被计算为：
t_offset(j0)＝j0×t_eff-phs_delta(j0)/2/π/sc；这里t_eff为有效符号持续时间，例如，20us+CP，且sc为子载波间隔，例如，具有4k FFT的50kHz。
从模拟的信号计算的相关性峰值(cor_peak)的值的示例性图示在图6中被示出为在参考数字600处所一般性描述的示图。示图600显示了沿着纵轴以dB形式的相关性值和横轴上的符号索引。符号索引指代扩月1.6ms测距区域或窗口可用的72个符号索引的每一个，例如，如以上的示例中所描述的。如图6中所示，近似于81dB的最大峰值的最大值发生于符号索引20，并被表示为(t0，a0)，这里t0包括20的索引值，且a0约等于81dB。
应当理解，由于被CM传送的初始促进信号未被同步(如图5中所示的间隙56所表示)，用于双生信号测量的实际信号峰值不必然与单个符号对齐，但是可以跨过两个或甚至三个符号。因此，强峰值还可以在邻近于峰值幅度符号(即，邻近于被表示为(t0，a0)的峰值符号)的符号中出现。这是图6中所示的情形，其中，峰值在符号索引21处发生，且被表示为(t2，a2)。对于相关性峰值(t0，a0)的最接近值发生于符号索引19，且被表示为(t1，a1)。然而，所接收的信号测量关于已知符号索引计时被执行，并且因此，最大峰值的任一侧的相关性峰值被检验以确定下一最接近的峰值。根据本文所公开的计时，t0、t1、和t2代表最接近于相关性峰值a0、a1、和a2的特定索引的被调度时隙之间的时差，以及由接收方测量的对应的相关性峰值的实际时机。因此，t0、t1、和t2涉及如图5中所示的参考数字56所指示的非重叠区域，但不必然与该非重叠区域相等。因此，t0、t1、和t2的值可以与特定的符号索引正相关或负相关。再一次地，非重叠区域56可以具有负的时间值。
由于传送信道效果、噪音和干扰可能影响给定的邻近相关性峰值的总体幅度，邻近峰值的值(比如a1和a2)可以相关。为了最小化这一不确定性，最高相关性峰值(例如a0)和邻近的相关性峰值被用于确定被部署用于初始测距的计时偏移。可以理解，在初始测距之后，后续的测距操作(比如单播符号测距)可以被部署以更好地调整计时偏移。
通过比较如以上所提及的序列相关性曲线上的峰值，计时偏移的不确定性(一个符号的偏移)被解决。使用邻近峰值幅度来计算及时偏移被关于图7来进一步描述。图7为表述可以使用若干峰值幅度(例如，在图6中所示的数据点中存在的a0、a1和a2)来计算计时偏移的计时偏移计算过程700的具体示例的进程性流程图。对于这一示例，abs()表示绝对值函数或操作，sign()表示正负号函数的操作，t_sym0为以us表示的符号持续时间，t_sym表示效果符号持续时间(t-sym0+cp_us)，i0为最大峰值的符号索引，以及t0为如图6中所示的最大峰值的时间。
过程700开始于705，在710，确定a1是否大于a2。如果a1不大于a2，过程700前进至735；否则过程700前进至715。在715，过程700确定a1是否大于a2-2。若否，过程700前进至755；否则过程700前进至720。在720，过程700确定abs(t0)大于符号持续时间t_sym0的一半(即0.5*t_sym0)。该一半符号提供了用于确定计时偏移计算关于一个符号索引或邻近的符号索引被更为方便地执行的确定点。如果否，在730，计时偏移(t_off)被计算为(i0-1)*t_sym+t0+cp_us。
换言之，计时偏移基于峰值a0之前的符号索引(i0-1)乘以有效的符号持续时间(t_off)以获得从测距区域的起始至之前符号的绝对时差。在该示例中，t_off的值将开始于索引19*22.5us(t_eff)。通过将在峰值符号索引20处被测量的时差t0和CP持续时间cp_us相加，t_off的值在730被进一步调整。在720，如果t0的绝对值不大于有效符号持续时间t_off的一般，在于730的计算性使用之前，t0在725被调整。在725，当t0的绝对值小于符号的一般是，通过符号持续时间t_sym0乘以t0的符号(t0的正号或负号)，函数sign()允许t0的值被调整。数学上，sign(t0)为+1或-1。
在735，在710被部署的技术的逆被执行。在735，确定a2是否大于a1。如果a2不大于a1，过程700前进至755；否则过程前进至740。如果在710和735所应用的逻辑均不为真，那么a1等于a2。因此，计时偏移t_off在755被计算为相关性峰值索引i0乘以有效符号持续时间t_sym，加上被测量的计时差别t0以完成计时偏移计算。在这点上，操作710和715的组合涉及确定a1是否大于a2以及充分地大于a0以保证a1为t_off的计算性基础，若否，应用在755的计算。
在735，当确定a2大于a1时，那么过程700前进至操作740、745、750，并最终前进至操作755。在操作740、745、750所执行的操作对应于如以上所描述的在715、720、725所执行的操作。因此，过程700提供了用于使用双生符号计算计时偏移的示例技术，并提供了关于经由窄带信号传送的测距信号的进一步优势。
