CN105791197B - 一种偏移正交多载波系统的脉冲成形滤波器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种偏移正交多载波系统的脉冲成形滤波器，包括相位旋转网络、M点复信号变换网络和多相滤波网络结构，所述相位旋转网络对复信号的实部和虚部设置初始相位；所述M点复信号变换网络对旋转后输出的M点并行复信号进行傅里叶逆变换；所述多相滤波网络结构中滤波器p(n)的起始相位分为M组，从p(0)到p(M‑1)，分别对应所述M点复信号变换网络的M路输出，其中，每路仅需要K个乘加器，每次滤波将会覆盖K/2个符号，滤波结果通过延迟器按时钟周期顺序输出。本发明能够降低系统复杂度，减少寄存器和乘加器的资源消耗，以便于工程实现。

Description

一种偏移正交多载波系统的脉冲成形滤波器
技术领域
本发明涉及无线通信领域的脉冲成形滤波器，特别是涉及一种偏移正交多载波系统的脉冲成形滤波器。
背景技术
偏移正交多载波系统是一种改进型的OFDM多载波调制方式，每个子载波上的调制均采用交错偏移QAM，其和经典OFDM系统最显著的差别在于将正交条件放宽至实域正交，且引入一个时频聚焦特性优良的脉冲成形滤波器，使得信号对于收发两端的频率偏移不敏感。偏移正交多载波系统最大的优点是可以提升信道容量，降低OFDM对频率偏移的敏感度，降低带外杂散的干扰。
通常情况下，习惯将并行数据符号输出到信号合成这整个模块称为综合滤波器组，接收信号到匹配滤波器输出整个模块称为分析滤波器组。采用滤波器组的分析方法在获得信号的频率分解和它的完美重构方面具有显著的优势。另外，分析和综合滤波器组可以被简化成原型滤波器加调制的方式。目前在偏移正交多载波系统中应用比较广泛的原型滤波器是一组称为扩展高斯公式(EGFs)的闭环表达式。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种偏移正交多载波系统的脉冲成形滤波器，能够降低系统复杂度，减少寄存器和乘加器的资源消耗，以便于工程实现。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：提供一种偏移正交多载波系统的脉冲成形滤波器，包括相位旋转网络、M点复信号变换网络和多相滤波网络结构，所述相位旋转网络对复信号的实部和虚部设置初始相位；所述M点复信号变换网络对旋转后输出的M点并行复信号进行傅里叶逆变换；所述多相滤波网络结构中滤波器p(n)的起始相位分为M组，从p(0)到p(M-1)，分别对应所述M点复信号变换网络的M路输出，其中，每路仅需要K个乘加器，每次滤波将会覆盖K/2个符号，滤波结果通过延迟器按时钟周期顺序输出。
所述M点复信号变换网络采用Radix-22的蝶形结构。
所述相位旋转网络对以先实部后虚部的顺序进入的复信号设置初始相位。
有益效果
由于采用了上述的技术方案，本发明与现有技术相比，具有以下的优点和积极效果：本发明从偏移正交多载波系统的表达式出发，推导基于原型滤波器的综合和分析滤波器组的实现结构，利用快速傅里叶变换和多相结构来降低系统复杂度，减少寄存器和乘加器的资源消耗，以便于工程实现。
附图说明
图1是偏移正交多载波脉冲成形滤波器的一般实现结构示意图；
图2是发射端综合滤波器组的快速实现结构示意图；
图3是接收端分析滤波器组的快速实现结构示意图。
具体实施方式
下面结合具体实施例，进一步阐述本发明。应理解，这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。此外应理解，在阅读了本发明讲授的内容之后，本领域技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等价形式同样落于本申请所附权利要求书所限定的范围。
本发明的实施方式涉及一种偏移正交多载波系统的脉冲成形滤波器，包括相位旋转网络、M点复信号变换网络和多相滤波网络结构，所述相位旋转网络对复信号的实部和虚部设置初始相位；所述M点复信号变换网络对旋转后输出的M点并行复信号进行傅里叶逆变换；所述多相滤波网络结构中滤波器p(n)的起始相位分为M组，从p(0)到p(M-1)，分别对应所述M点复信号变换网络的M路输出，其中，每路仅需要K个乘加器，每次滤波将会覆盖K/2个符号，滤波结果通过延迟器按时钟周期顺序输出。
本发明从偏移正交多载波系统的表达式出发，推导基于原型滤波器的综合和分析滤波器组的实现结构，利用快速傅里叶变换和多相结构来降低系统复杂度，减少寄存器和乘加器的资源消耗，以便于工程实现。
偏移正交多载波的发射信号表达式为：
其中M表示子载波个数，am,n是第n个多载波符号中第m个子载波发射的实值符号，p(t)为原型滤波器的时间表达形式，τ0F0＝1/2，为初始相位因子。
在多载波脉冲成形滤波器的一般实现结构中(见图1)，将串行M个复数据变换成并行2M个实数据，首先对每路子数据乘以初始相位，然后进行M倍内插，同时完成滤波和载波映射，这一过程称为综合滤波器组，接收端的分析滤波器组为其逆过程。图中的P(k)和Q(k)是原型滤波器和匹配滤波器的离散表示形式，是取实部操作。综合滤波器组的一般实现结构共需要(KM+4)*2M个实数乘法器和KM*2M-1个实数加法器，所以这种结构需要消耗大量的资源，在实际中是不可实现的。
下面参照OFDM中子载波映射的实现方案，通过对偏移正交多载波发射信号做数学变换来推导其快速实现结构。设dm,n为QAM映射的复信号，令 其中，指取QAM映射的复信号实部操作，是指取QAM映射的复信号虚部操作，则公式(1)可改写成：
对上式进行离散化处理，T为偏移正交多载波的符号长度(包含2个实部符号长度)，Ts为采样间隔：
其中，M为2的幂次，n,l为整数，令s(nT+kTs)＝s[nN+k]＝sk[n]，且i＝n-l，则上式可以改写成：
再令p(iT+kTs)＝pk[i],则公 式(4)可以改写成：
因为可以看作的离散傅里叶变换，即和可以通过IFFT快速计算，大大降低了实现复杂度。
另外，因为每个子载波均产生M倍内插，滤波器长度Lg＝KM，原型滤波器和IFFT结果的卷积可以利用多相网络结构(PPN)实现，使用的乘法器数量将会减少为原来的1/M。本系统中PPN的表示方法如下：
再令表示第n个复数符号的实部变 换产生的M个采样点，通过矩阵表示为以下形式：
另外，第n个复数符号的虚部采样点的矩阵表示形式和类似。在实现结构上，和可以在一个符号周期内顺序处理，因此可以复用IFFT模块，达到资源节约的目的。但需要注意的是，此时的IFFT运算已经不是实数。
发射端综合滤波器组和接收端分析滤波器组的快速实现结构如图2和图3所示。
由此，上述多载波脉冲成形滤波器的实现结构可以分为以下几个步骤实现：
1.将QAM复信号的实部和虚部拆分成两个实数符号，以先实部后虚部的顺序进入相位旋转网络，乘以初始相位
2.对旋转后输出的M点并行复信号进行IFFT变换，在实现中IFFT可以采用Radix-22的蝶形结构，流水线设计，可有效降低乘法器使用数量；
3.IFFT输出的并行数据经过PPN网络，PPN网络所用的乘加器数量是一般结构的1/M。滤波器p(n)的起始相位分为M组，从p(0)到p(M-1)，分别对应IFFT的M路输出，每路仅需要K个乘加器，每次滤波将会覆盖K/2个符号，滤波结果通过延迟器按时钟周期顺序输出，不需要M路求和累加；
4.接收端分析滤波器组为综合滤波器组的逆过程，但需要考虑信道延时。本实施方式为了便于描述，在上述实现结构中假设信道延时为零。
不难发现，本发明从偏移正交多载波系统的表达式出发，推导基于原型滤波器的综合和分析滤波器组的实现结构，利用快速傅里叶变换和多相结构来降低系统复杂度，减少寄存器和乘加器的资源消耗，以便于工程实现。

