CN105790578B - 一种并联交错buck变换器及控制方法 - Google Patents

一种并联交错buck变换器及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种并联交错BUCK变换器及控制方法，包括：直流电压源；与直流电压源连接的并联交错BUCK电路，包括两组并联的整流开关管以及与每组整流开关管连接的一组续流开关管，每组整流开关管及每组续流开关管包括两个并联的MOSFET管；采样电路，对并联交错BUCK电路的输出电压和输出电流进行采样，并输出采样结果；与采样电路连接的数字信号处理器，根据模糊遗传算法，对所述采样结果进行处理，得到占空比信号，输出与占空比信号对应的脉冲宽度调制PWM波；分别与并联交错BUCK电路和数字信号处理器连接的PWM驱动器，根据PWM波控制两组整流开关管交错180度导通，及控制两组续流开关管交错180度导通。

Description

一种并联交错BUCK变换器及控制方法
技术领域
本发明涉及变换器技术领域，特别是涉及一种并联交错BUCK变换器及控制方法。
背景技术
在交流小信号分析时，BUCK开关变换器按控制模式可分为电压控制和电流控制两类。电压控制型变换器只有一个电压环，将输出电压作为反馈信号实现电压闭环控制。电流控制型变换器包括电流内环和电压外环两个闭环控制回路，将输出电压和主电路电流(电感或功率开关管电流)作为反馈信号实现全状态反馈，电压外环实现输出电压自动调节，电流内环实现主电路电流自动调节，可取得最优控制效果。由于主电路电流对输入电压或负载的变化更敏感，因此电流控制型较电压控制型变换器的性能更优越，有更高的电压调整率和负载调整率、更好的瞬态特性、更高可靠性和稳定性。
当前用电设备对供电系统的输出电压精度的要求很高，尤其是针对通讯设备的通信电源在效率转化和输出电压精度的要求也更为苛刻。与此同时，不断提高的负载变化率，对直流电源的实时控制也提出更高的要求，需要直流电源电压调节模块具有很快的瞬间响应速度。
发明内容
本发明的目的在于提供一种并联交错BUCK变换器及控制方法，用以解决现有变换器变换效率低以及动态响应性能差的问题。
为了实现上述目的，本发明提供了一种并联交错BUCK变换器，包括：
直流电压源；
与所述直流电压源连接的并联交错BUCK电路，所述并联交错BUCK电路包括两组并联的整流开关管以及与每组所述整流开关管连接的一组续流开关管，且每组整流开关管以及每组续流开关管包括两个并联的MOSFET管；
与所述并联交错BUCK电路连接的采样电路，用于对所述并联交错BUCK电路的输出电压和输出电流进行采样，并输出采样结果；
与所述采样电路连接的数字信号处理器DSP，用于根据模糊遗传算法，对所述采样结果进行处理，得到占空比信号，并输出与所述占空比信号对应的脉冲宽度调制PWM波；
分别与所述并联交错BUCK电路和所述DSP连接的PWM驱动器，用于根据所述PWM波控制所述两组整流开关管交错180度导通，以及控制所述两组续流开关管交错180度导通。
其中，所述并联交错BUCK电路包括：第一组整流开关管、第一组续流开关管、第二组整流开关管以及第二组续流开关管；
所述第一组整流开关管包括：第一MOSFET管VT1以及第三MOSFET管VT3；
其中，所述第一MOSFET管VT1的漏极与所述第三MOSFET管VT3的漏极连接，且与所述直流电压源的正极连接，所述第一MOSFET管VT1的源极与所述第三MOSFET管VT3的源极连接；
所述第一组续流开关管包括：第二MOSFET管VT2以及第四MOSFET管VT4；
