CN105794097A - 对交流-直流电力变换器的输出电压的初级感测 - Google Patents

对交流-直流电力变换器的输出电压的初级感测 Download PDF

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Abstract

一种用于估计电力变换器的输出电压的方法，该方法包括：感测表示输出电压的电压波形；以及检测第一间隙和第二间隙。第一间隙为所感测的电压波形穿过第一电压基准的时间与所感测的电压波形穿过第二电压基准的时间之间的间隙，第二电压基准在第一电压基准以下的电压偏移处。第二间隙为所感测的电压波形穿过第三电压基准的时间与所感测的电压波形穿过第二电压基准的时间之间的间隙，第三电压基准在第二电压基准以上的预定电压处。响应于第一间隙超过阈值，基于第一间隙计算跟踪误差；并且响应于第一间隙未超过阈值，基于第二间隙计算跟踪误差。

Description

对交流-直流电力变换器的输出电压的初级感测
背景技术
本公开内容一般涉及开关模式电力变换器，并且更具体地涉及利用可变基准电压进行操作的电力变换器控制器。
通常被用在低功率AC-DC电源中的开关模式电力变换器包括变压器、电力开关和控制器。控制器通过控制电力开关的致动来调节输送至负载的电力。控制器通常提供开关控制信号以控制处于ON状态或OFF状态的电力开关的状态，以基于例如脉冲宽度调制(PWM)控制或脉冲频率调制(PFM)控制来调节输送至负载的电力。
发明内容
根据一些实施方式，一种用于估计开关电力变换器的输出电压的方法包括经由初级侧感测来感测电压波形，所感测的电压波形表示输出电压。该方法还包括检测所感测的电压波形穿过第一电压基准的时间与所感测的电压波形穿过第二电压基准的时间之间的第一间隙，第二电压基准在第一电压基准以下的预定电压偏移处。另外，该方法包括检测所感测的电压波形穿过第三电压基准的时间与所感测的电压波形穿过第二电压基准的时间之间的第二间隙，第三电压基准在第二电压基准以上的预定电压处。此外，该方法包括：响应于第一间隙超过阈值，基于第一间隙计算跟踪误差；以及响应于第一间隙未超过阈值，基于第二间隙计算跟踪误差。
在一些实施方式中，该方法还包括基于跟踪误差来调整第一基准电压、第二基准电压和第三基准电压。
在一些实施方式中，阈值对应于第一预定时间间隔。该方法还包括：响应于第一间隙超过阈值，基于第一预定时间间隔与第一间隙之间的差来计算跟踪误差，通过第一缩放常数对该差进行缩放；以及响应于第一间隔未超过阈值，基于第二预定时间间隔与第二间隙之间的差来计算跟踪误差，通过第二缩放常数对该差进行缩放并且第二预定时间间隔大于第一预定时间间隔。在某些情况下，第一缩放常数与第二缩放常数基本相等；在替选实施方式中，第一缩放常数与第二缩放常数不同。
一些实施方式提供了一种开关电力变换器，开关电力变换器包括耦接在开关电力变换器的输出与输入电压之间的变压器，该变压器包括耦接至输入电压的初级绕组和耦接至开关电力变换器的输出的次级绕组。开关电力变换器还包括耦接至变压器的初级绕组的开关，其控制通过初级绕组的电流；以及开关控制器逻辑，其被配置成基于反馈电压生成导通或关断开关的控制信号，开关响应于控制信号处于第一状态而导通，并且开关响应于控制信号处于第二状态而关断。电力变换器也包括第一比较器、第二比较器、第三比较器和拐点跟踪逻辑。第一比较器被配置成基于所感测的电压波形与基于反馈电压的第一基准电压之间的比较生成第一比较信号，所感测的电压波形表示输出电压波形的估计。第二比较器被配置成基于所感测的电压波形与第二基准电压之间的比较生成第二比较信号，第二基准电压具有在第一基准电压以上的偏移。第三比较器被配置成基于所感测的电压信号与拐点基准电压之间的比较生成第三比较信号，拐点基准电压具有在第一基准电压以下的偏移。拐点逻辑被配置成检测第一比较信号的下降沿与第三比较信号的下降沿之间的第一间隙，检测第二比较信号的下降沿与第三比较信号的下降沿之间的第二间隙，当第一间隙超过阈值时基于第一间隙生成误差信号，当第一间隙未超过阈值时基于第二间隙生成误差信号，以及调整反馈信号以减小误差信号。
附图说明
通过结合附图考虑以下详细描述，能够容易理解本发明的实施方式的教导。
图1示出了根据一个实施方式的AC至DC反激式开关电源；
图2a包括根据一个实施方式的AC至DC反激式开关电源的控制器的框图，该框图示出便于输出电压调节的拐点跟踪逻辑；
图2b包括根据一个实施方式的示出图2a的拐点跟踪逻辑的各种操作原理的电压-时间波形；