Claims (3)

1.一种偏移正交多载波系统的脉冲成形滤波器，其特征在于，包括相位旋转网络、M点复信号变换网络和多相滤波网络结构，所述相位旋转网络对复信号的实部和虚部设置初始相位，具体为：将QAM复信号的实部和虚部拆分成两个实数符号，以先实部后虚部的顺序进入相位旋转网络，乘以初始相位所述M点复信号变换网络对旋转后输出的M点并行复信号进行傅里叶逆变换；所述多相滤波网络结构中滤波器p(n)的起始相位分为M组，从p(0)到p(M-1)，分别对应所述M点复信号变换网络的M路输出，其中，每路仅需要K个乘加器，每次滤波将会覆盖K/2个符号，滤波结果通过延迟器按时钟周期顺序输出，具体为：令多相网络结构其中，Lg为滤波器长度，再令 表示第n个复数符号的实部变换产生的M个采样点，通过矩阵表示为以下形式：另外，第n个复数符号的虚部采样点的矩阵表示形式为：dm,n为QAM映射的复信号，表示取QAM映射的复信号实部操作，是指取QAM映射的复信号虚部操作，在实现结构上，和在一个符号周期内顺序处理，复用IFFT模块达到资源节约的目的。
2.根据权利要求1所述的偏移正交多载波系统的脉冲成形滤波器，其特征在于，所述M点复信号变换网络采用Radix-22的蝶形结构。
3.根据权利要求1所述的偏移正交多载波系统的脉冲成形滤波器，其特征在于，所述相位旋转网络对以先实部后虚部的顺序进入的复信号设置初始相位。
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