现在参考图8，用于根据本文所提及的技术来使用窄带OFDM测距信号计算计时偏移的普遍性过程(前述的DOCSIS测距过程800)的流程图被描述。在810，在被配置为在数字通信系统中与第二设备(例如CM)通信的第一设备(比如CMTS)处，从第二设备接收OFDM测距信号。该OFDM测距信号包括若干编码已知比特序列(例如，在可用的OFDM子载波的子集和可用时隙的子集之内)的OFDM符号。该OFDM测距信号包括可用的OFDM通信子载波的子集和可用时隙的子集。在820，OFDM测距信号被分析以确定由于信号在第一设备和第二设备之间在通信信道上传送所必须的时间的第二设备的计时偏移。该OFDM测距信号可以使用以上连同图7所描述的示例技术而被分析。在830，信息从第一设备被传送至第二设备，该消息包括被配置为表示计时偏移的信息。
为了总结，已知的比特序列(例如PRBS)可以与OFDM测距信号中的符号相关联以确定符号索引，该符号索引表示用于代表OFDM测距信号中的比特序列的符号的起始位置或时隙。另外，可以在所接收的OFDM测距信号上执行变形(比如FFT)以生成符号值的矩阵，其中行被子载波索引选择，以及列被符号索引选择。对应于可用子载波的子集的每个子载波的子载波索引和对应于可用时隙的子集中的时隙的符号索引，以及符号值可以根据基于已知比特序列中比特的映射，并且对于子载波索引的每一个和给定数量的符号索引的每一个在矩阵中被映射。对已知比特序列中的比特值和矩阵中对应的经映射符号值的算术组合被执行(被相加)以生成若干求和。对于给定求和的求和值表示已知比特序列中的比特和在矩阵中被映射的符号值之间的相关性。因此，确定计时偏移涉及在若干求和中选择具有在已知比特序列中的比特和在矩阵中被映射的符号值之间的最高相关性的求和。相加可以涉及将每一个子载波索引基础上的算术组合相加以生成针对给定数量的符号索引的每一个的一组子载波求和。OFDM测距信号的分析可以涉及通过计算邻近子载波求和对的算术组合，计算邻近子载波之间的若干相位旋转，并将子载波之间的这些相位旋转相加以生成相位旋转。
OFDM测距信号可以包括若干OFDM符号的每一个的连续复本(例如，双生符号)，该若干OFDM符号的复本之间不具有保护时间或循环前缀。这保证在第一设备所接收的若干OFDM符号的每一个复本在被调度的单个符号接收时间段的持续时间内发生。所接收的双生符号可以导致关于被调度的符号接收的不确定性，并可以通过计算关于(涉及)可能的起始时隙(位置)的相关性峰值而被解决，对应于符号索引，关于该符号索引，由于在计时偏移调整之前的CM的初始上行流传送调度，相关性峰值发生。针对紧密于起始时隙之前和之后的符号索引被计算的相关性峰值的幅度可以被比较，并且计时偏移基于在起始时隙之前和之后的相关性峰值的比较而被调整。具体地，基于针对第一和第二相关性峰值的相关性峰值幅度的比较，调整值或数值被计算用于计时偏移，该相关性峰值与起始时隙相关。计时偏移然后根据该调整值被调整。
第一设备可以包括CMTS，第二设备可以包括CM，二者均根据电缆上数据服务接口规范(DOCSIS)在数字通信系统中操作。已知比特序列可以包括PRBS且根据BPSK方案被调制。测距信号可以在噪底以上功率阈值以下的功率水平上被传送，这最小化与同一传送介质上的其它传送由于未同步的测距信号的干扰。功率阈值可以被信号分析确定(根据经验，或使用其它已知技术)。测距信号可以包括若干OFDM符号的多个拷贝，并且每一个拷贝中的对应符号可以被相加以增加所接收的若干OFDM符号的信号强度。
图9A和9B分别描述了在位置90和92的模拟结果，该结果表示了本文所提供的技术在利用两个信道不同模型和段的PRBS序列(例如，长度为108比特)的低达-2dB的SNR是可操作的。图9C和9D分别描述了在参考数字94和96的峰值功率的位置，这分别对应于用于图9A和9B的位置90和92的信道模型。应当注意，通过使用9个子载波和对应的108比特(108＝9*12)的PRBS，在图9A、9B、9C和9D中所示的模拟结果被计算。大约+1/-1dB的功率准确性被达到，且由于仅一个微型时隙用于这些示例中的测距，任何功率变化一般是由于信道变化。
总而言之，方法被提供，其中被配置为与电子通讯系统中的第二设备通信的第一设备，从该第二设备接收正交频分复用(OFDM)测距信号，这里，该OFDM测距信号包括若干OFDM符号，该OFDM符号编码可用的OFDM子载波的子集和可用时隙的子集内的已知比特序列。该OFDM测距信号被分析以确定由于信号于通信信道上在第一设备和第二设备之间传送的时间，针对第二设备的计时偏移。消息被从第一设备传送至第二设备，该消息包括被配置为表示该计时偏移的信息。
以上描述仅意图通过示例的方式。可以在其中进行各种修改和结构上的改变，而不脱离本文所描述的概念的范畴，并且位于权利要求的等价的范畴和范围之内。

Claims (19)

1.一种方法，包括：
在被配置为与数字通信系统中的第二设备通信的第一设备处，从所述第二设备接收正交频分复用(OFDM)测距信号，其中，所述OFDM测距信号包括若干OFDM符号，所述OFDM符号编码可用的OFDM子载波的子集和可用时隙的子集内的已知比特序列，其中所述若干OFDM符号中的每一个在时间上被重复且在相应符号的连续复本之间没有保护时间或循环前缀，以确保在所述第一设备处接收的连续复本中的每一个与相应被调度的单个符号接收时间段的持续时间重叠；