图3a示出根据一个实施方式的AC至DC反激式开关电源的控制器的框图，该框图示出便于在快速变化的负载条件下输出电压调节的经修改的拐点跟踪逻辑；
图3b包括根据一个实施方式的示出图3a的经修改的拐点跟踪逻辑的各种操作原理的电压-时间波形。
说明书中所描述的特征和优点并不是全包括式的，并且特别地，本领域普通技术人员之一在考虑到附图、说明书和权利要求的情况下将会明白许多额外的特征和优点。此外，应当注意到，本说明书中所使用的语言主要是出于易读性和指导目的而选择的，而并不是为了描绘或限制发明主题而选择的。
具体实施方式
附图和以下描述仅通过说明方式涉及到本发明的优选实施方式。从以下论述中应当注意到，本文所公开的结构和方法的替选实施方式将容易被认为是在不偏离本公开内容的原理的情况下可以采用的可行替代方案。
现在将详细地参照在附图中示出其示例的本发明的若干实施方式。应当注意的是，在任何可行的情况下，可以在附图中使用相似或相同的附图标记，并且相似或相同的附图标记可以指示相似或相同的功能。附图仅出于说明的目的描绘了本发明的实施方式。本领域技术人员根据以下描述将容易认识到，在不背离本文所描述的公开内容的原理的情况下可以采用本文所述的结构和方法的替选实施方式。
图1示出根据一个实施方式的示例性电力变换器100。图1是示出经由Vdd连接器132和GND连接器134向电子设备121提供电力的开关电力变换器100(例如，初级侧反激式开关电力变换器)的实施方式的电路图。除了其它部件以外，开关电力变换器100还包括具有初级绕组Np、次级绕组Ns以及辅助绕组Na的变压器T1、开关104(例如，晶体管)、开关控制器102、输出整流二极管D1、电阻器R1、R2、R3以及输出滤波电容器C1。
输入电压(VIN)108被输入至电力变换器100，其中输入电压(VIN)108典型地为经整流的AC电压。初级侧控制器102使用具有导通时间(TON)和关断时间(TOFF)的开关控制信号106来控制开关104的导通状态和关断状态。开关控制信号106可以使用例如脉冲宽度调制(PWM)或脉冲频率调制(PFM)来控制开关104的开关。
当开关104在其导通时间期间被导通时，能量被存储在变压器T1的初级侧绕组Np中。次级绕组Ns两端的电压为负并且二极管D1被反向偏移，阻止能量传送至电子设备121。在这种状态下，能量经由电容器C1供给至电子设备121。当开关104被关断时，存储在变压器T1的初级绕组Np中的能量被释放到变压器T1的次级绕组Ns。二极管D1变成正向偏移，使得存储在变压器T1中的能量能够传送至电子设备121并且对电容器C1进行再充电。
电阻器R1和R2形成与变压器T1的辅助绕组Na串联耦接的分压器并产生感测电压(VSENSE)112，如下所述，感测电压(VSENSE)112能够用于估计输出电压(VOUT)110。电阻器R3与开关104串联耦接以产生电压(ISENSE)114，电压(ISENSE)114能够与VSENSE结合使用以估计通过电子设备121的输出电流IOUT116。
在正常操作中，控制器102监视VSENSE112和/或ISENSE114并且控制开关104的开关以保持经调节的输出。例如，在恒压模式(CVM)中，控制器102控制开关104的开关以保持VOUT110基本上接近期望调节电压VREF(例如，在可允许的误差范围内)。在恒流模式(CCM)下，控制器102控制开关104的开关以保持IOUT116基本上接近期望调节电流IREF(例如，在可允许的误差范围内)。在替选实施方式中，控制器102可以仅执行电压调节(而不启用电流调节模式)，因此可以省略电流感测ISENSE反馈信号。
在一些实施方式中，控制器102接收电压反馈信号VSENSE112和电流反馈信号ISENSE114，并且生成被提供至电力开关104的开关控制信号106。开关控制信号106控制开关104的导通状态/关断状态。通常，控制器102能够实现适用于开关模式电力变换器100的任何数目的控制方案，诸如脉冲宽度调制(PWM)或脉冲频率调制(PFM)和/或它们的组合。在一个实施方式中，控制器102在特定开关周期期间输出导致电力开关104的ON时间(或者占空比)增大的控制信号106以在该开关周期期间增大向负载的电力传输，或者输出导致电力开关104的ON时间(或者占空比)减小的控制信号106以在该开关周期期间减小向负载的电力传输。