其中，所述第一MOSFET管VT1的源极与第二MOSFET管VT2的漏极连接，所述第三MOSFET管VT3的源极与第四MOSFET管VT4的漏极连接，所述第二MOSFET管VT2的漏极与所述第四MOSFET管VT4的漏极连接，所述第二MOSFET管VT2的源极与所述第四MOSFET管VT4的源极连接，且与所述直流电压源的负极连接；
所述第二组整流开关管包括：第五MOSFET管VT5以及第六MOSFET管VT6；
其中，所述第五MOSFET管VT5的漏极与所述第六MOSFET管VT6的漏极连接，且与所述直流电压源的正极连接，所述第五MOSFET管VT5的源极与所述第六MOSFET管VT6的源极连接；
所述第二组续流开关管包括：第七MOSFET管VT7以及第八MOSFET管VT8；
其中，所述第五MOSFET管VT5的源极与所述第七MOSFET管VT7的漏极连接，所述第六MOSFET管VT6的源极与所述第八MOSFET管VT8的漏极连接，所述第七MOSFET管VT7的漏极与所述第八MOSFET管VT8的漏极，所述第七MOSFET管VT7的源极与所述第八MOSFET管VT8的源极连接，且与所述直流电压源的负极连接。
其中，所述并联交错BUCK变换器还包括：
与所述第一组整流开关管连接的第一吸收电路；
与所述第一组续流开关管连接的第二吸收电路；
与所述第二组整流开关管连接的第三吸收电路；
与所述第二组续流开关管连接的第四吸收电路。
其中，所述并联交错BUCK变换器还包括：第一电感L1和第二电感L2；
其中，所述第一电感L1的第一端与所述第三MOSFET管VT3的源极连接；
所述第二电感L2的第一端与所述第六MOSFET管VT6的源极连接；
所述第一电感L1的第二端与所述第二电感L2的第二端连接。
其中，所述并联交错BUCK变换器还包括：分别与所述第一电感L1的第二端和所述直流电压源的负极连接的滤波电路，且所述滤波电路的输出端为所述并联交错BUCK变换器的输出端。
其中，所述采样电路包括：电压采样电路和电流采样电路；
其中，所述电压采样电路的输入端与所述滤波电路的输出端相连，所述电流采样电路的输入端与所述第一电感L1的第二端连接。
其中，所述数字信号处理器DSP包括：预测单元、模糊遗传PID控制单元、PWM单元；
其中，所述预测单元分别与所述电压采样电路的输出端以及所述电流采样电路的输出端连接；
所述模糊遗传PID控制单元与所述预测单元连接；
所述PWM单元与所述模糊遗传PID控制单元连接。
其中，所述PWM驱动器包括：输入端口，第一输出端口PWM1，第二输出端口PWM2、第三输出端口PWM3以及第四输出端口PWM4；
其中，所述输入端口与所述PWM单元连接；
所述第一输出端口PWM1分别与所述第一MOSFET管VT1的栅极和所述第三MOSFET管VT3的栅极连接；
所述第二输出端口PWM2分别与所述第二MOSFET管VT2的栅极和所述第四MOSFET管VT4的栅极连接；
所述第三输出端口PWM3分别与所述第五MOSFET管VT5的栅极和所述第六MOSFET管VT6的栅极连接；
所述第四输出端口PWM4分别与所述第七MOSFET管VT7的栅极和所述第八MOSFET管VT8的栅极连接。
其中，上述的并联交错BUCK变换器，还包括：
与所述第一MOSFET管VT1并联第一VD管VD1；
与所述第二MOSFET管VT1并联第二VD管VD2；
与所述第三MOSFET管VT3并联第一VD管VD3；
与所述第四MOSFET管VT4并联第一VD管VD4；
其中，所述第一VD管VD1的正极与所述第一MOSFET管VT1的源极连接，所述第一VD管VD1的负极与所述第一MOSFET管VT1的漏极连接；
所述第二VD管VD2的正极与所述第二MOSFET管VT2的源极连接，所述第一VD管VD1的负极与所述第二MOSFET管VT2的漏极连接，且与所述第一VD管VD1的正极连接；
所述第三VD管VD3的正极与所述第五MOSFET管VT5的源极连接，所述第三VD管VD3的负极与所述第五MOSFET管VT5的漏极连接；