基于所述若干OFDM符号的连续复本中的至少一个与相应重叠的被调度的单个符号接收时间段的持续时间的对齐来分析所述OFDM测距信号以确定由于信号于通信信道上在所述第一设备和第二设备之间传送的时间，针对第二设备的计时偏移；以及
从所述第一设备传送消息至所述第二设备，所述消息包括被配置为表示所述计时偏移的信息。
2.如权利要求1所述的方法，还包括将所述已知比特序列与所述OFDM测距信号中的符号相关联以确定符号索引，所述符号索引表示代表所述OFDM测距信号中的上述比特序列的符号的起始时隙。
3.如权利要求2所述的方法，还包括：
执行所接收的OFDM测距信号上的变形以生成符号值的矩阵，其中行为子载波索引，列为符号索引，其中所述子载波索引对应于可用子载波的子集的单个子载波，所述符号索引对应于可用时隙的子集中的时隙；并且其中所述符号值根据基于所述已知比特序列中的比特，被映射在所述矩阵中；以及
对于所述子载波索引的每一个和对于预定数量的符号索引的第一加和，所述第一加和将所述已知比特序列中的比特值和所述矩阵中对应的被映射的符号值相加，以生成对应于所述预定数量的符号索引的若干求和，其中对于给定求和的求和值表示所述已知比特序列中的比特和在所述矩阵中被映射的符号值之间的相关性，以及其中分析所述OFDM测距信号以确定所述计时偏移包括在所述若干求和中选择求和，所述求和具有在所述已知比特序列中的比特和在所述矩阵中被映射的符号值之间最高的相关性。
4.如权利要求3所述的方法，还包括：
第二加和，所述第二加和将针对在每一个子载波索引基础上的邻近符号索引的求和对的算术组合相加以生成对于所述预定数量的符号索引的每一个的子载波求和；
对于所述子载波求和的每一个，计算相位旋转；以及
其中相关联包括第三加和，所述第三加和对于每一个被计算的相位旋转，将给定相位旋转的算术组合和对应的求和相加，以生成针对所述预定子载波索引的每一个的相关性峰值，其中每一个相关性峰值为已针对对应的相位旋转被调整的求和。
5.如权利要求4所述的方法，其中分析包括将具有最高相关性幅度的相关性峰值选择为起始时隙，并且还包括通过选择具有符号索引紧密于所述时隙之前和之后的第一和第二相关性峰值，解决由所述被连续接收的复本产生的关于所述起始时隙的任何不确定性。
6.如权利要求5所述的方法，其中分析还包括：
将针对所述第一和第二相关性峰值的相关性峰值的幅度与和所述起始时隙相关的相关性峰值比较；
基于所述比较，计算对所述计时偏移的调整；以及
根据所述调整，调整所述计时偏移。
7.如权利要求1所述的方法，其中所述第一设备包括电缆调制解调器终止系统，且所述第二设备包括电缆调制解调器，二者根据电缆上数据服务接口规范(DOCSIS)在所述数字通信系统中操作。
8.如权利要求1所述的方法，其中所述已知比特序列包括伪随机比特序列，并且其中所述已知比特序列根据二进制相移键控方案被调制。
9.如权利要求1所述的方法，其中所述测距信号以噪底之上功率阈值以下的功率水平被传送，所述功率水平最小化由于未经同步的测距信号在同一传送介质上与其它传送的干扰。
10.如权利要求1所述的方法，其中所述测距信号包括所述若干OFDM符号的多个拷贝，并且还包括将每一个拷贝中的对应符号相加以增加所接收的若干OFDM符号的信号强度。
11.一种装置，包括：
网络接口单元，被配置为在通信信道上接收和传送信号；以及
处理器，被耦接至所述网络接口单元，并且被配置为：
从客户端设备接收正交频分复用(OFDM)测距信号，其中，所述OFDM测距信号包括若干OFDM符号，所述OFDM符号编码可用的OFDM子载波的子集和可用时隙的子集内的已知比特序列，其中所述若干OFDM符号中的每一个在时间上被重复且在相应符号的连续复本之间没有保护时间或循环前缀，以确保在所述装置处接收的连续复本中的每一个与相应被调度的单个符号接收时间段的持续时间重叠；
基于所述若干OFDM符号的连续复本中的至少一个与相应重叠的被调度的单个符号接收时间段的持续时间的对齐来分析所述OFDM测距信号以确定由于信号于通信信道上在所述装置和所述客户端设备之间传送的时间，针对所述客户端设备的计时偏移；以及
生成将被传送至所述客户端设备的消息，所述消息包括被配置为表示所述计时偏移的信息。
12.如权利要求11所述的装置，其中所述处理器还被配置为将所述已知比特序列与所述OFDM测距信号中的符号相关联以确定符号索引，所述符号索引表示代表所述OFDM测距信号中的上述比特序列的符号的起始时隙。
13.如权利要求12所述的装置，其中所述处理器还被配置为执行下述操作：
执行所接收的OFDM测距信号上的变形以生成符号值的矩阵，其中行为子载波索引，列为符号索引，其中所述子载波索引对应于可用子载波的子集的单个子载波，所述符号索引对应于可用时隙的子集中的时隙；并且其中所述符号值根据基于所述已知比特序列中的比特，被映射在所述矩阵中；以及
对于所述子载波索引的每一个和对于预定数量的符号索引的第一加和，所述第一加和将所述已知比特序列中的比特值和所述矩阵中对应的被映射的符号值相加，以生成对应于所述预定数量的符号索引的若干求和，其中对于给定求和的求和值表示所述已知比特序列中的比特和在所述矩阵中被映射的符号值之间的相关性；以及
通过在所述若干求和中选择求和，分析所述OFDM测距信号以确定所述计时偏移，所述求和具有在所述已知比特序列中的比特和在所述矩阵中被映射的符号值之间最高的相关性。
14.如权利要求13所述的装置，其中所述处理器还被配置为执行下述操作：