电力变压器的初级侧辅助绕组Na允许生成低电压VSENSE112，这是因为能够基于次级绕组Ns与辅助绕组Na的匝数比来按比例缩小该电压。然而，在替选实施方式中，可以省略辅助绕组Na，并且替代地可以通过直接监视初级绕组Np两端的电压来检测VSENSE112。
感测电压VSENSE112在给定的开关周期以或多或少是确定性的波形图案(例如，参见图2b和图3b中图示的VSENSE波形)变化。为了经由VSENSE波形来准确地估计输出电压，在给定开关周期期间，期望确定位于或接近VSENSE波形的“拐”点(在图2b和图3b中标记的)的预定义时间点处VSENSE波形的电压值。如本文所使用的，“拐”点表示开关周期中当通过二极管D1的次级侧电流达到零时的时间点。拐点处的电压称为“拐点电压”。VSENSE波形拐点电压与输出电压具有固定关系：
Vknee/Vout＝(Na/Ns)*R2/(R1+R2)
其中，Na/Ns为变压器辅助绕组与次级绕组的匝数比，且R2/(R1+R2)为电阻器分压比。通过一致地检测位于拐点之前指定时间间隔处的预定义时间点处VSENSE波形的电压，能够准确且一致地估计输出电压，以用于反馈调节的目的。在电压调节模式中，控制器102然后生成表示预定义时间点处的目标电压值与预定义时间点处的所检测的反馈电压之间的差的误差信号，并且调整开关以减小(例如，最小化或置零)该误差。
图2a包括根据一个实施方式的AC至DC反激式开关电源的控制器的框图。控制器102包括拐点跟踪逻辑202、开关控制逻辑203、双输出数模转换器(DAC)208、反馈电压比较器204以及拐点电压比较器206。反馈电压比较器204将VSENSE信号与反馈基准信号VREF222进行比较以生成指示VSENSE是否超过VREF222的反馈电压比较器信号226(例如，参见图2b中示出的数字比较信号VREF_C)。类似地，拐点电压比较器206将VSENSE信号与第二反馈基准信号(拐点电压比较器信号Vknee220)进行比较以生成指示VSENSE是否超过Vknee220的拐点电压比较器信号224(例如，参见图2b中示出的数字比较信号Vknee_C)。拐点跟踪逻辑202生成反馈电压VFB230，反馈电压VFB230基于比较信号226的下降沿与比较信号224的下降沿间的时间差进行调整。双输出DAC208接收来自拐点跟踪逻辑202的数字信号VFB230并且生成基准电压VREF222和拐点基准电压Vknee220。在一个实施方式中，Vknee220被设置在VREF222以下的固定偏移处。例如，在一个实施方式中，Vknee＝VREF–Voffset，其中Voffset是固定的。在一个实施方式中，如Eason等的美国专利第6,956,750号中所述，在VSENSE112达到Vknee之前的预定义时间间隔期间，预定固定电压Voffset被设置成至少等于或大于二极管D1中的正向压降。
开关控制逻辑203通过生成开关控制信号106来控制调节电平，其中开关控制信号106被提供至开关以基于从拐点跟踪逻辑202接收的VFB230来调节输出电流和/或电压。例如，在一个实施方式中，开关控制逻辑203将反馈电压(VFB230)与固定基准电压(对应于目标调节或期望调节的状态)进行比较，并且调节开关以减小反馈电压与固定基准电压之间的误差。在电流调节模式中，开关控制逻辑203生成开关控制信号106以基于反馈电压和电流感测信号ISENSE来提供基本恒定的电流控制。在不启用电流调节的实施方式中，可以省略ISENSE输入。在替选实施方式中，替代VFB230或者除了VFB230之外，开关控制逻辑203可以基于一个或更多个不同的信号或这些信号的数字表示来执行反馈调节，该一个或更多个不同的信号例如是下面论述的信号Vknee、VREF2或VREF。
图2b提供了示出图2a的电路的操作的波形。考虑到VSENSE112在采样周期中的变化，为了准确并一致地确定开关控制逻辑203所使用的反馈电压，拐点跟踪逻辑202检测VSENSE波形曲线上两个或更多个预定义的点处的电压，即上面定义的在拐点电压以下的预定义电压处的第一检测点(如图2b中所示)，以及位于拐点电压以下的预定义电压处的第一检测点之前的一个或更多个指定时间间隔处的一个或更多个预定义时间点。能够在每个开关周期中一致地检测预定义点，这是因为明确定义了VSENSE波形在拐点周围的给定时段中的平均斜率，并且平均斜率对于给定反激式变换器来说通常是恒定的，因此能够基于反激式变换器的各个电路参数来计算平均斜率。