第二加和，所述第二加和将针对在每一个子载波索引基础上的邻近符号索引的求和对的算术组合相加以生成对于所述预定数量的符号索引的每一个的子载波求和；
对于所述子载波求和的每一个，计算相位旋转；以及
第三加和，所述第三加和对于每一个被计算的相位旋转，将给定相位旋转的算术组合和对应的求和相加，以生成针对所述预定子载波索引的每一个的相关性峰值，其中每一个相关性峰值为已针对对应的相位旋转被调整的求和；
在没有所述若干符号的复本之间的保护时间或循环前缀的情况下，接收所述若干OFDM符号的每一个的连续复本，以确保在所述装置处接收的所述若干OFDM符号的每一个复本在被调度的单个符号接收时间段的持续时间期间发生；
将具有最高相关性幅度的相关性峰值选择为起始时隙；
通过选择具有符号索引紧密于所述时隙之前和之后的第一和第二相关性峰值，解决由所述被连续接收的复本产生的关于所述起始时隙的任何不确定性；
将针对所述第一和第二相关性峰值的相关性峰值的幅度与和所述起始时隙相关的相关性峰值比较；
基于所述比较，计算对所述计时偏移的调整；以及
根据所述调整，调整所述计时偏移。
15.一种系统，包括如权利要求11所述的装置和客户端设备，其中所述客户端设备被配置为生成和传送所述OFDM测距信号。
16.一种存储指令的非暂态计算机可读存储介质，当所述指令被处理器执行时，使所述处理器执行下述操作：
在第一设备处从第二设备接收正交频分复用(OFDM)测距信号，其中，所述OFDM测距信号包括若干OFDM符号，所述OFDM符号编码可用的OFDM子载波的子集和可用时隙的子集内的已知比特序列，其中所述若干OFDM符号中的每一个在时间上被重复且在相应符号的连续复本之间没有保护时间或循环前缀，以确保在所述第一设备处接收的连续复本中的每一个与相应被调度的单个符号接收时间段的持续时间重叠；
基于所述若干OFDM符号的连续复本中的至少一个与相应重叠的被调度的单个符号接收时间段的持续时间的对齐来分析所述OFDM测距信号以确定由于信号于通信信道上在所述第一设备和第二设备之间传送的时间，针对所述第二设备的计时偏移；以及
生成将被传送至所述第二设备的消息，所述消息包括被配置为表示所述计时偏移的信息。
17.如权利要求16所述的非暂态计算机可读存储介质，还包括指令，当所述指令被所述处理器执行时，使所述处理器将所述已知比特序列与所述OFDM测距信号中的符号相关联以确定符号索引，所述符号索引表示代表所述OFDM测距信号中的上述比特序列的符号的起始时隙。
18.如权利要求17所述的非暂态计算机可读存储介质，还包括指令，当所述指令被所述处理器执行时，使所述处理器执行下述操作：
执行所接收的OFDM测距信号上的变形以生成符号值的矩阵，其中行为子载波索引，列为符号索引，其中所述子载波索引对应于可用子载波的子集的单个子载波，所述符号索引对应于可用时隙的子集中的时隙；并且其中所述符号值根据基于所述已知比特序列中的比特，被映射在所述矩阵中；以及
对于所述子载波索引的每一个和对于预定数量的符号索引的第一加和，所述第一加和将所述已知比特序列中的比特值和所述矩阵中对应的被映射的符号值相加，以生成对应于所述预定数量的符号索引的若干求和，其中对于给定求和的求和值表示所述已知比特序列中的比特和在所述矩阵中被映射的符号值之间的相关性；以及
通过在所述若干求和中选择求和，分析所述OFDM测距信号以确定所述计时偏移，所述求和具有在所述已知比特序列中的比特和在所述矩阵中被映射的符号值之间最高的相关性。
19.如权利要求18所述的非暂态计算机可读存储介质，还包括指令，当所述指令被所述处理器执行时，使所述处理器执行下述操作：
第二加和，所述第二加和将针对在每一个子载波索引基础上的邻近符号索引的求和对的算术组合相加以生成对于所述预定数量的符号索引的每一个的子载波求和；
对于所述子载波求和的每一个，计算相位旋转；以及
第三加和，所述第三加和对于每一个被计算的相位旋转，将给定相位旋转的算术组合和对应的求和相加，以生成针对所述预定子载波索引的每一个的相关性峰值，其中每一个相关性峰值为已针对对应的相位旋转被调整的求和；
在没有所述若干符号的复本之间的保护时间或循环前缀的情况下，接收所述若干OFDM符号的每一个的连续复本，以确保在所述第一设备处接收的所述若干OFDM符号的每一个复本在被调度的单个符号接收时间段的持续时间期间发生；
将具有最高相关性幅度的相关性峰值选择为起始时隙；
通过选择具有符号索引紧密于所述时隙之前和之后的第一和第二相关性峰值，解决由所述被连续接收的复本产生的关于所述起始时隙的任何不确定性；
将针对所述第一和第二相关性峰值的相关性峰值的幅度与和所述起始时隙相关的相关性峰值比较；
基于所述比较，计算对所述计时偏移的调整；以及
根据所述调整，调整所述计时偏移。
CN201480064821.XA 2013-11-27 2014-11-21 检测ofdm帧内的窄带测距信号 Expired - Fee Related CN105850089B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14/091,719 US9320003B2 (en) 2013-11-27 2013-11-27 Detecting a narrow band ranging signal in an OFDM frame
US14/091,719 2013-11-27
PCT/US2014/066744 WO2015080953A1 (en) 2013-11-27 2014-11-21 Detecting a narrow band ranging signal in an ofdm frame

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN105850089A CN105850089A (zh) 2016-08-10
CN105850089B true CN105850089B (zh) 2019-07-16

Family

ID=52021457

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201480064821.XA Expired - Fee Related CN105850089B (zh) 2013-11-27 2014-11-21 检测ofdm帧内的窄带测距信号

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9320003B2 (zh)
EP (1) EP3075119B1 (zh)
CN (1) CN105850089B (zh)
WO (1) WO2015080953A1 (zh)

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9836376B2 (en) 2009-09-24 2017-12-05 Contec, Llc Method and system for automated test of end-user devices
US10312984B2 (en) * 2014-04-16 2019-06-04 Massachusetts Institute Of Technology Distributed airborne beamforming system
US9923665B2 (en) * 2014-06-06 2018-03-20 Huawei Technologies Co., Ltd. System and method for forward error correction
EP3402148B1 (en) * 2016-01-21 2020-03-11 Huawei Technologies Co., Ltd. Method and apparatus for determining time offset
US10067219B2 (en) 2016-03-21 2018-09-04 International Business Machines Corporation Synchronization in software-defined radio systems
GB2566748B (en) * 2017-09-26 2022-08-17 Focal Point Positioning Ltd A method and system for calibrating a system parameter
US10462456B2 (en) 2016-04-14 2019-10-29 Contec, Llc Automated network-based test system for set top box devices
US10779056B2 (en) 2016-04-14 2020-09-15 Contec, Llc Automated network-based test system for set top box devices
US10284456B2 (en) 2016-11-10 2019-05-07 Contec, Llc Systems and methods for testing electronic devices using master-slave test architectures
JP7071932B2 (ja) * 2017-01-06 2022-05-19 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカ 端末、通信方法及び集積回路
RU2746801C1 (ru) 2017-08-10 2021-04-21 Телефонактиеболагет Лм Эрикссон (Пабл) Улучшенный контроль канала управления
KR102546276B1 (ko) * 2017-12-15 2023-06-23 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 제어 정보 및 데이터 정보 송수신 방법 및 장치
US11582055B2 (en) 2020-08-18 2023-02-14 Charter Communications Operating, Llc Methods and apparatus for wireless device attachment in a managed network architecture