在一种简单实现中，采样电路可以用于对VSENSE波形进行采样，并且然后基于采样确定预定义期望点(包括拐点)处的电压。然而，为了减小跟踪逻辑的成本和物理尺寸，期望在不使用采样电路的情况下检测这些电压。图2b图解了示出在不使用采样电路的情况下检测拐点电压的技术的波形。在该技术中，改变一对不同的基准电压(例如，图2b中的基准电压VREF和拐点基准电压Vknee)以在VSENSE由于不同的负载条件而上升或下降时跟踪VSENSE112电压以作为VSENSE。虽然贯穿本公开内容使用了符号“Vknee”和“拐点基准电压”，但是在理想的跟踪条件下该电压基准并不一定对应于拐点，而通常对应于拐点电压以下固定偏移处的电压。例如，在理想的跟踪条件下，控制VREF和Vknee使得VSENSE112将对于给定时钟周期与Vknee相交于VSENSE的拐点以下的预定义电压处。此外，在理想的跟踪条件下，VSENSE将在VSENSE112与Vknee相交之前的固定时间间隔与VREF相交于拐点处或拐点附近。
在一个实施方式中，反馈配置用于跟踪。在该实施方式中，控制器102测量VSENSE112电压从基准电压(VREF222)下降到拐点基准电压(Vknee220)的持续时间(在本文中称为GAP或者间隙值)，其中Vknee被设置在VREF以下固定电压偏移处。例如，可以通过使用对各基准电压交叉之间的时钟周期的数目进行计数的计数器来测量间隙值。基于在VREF222处于拐点电压或在拐点电压附近时(例如，在理想跟踪下)VSENSE112在预定义时间间隔中从VREF到Vknee的预期压降来设置电压偏移。对于给定的预定义时间间隔，能够基于固定电路参数来计算VREF222与Vknee220之间的电压偏移。例如，在图2b的示例中，使用75mV的偏移。
一旦确定了该间隔，控制器102基于以下等式通过从预定义时间间隔(Sample_position)中减去所确定的间隙来确定误差测量(GAP_ERROR)：
GAP_ERROR＝(Sample_position–gap_value/scaling_factor(1)
其中，scaling_factor为在下面更详细地讨论的缩放因子。为零的GAP_ERROR值(由gap_value等于Sample_position导致)意味着准确的拐点跟踪。换言之，在GAP_ERROR的零值处，对于给定的负载条件，拐点基准电压(Vknee220)具有在对应于VSENSE曲线上的拐点的电压以下的固定电压偏移。因此，基准电压(VREF222)也确切地等于在VSENSE112穿过Vknee220之前的预定义时间间隔处测量的电压值。
非零的GAP_ERROR值意味着由于例如输出电压的变化而对理想的拐点跟踪的损失。检测到正GAP_ERROR(由gap_value下降到Sample_position以下导致)指示基准电压VREF、Vknee过低(例如，低于在相同负载条件下由理想跟踪导致的VREF222和Vknee220的相应值)。在该条件下，控制器102(拐点跟踪逻辑202)在接下来的开关周期中基于间隙误差将可变基准电压(VREF222)和可变拐点电压(Vknee220)两者升高适当量来恢复期望的跟踪条件。另一方面，如果GAP_ERROR为负(由gap_value超过Sample_position导致)，这指示基准电压VREF222、Vknee220过高(例如，高于在相同负载条件下由理想跟踪导致的VREF222和Vknee220的相应值)。在该条件下，控制器102(拐点跟踪逻辑202)在接下来的开关周期中基于间隙误差将可变基准电压(VREF222)和可变拐点电压(Vknee220)两者减小适当量来恢复期望的跟踪条件。
使用上面描述的可变基准电压和拐点电压来跟踪VSENSE波形的方法涉及定时参数(例如，VREF_C和Vknee_C的下降沿之间的定时差；对应于VSENSE112从VREF222下降到Vknee220的时间间隔)到电压参数(例如，在给定时钟周期中用以调整VFB230的电压差)的变换。等式(1)中的缩放因子1假设GAP_ERROR的一个时钟周期对应于电压差的1LSB。为了执行定时参数与电压参数之间的更准确的变换，计算VSENSE波形的斜率。VSENSE波形斜率取决于诸如次级二极管Rds_on电阻、输出电容、ESR电阻等因素。因此，表示VSENSE波形斜率的缩放因子(例如，scale_factor＝3、4、5或任何合适值)用于执行gap_value到GAP_ERROR的更准确的变换。
基于以下等式在连续的开关周期之间调整VFB230：