US11563593B2 (en) 2020-08-19 2023-01-24 Charter Communications Operating, Llc Methods and apparatus for coordination between wireline backhaul and wireless systems
US11844057B2 (en) 2020-09-09 2023-12-12 Charter Communications Operating, Llc Methods and apparatus for wireless data traffic management in wireline backhaul systems
US20220263677A1 (en) * 2021-02-18 2022-08-18 Arris Enterprises Llc Systems and methods for supporting phase adjustments over docsis

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101815342A (zh) * 2009-02-25 2010-08-25 北京信威通信技术股份有限公司 一种无线通信系统中的测距方法及装置
CN102006665A (zh) * 2009-08-28 2011-04-06 Lg电子株式会社 在无线通信系统中分配测距信道的方法和装置
CN103166895A (zh) * 2013-02-01 2013-06-19 东南大学 一种基于ofdm信号的测距方法

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6570913B1 (en) 1999-04-05 2003-05-27 Cisco Technology, Inc. Method and apparatus for selecting optimum frequency for upstream data transmission in a network system utilizing cable modems
US6459703B1 (en) 1999-06-21 2002-10-01 Terayon Communication Systems, Inc. Mixed DOCSIS 1.0 TDMA bursts with SCDMA transmissions on the same frequency channel
KR100742128B1 (ko) * 2004-10-15 2007-07-24 삼성전자주식회사 직교주파수분할다중 방식의 통신시스템에서 상향링크주파수 옵셋 추정 장치 및 방법
US7675888B2 (en) 2005-09-14 2010-03-09 Texas Instruments Incorporated Orthogonal frequency division multiplexing access (OFDMA) ranging
US7813451B2 (en) 2006-01-11 2010-10-12 Mobileaccess Networks Ltd. Apparatus and method for frequency shifting of a wireless signal and systems using frequency shifting
US8347341B2 (en) 2006-03-16 2013-01-01 Time Warner Cable Inc. Methods and apparatus for centralized content and data delivery
US8711038B2 (en) * 2006-10-05 2014-04-29 Her Majesty The Queen In Right Of Canada As Represented By The Minister Of Industry, Through The Communications Research Centre Canada High-resolution ranging and location finding using multicarrier signals
KR100924961B1 (ko) * 2007-09-21 2009-11-06 포스데이타 주식회사 무선 통신 시스템에서 하향링크 전력 제어 장치 및 방법
JP5031632B2 (ja) * 2008-03-26 2012-09-19 京セラ株式会社 無線通信方法、無線通信システム、基地局、移動局
US8451957B2 (en) 2009-04-09 2013-05-28 Hong Kong Applied Science And Technology Research Institute Co., Ltd. System and method for time synchronization of OFDM-based communications