VFB[n]＝VFB[n-1]+GAP_ERROR(2)
虽然图2a的拐点跟踪逻辑202在负载条件变化时导致基准电压VREF222变化(例如，通过经由等式2基于所计算的GAP_ERROR调整VFB)，但是拐点跟踪逻辑202比指定跟踪速率更快地改变基准电压VREF222的能力有限。换言之，如果负载条件比指定的负载变化速率更快速地变化(例如，如果输出电压比指定的电压上升速率上升得更快)，则图2a的拐点跟踪逻辑202不能足够快速地改变VREF222以跟踪快速增大的输出电压(并且因此，快速增大的VSENSE112)。这是因为，如果VSENSE电压112以比跟踪逻辑能够跟踪VSENSE波形的偏移的速率更大的速率上升到导致VSENSE112的值从VREF222下降至Vknee220的情况之间的间隔基本上为零时间，那么出现由GAP的值的下限(对应于gap_value＝0)导致的GAP_ERROR的上限(例如，预定义时间间隔的值或Sample_position；期望或目标VSENSE下降时间)；换言之，比传统的拐点跟踪逻辑202上升得快的VSENSE112电压能够改变VREF222和Vknee220以保持期望的跟踪。
为了保持可变基准电压和可变拐点电压，其中可变基准电压和可变拐点电压在快速变化可变负载条件或比指定的负载变化速率变化得更快的负载条件期间适当地跟踪输出电压，本公开内容的一些实施方式包括经修改的拐点跟踪逻辑302和次级基准电压VREF2322(参考图3a在下面进一步描述的)，其能够实现数字间隙误差(GAP_ERROR)的更大的测量范围，从而便于有效地跟踪快速变化的负载条件。
作为图2a的拐点跟踪逻辑的快速跟踪限制的说明，考虑例如Sample_position＝8和scale_factor＝4的值。然后，基于等式(1)，GAP_ERROR具有上限2(对应于gap_value＝0的最小可能值)。因此，在连续的开关周期n-1到n之间能够对VFB230(基于等式2)做出的改变的最大值将为2(对应于该示例的GAP_ERROR的最大值)。这转而限制在连续的开关周期之间能够对VFB230做出的改变的大小，从而在输出负载和输出电压以比指定速率更大的速率变化(通常从重/满负载条件到轻/无负载；增大输出电压或电流值)时限制VREF222和Vknee220能够被变化以跟踪VSENSE112的程度。
图3a示出根据一个实施方式的AC至DC反激式开关电源的控制器的框图，该框图示出便于在快速变化的负载条件下对VSENSE112的有效跟踪的经修改的拐点跟踪逻辑。图3a中示出的开关控制器102除了其它部件以外还包括拐点跟踪逻辑302、开关控制逻辑203、三输出数模转换器(DAC)308、反馈电压比较器204以及拐点电压比较器206。另外，开关控制器102包括次级反馈电压比较器304。
参考图3a描述的拐点跟踪逻辑302、开关控制逻辑203、数模转换器(DAC)308、反馈电压比较器204以及拐点电压比较器206可以分别共享在本文中参考图2a描述的拐点跟踪逻辑202、开关控制逻辑203、数模转换器(DAC)208、反馈电压比较器204以及拐点电压比较器206的一个或更多个属性。为简洁起见，这里不再重复这些细节。次级反馈电压比较器304将在给定开关周期中感测的VSENSE112与可变基准电压VREF2322进行比较。作为响应，反馈比较器204生成次级反馈比较器信号326(例如，图3b中示出的VREF2_C)。除了反馈电压比较器信号226和拐点电压比较器信号224以外，经修改的拐点跟踪逻辑302也使用次级反馈电压比较器信号326以生成表示先前开关周期中的估计输出电压的数字反馈信号VFB230。除了先前参考图2a描述的基准电压VREF222和拐点基准电压Vknee220以外，三输出DAC308还接收来自经修改的拐点跟踪逻辑302的数字信号VFB230并且生成基准电压VREF2322。
在与可变基准电压VREF222的指定电压间距(例如，如图3b的电压时间迹线中所图示的14mV)处定义次级基准电压VREF2322(除了VREF以外)，并且次级基准电压VREF2322与VREF222相比电压值更大。换言之，次级基准电压VREF2322在由基准电压VREF112提供的电压偏移以上的另外的电压偏移(例如，4LSB电压差)处从拐点基准电压Vknee220偏移。拐点跟踪逻辑302基于VSENSE波形测量两个不同的电压下降持续时间(或者间隙值)，即VSENSE波形从VREF到Vknee的下降(gap1_value)以及从VREF2到Vknee的下降(gap2_value)。
这两个反馈电压比较器各自提供VSENSE112与相应的可变基准电压之间的比较，经修改的拐点跟踪逻辑302使用该比较来计算相应的间隙定时值(如图3b中所示，对应于VREF的gap1_value以及对应于VREF2的gap2_value)。然后，经修改的拐点跟踪逻辑302基于以下等式使用这两个间隙定时值中的每个来计算相应的数字间隙误差：
GAP_ERROR1＝(Sample_position-gap1_value)/Scale_factor(4)
GAP_ERROR2＝(Sample_position2-gap2_value)/Scale_factor(5)
如参考Sample_position说明的，Sample_position2对应于在理想跟踪的条件下VREF2与Vknee之间的目标VSENSE下降时间。当满足理想的跟踪条件时(即GAP_ERROR1＝0且GAP_ERROR2＝0)，采样位置如下式给出：
Sample_position＝gap1_value
Sample_position2＝gap2_value
基于以上等式，在一些实施方式中，Sample_position2能够被计算为：
Sample_position2＝(gap2_value–gap1_value)+Sample_position(6)
参考等式(6)，并且如图3b中所示，由于按照设计将VREF2322选择成具有比VREF222更大的电压大小，所以对于VSENSE波形的单调下降部分，VREF2322与Vknee220之间的VSENSE112下降时间(测量为gap2_value)大于VREF222与Vknee220之间的VSENSE112下降时间(测量为gap1_value)。因此，按照设计，gap2_value超过gap1_value且Sample_position2超过Sample_position。这允许GAP_ERROR2具有比GAP_ERROR1更大的动态范围(或上限)。
为了说明由增加次级反馈电压比较器326提供的更大的跟踪动态范围，考虑VREF2至VREF之间的电压偏移对应于电压的4LSB(最低有效位)的示例。则，
(gap2_value-gap1_value)/scale_factor＝4
另外，如果Sample_position＝8并且scale_factor＝4，则
Sample_position2＝(gap2_value-gap1_value+Sample_position)＝24
因此，与参考图2a(针对scale_factor＝4和sample_position＝8的相同值)在上面所说明的被限制于上限2的GAP_ERROR1不同，在上面的示例中，使用等式(5)，GAP_ERROR2具有上限6。因此，与GAP_ERROR1相比，GAP_ERROR2提供能够在连续的开关周期之间修改VFB230的更大的动态范围，这导致在快速变化的负载条件下的更好的跟踪效果。
在一些实施方式中，在gap1_value接近Sample_position的开关周期期间计算Sample_position2。Sample_position2然后用于其它开关周期。
在一些实施方式中，负载特别地从重条件快速变成轻条件，这导致输出负载电流或电压从低值变成高值。在这样的实施方式中，仅使用VREF的拐点跟踪逻辑(诸如参考图2a-2b描述的拐点跟踪逻辑)提供有限的跟踪速度。相应地，一些实施方式，诸如参考图3a描述的那些实施方式在输出电压从低电压值快速上升至高电压值时提供用于跟踪所反映的输出电压VSENSE的高动态范围(或者快跟踪速度)。在这样的实施方式中，使用GAP_ERROR2(其提供更大的跟踪范围)来计算VFB，以快速跟踪上升的输出电压。另一方面，如由以下条件关系描述的，可以使用GAP_ERROR1(其提供较低的跟踪范围)来计算VFB以跟踪从高电压值逐渐降低至低电压值的输出负载电压。
如果(gap1_value>Sample_position)则
GAP_ERROR＝(Sample_position–gap1_value)/scale_factor
否则
GAP_ERROR＝(Sample_position2–gap2_value)/scale_factor
在一些实施方式中，例如在有效使用或操作期间动态地校正缩放因子(scale_factor)。对于对应于电压的4LSB的VREF2至VREF之间的电压偏移，如果gap1_value等于或基本上等于Sample_position，则：