CN101958737B (zh) * 2009-07-20 2014-08-06 株式会社Ntt都科摩 一种用于下行发送分集的数据处理方法及基站
US8619908B2 (en) 2009-12-02 2013-12-31 Harris Corporation Wireless ranging system and related methods
GB2508887A (en) * 2012-12-14 2014-06-18 Sony Corp A cable modem reduces sampling rate when not detecting payload data

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101815342A (zh) * 2009-02-25 2010-08-25 北京信威通信技术股份有限公司 一种无线通信系统中的测距方法及装置
CN102006665A (zh) * 2009-08-28 2011-04-06 Lg电子株式会社 在无线通信系统中分配测距信道的方法和装置
CN103166895A (zh) * 2013-02-01 2013-06-19 东南大学 一种基于ofdm信号的测距方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20150146712A1 (en) 2015-05-28
WO2015080953A1 (en) 2015-06-04
EP3075119B1 (en) 2019-10-16
EP3075119A1 (en) 2016-10-05
CN105850089A (zh) 2016-08-10
US9320003B2 (en) 2016-04-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105850089B (zh) 检测ofdm帧内的窄带测距信号
CN109088841B (zh) 具有主动网络维护的通信系统及其使用方法
CN108028823B (zh) 辛正交时频空间调制系统
CN105814854B (zh) 发送信令信息的设备、接收信令信息的设备、发送信令信息的方法以及接收信令信息的方法
US11463126B2 (en) Signaling method for interference group discovery in cable modems
JP6898290B2 (ja) フレキシブルな直交周波数分割多重ｐｈｙ伝送データフレームプリアンブルの動的な構成
CN102292923B (zh) 用于利用功率决策导频进行无线通信的方法和装置
CN101026411B (zh) 在包括具有变化传输特性的介质的网络中进行通信
US8265200B2 (en) Method and system for receiver synchronization
CA2665585A1 (en) Method and system for adaptive orthogonal frequency division multiplexing using precoded cyclic prefix
CN111294157A (zh) 与ofdm兼容的正交时间频率空间通信系统
BRPI0707532A2 (pt) método e aparelho para um canal de sincronização em um sistema ofdma
US11290247B2 (en) Systems and methods for non-orthogonal multiple access over networks
CN107154908A (zh) 前导符号的生成方法
CN1528059A (zh) 在采用正交频分复用调制的点到多点系统中多个用户的下行流中实现同步的方法
CN108283025A (zh) 正交时频空间通信系统中的多址访问
TW200814582A (en) Bandwidth asymmetric communication system
CN105610567A (zh) Ofdm通信的方法
JP2024508680A (ja) アクセス方法、装置、通信機器及び可読記憶媒体
CN103210621A (zh) 在噪声介质上进行通信的鲁棒前导码
US9313070B2 (en) Burst noise detection and pilot selection
KR100500404B1 (ko) 샘플링 클럭 복원을 위한 클럭 오차 검출 방법과 그 방법을 채용한 오에프디엠 수신기
WO2015082901A1 (en) Interference mitigation for spectrum sharing
CN108713298A (zh) 通信方法、电缆调制解调器终端系统和电缆调制解调器
CN105450573B (zh) 频偏检测方法及装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20190716

Termination date: 20201121