scale_factor＝(gap2_value–gap1_value)/4
然后，能够动态地校正缩放因子，从而即使在VSENSE波形斜率根据不同的设计而改变时也便于对VSENSE波形斜率的跟踪，因此提高GAP检测准确性。
虽然在本文中GAP时间与电压偏移的关系被描述为以下线性关系，但是实际上，可以经由各种非线性特性表示和执行DAC电压处的间隙误差调整。例如，VFB调节的正间隙误差和负间隙误差可以具有不同的增益(例如，缩放因子)，缩放因子可以被建模成与间隙误差值等具有非线性关系。
可替选地或者另外地，在一些实施方式中，数字滤波器可以用于基于间隙误差的变化率(例如，频率)来改变增益(例如，scale_factor)；这能够有助于跟踪快速变化和逐渐改善时间误差项。
在另一实施方式中，Vknee与VREF之间以及Vknee与VREF2之间的电压偏移不一定是固定的，而是可以基于反激式变换器的变化的条件而调节。
为了进一步便于拐点电压点的快速跟踪，图3a示出的控制器102中能够包括一个或更多个具有固定阈值的比较器。比较器帮助确定VSENSE波形的拐点是否在特定固定阈值以上，在这种情况下，VFB230可以被直接设置成对应于比较器阈值的电压水平。
在一些实施方式中，间隙加速器被实现成使跟踪加速，例如，如果间隙误差大于指定上限，则进一步增大间隙误差。相反地，如果间隙误差被确定成低于指定下限，则进一步减小间隙误差。换言之，在一些实施方式中，间隙加速器被配置成通过响应于所生成的误差信号的大小大于第一阈值而增大误差信号的大小以及通过响应于所生成的误差信号的大小低于第二阈值而减小误差信号的大小来修改所生成的误差信号，第二阈值低于第一阈值。间隙加速器基于经修改的基准信号生成反馈信号(VFB230)，基于反馈信号调整第一基准电压、第二基准电压和拐点基准电压，以及使用反馈信号调节开关电力变换器的输出电压。
图3b示出根据一个实施方式的示出图3a的经修改的拐点电压跟踪逻辑的一些操作原理的电压-时间波形。
图3b包括在图3a的电力变换器的特定开关周期中感测的电力变换器的感测输出电压VSENSE112的波形。图3b中也示出了对应于相对于感测输出电压VSENSE112标注的可变基准电压(VREF222)、次级可变基准电压(在VREF以上固定偏移例如14mV处的VREF2322)、以及可变拐点基准电压(在VREF以下固定偏移例如75mV处的Vknee220)的电压电平。除了参考图2a-2b描述的VSENSE电压波形、VREF222和Vknee220电压水平以及VREF_C和Vknee_C比较器信号以外，图3b也示出参考图3a所描述的次级基准电压VREF2和相应的反馈比较器信号VREF2_C以及相应的间隙值(gap2_value)和间隙误差。
在阅读本公开内容的基础上，本领域技术人员将通过本文公开的原理认识到另外的替选实施方式。因此，虽然已经示出并描述了特定的实施方式和应用，但是将会理解的是，所公开的实施方式不限于本文所公开的确切结构和部件。在不偏离本文所公开的精神和范围的情况下，可以对本文所公开的方法和设备的布置、操作和细节做出本领域技术人员将会明白的各种修改、改变和变型。

Claims (13)

1.一种用于估计开关电力变换器的输出电压的方法，所述方法包括：
经由初级侧感测来感测电压波形，所感测的电压波形表示所述输出电压；
检测所感测的电压波形穿过第一电压基准的时间与所感测的电压波形穿过第二电压基准的时间之间的第一间隙，其中所述第二电压基准在所述第一电压基准以下的预定电压偏移处；
检测所感测的电压波形穿过第三电压基准的时间与所感测的电压波形穿过所述第二电压基准的时间之间的第二间隙，所述第三电压基准在所述第二电压基准以上的预定电压处；
响应于所述第一间隙超过阈值，基于所述第一间隙计算跟踪误差；以及
响应于所述第一间隙未超过所述阈值，基于所述第二间隙计算所述跟踪误差。
2.根据权利要求1所述的方法，还包括：
基于所述跟踪误差来调整所述第一基准电压、所述第二基准电压和所述第三基准电压。
3.根据权利要求1所述的方法，其中：
所述阈值对应于第一预定时间间隔；
响应于所述第一间隙超过所述阈值，基于所述第一预定时间间隔与所述第一间隙之间的差来计算所述跟踪误差，所述差被以缩放常数进行缩放；以及
响应于所述第一间隙未超过所述阈值，基于第二预定时间间隔与所述第二间隙之间的差来计算所述跟踪误差，该差被以所述缩放常数进行缩放，并且所述第二预定时间间隔大于所述第一预定时间间隔。
4.根据权利要求3所述的方法，还包括：
响应于所述跟踪误差为正，将所述第一基准电压、所述第二基准电压和所述第三基准电压中的每个增大所述跟踪误差的大小；以及
响应于所述跟踪误差为负，将所述第一基准电压、所述第二基准电压和所述第三基准电压中的每个减小所述跟踪误差的大小。
5.根据权利要求3所述的方法，还包括基于在连续的开关周期之间跟踪误差的变化率来调整所述缩放常数。
6.根据权利要求3所述的方法，还包括基于所述第一间隙与所述第二间隙之间的差来修改所述缩放常数。
7.根据权利要求1所述的方法，其中：
所述阈值对应于第一预定时间间隔；
响应于所述第一间隙超过所述阈值，基于所述第一预定时间间隔与所述第一间隙之间的差来计算所述跟踪误差，该差被以第一缩放常数进行缩放；以及
响应于所述第一间隙未超过所述阈值，基于第二预定时间间隔与所述第二间隙之间的差来计算所述跟踪误差，该差被以与所述第一缩放常数不同的第二缩放常数进行缩放，并且所述第二预定时间间隔大于所述第一预定时间间隔。
8.根据权利要求1所述的方法，还包括：
基于所述跟踪误差生成反馈电压；
针对后续开关周期，使用所述反馈电压来调节所述开关电力变换器的输出电压；以及
基于所述反馈电压修改所述第一基准电压、所述第二基准电压和所述第三基准电压。
9.根据权利要求1所述的方法，还包括：
通过以下方式调整所述跟踪误差：
响应于所计算的跟踪误差的大小大于第一阈值，增大所述跟踪误差的大小；以及
响应于所计算的跟踪误差的大小低于第二阈值，减小所述跟踪误差的大小，所述第二阈值低于所述第一阈值；
基于经调整的跟踪误差生成反馈信号；
基于所述反馈信号修改所述第一基准电压、所述第二基准电压和所述第三基准电压；以及
使用所述反馈信号来调节所述开关电力变换器的输出电压。
10.一种开关电力变换器，包括：
变压器，其耦接在所述开关电力变换器的输出与输入电压之间，所述变压器包括耦接至所述输入电压的初级绕组和耦接至所述开关电力变换器的所述输出的次级绕组；
开关，其耦接至所述变压器的所述初级绕组，所述开关控制通过所述初级绕组的电流；
开关控制器逻辑，被配置成基于反馈电压生成导通或关断所述开关的控制信号，所述开关响应于所述控制信号处于第一状态而导通，并且所述开关响应于所述控制信号处于第二状态而关断；
第一比较器，其根据所感测的电压波形与基于所述反馈电压的第一基准电压之间的比较生成第一比较信号，所感测的电压波形表示所述输出电压波形的估计；
第二比较器，其根据所感测的电压波形与第二基准电压之间的比较生成第二比较信号，所述第二基准电压具有在所述第一基准电压以上的偏移；
第三比较器，其根据所感测的电压信号与拐点基准电压之间的比较生成第三比较信号，所述拐点基准电压具有在所述第一基准电压以下的偏移；以及
拐点跟踪逻辑，其检测所述第一比较信号的下降沿与所述第三比较信号的下降沿之间的第一间隙，检测所述第二比较信号的下降沿与所述第三比较信号的下降沿之间的第二间隙，当所述第一间隙超过阈值时基于所述第一间隙生成误差信号，当所述第一间隙未超过所述阈值时基于所述第二间隙生成所述误差信号，以及调整所述反馈电压以减小所述误差信号。
11.根据权利要求10所述的开关电力变换器，其中，所述拐点跟踪逻辑包括：
计数器逻辑，其基于所述第一比较信号的下降沿与所述第三比较信号的下降沿之间时钟信号的时钟周期的第一计数来确定所述第一间隙，以及基于所述第二比较信号的下降沿与所述第三比较信号的下降沿之间所述时钟信号的时钟周期的第二计数来确定所述第二间隙。
12.根据权利要求10所述的开关电力变换器，还包括间隙加速器逻辑，所述间隙加速器逻辑被配置成：
通过以下方式修改所生成的误差信号：
响应于所生成的误差信号的大小大于第一阈值，增大所述误差信号的大小；以及
响应于所生成的误差信号的大小低于第二阈值，减小所述误差信号的大小，所述第二阈值低于所述第一阈值；
基于经修改的误差信号生成反馈信号；
基于所述反馈信号调整所述第一基准电压、所述第二基准电压和所述拐点基准电压；以及
使用所述反馈信号来调节所述开关电力变换器的输出电压。
13.根据权利要求10所述的开关电力变换器，还包括确定所述误差信号在连续的开关周期之间的变化率的数字滤波器，其中，所述拐点跟踪逻辑还被配置成基于所确定的变化率来调整所生成的误差信号。
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