所述第四VD管VD4的正极与所述第七MOSFET管VT7的源极连接，所述第一VD管VD1的负极与所述第七MOSFET管VT7的漏极连接，且与所述第六VD管VD6的正极连接。
本发明的实施例还提供了并联交错BUCK变换器的控制方法，应用于如上所述的并联交错BUCK变换器，包括：
对所述并联交错BUCK变换器的输出电压以及输出电流进行采样，得到采样电压和采样电流；
根据所述采样电压与预设电压值的第一比较误差以及模糊遗传算法生成第一校正参数，并根据第一预设算法对所述第一比较误差和所述第一校正参数进行处理，得到第一电流值；
根据所述第一电流值与所述采样电流的第二比较误差以及所述模糊遗传算法生成第二校正参数，并根据第二预设算法对所述第二比较误差和所述第二校正参数进行处理，得出第一占空比信号；
根据所述采样电流与电流限流值的第三比较误差以及模糊遗传算法生成第三校正参数，并根据第三预设算法对所述第三比较误差和所述第三校正参数进行处理，得出第二占空比信号；
获取所述第一占空比信号与所述第二占空比信号中较小的值为所述整流开关管的第一导通占空比，并根据所述第一导通占空比获取所述续流开关管的第二导通占空比；
根据所述第一导通占空比以及所述第二导通占空比控制所述两组整流开关管交错180度导通，以及控制所述两组续流开关管交错180度导通。
其中，所述根据所述采样电压与预设电压值的第一比较误差以及模糊遗传算法生成第一校正参数的步骤具体为：
由第一子模糊控制器SFC1、第二子模糊控制器SFC2以及第三子模糊控制器SFC3根据模糊遗传算法分别对所述第一比较误差进行模糊处理，得出所述第一校正参数；以及
所述根据所述采样电压与预设电压值的第二比较误差以及模糊遗传算法生成第二校正参数的步骤具体为：
由所述第一子模糊控制器SFC1、所述第二子模糊控制器SFC2以及所述第三子模糊控制器SFC3根据模糊遗传算法分别对所述第二比较误差进行模糊处理，得出所述第二校正参数；以及
所述根据所述采样电压与预设电压值的第一比较误差以及模糊遗传算法生成第一校正参数的步骤具体为：
由所述第一子模糊控制器SFC1、所述第二子模糊控制器SFC2以及所述第三子模糊控制器SFC3根据模糊遗传算法分别对所述第三比较误差进行模糊处理，得出所述第三校正参数。
本发明实施例具有以下有益效果：
本发明实施例通过采用恒压环和恒流环的双重环路控制结构，控制交错并联BUCK电路中的VT1(VT3)与VT5(VT6)交错180°导通，且在环路算法中应用模糊遗传算法，减小了输出电流纹波、降低了开关损耗，从而提高了变换器的变换效率以及动态响应速度。
附图说明
图1为本发明实施例的并联交错BUCK变换器的拓扑结构图；
图2为本发明实施例的并联交错BUCK变换器的控制方法的工作流程图；
图3为本发明实施例中平均电流模式控制的结构框图；
图4为本发明实施例中恒流环控制的结构框图；
图5为本发明实施例中模糊遗传PID控制单元的结构示意图；
图6为本发明实施例中基于遗传GA的模糊推理规则示意图；
图7a为常规模糊PID控制系统跟踪阶跃信号的曲线图；
图7b为本发明实施例中基于模糊遗传优化的复合模糊PID控制器跟踪阶跃信号的曲线图；
图8a为常规PID的最小最优标准曲线图；
图8b为本发明实施例中基于模糊遗传优化的复合模糊PID控制器的最小最优标准曲线图。
具体实施方式
为使本发明要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合具体实施例及附图进行详细描述。
本发明实施例提供了一种并联交错BUCK变换器，如图1所示，包括：
直流电压源，所述直流电压源可以具体为光伏组件；
与所述直流电压源连接的并联交错BUCK电路，所述并联交错BUCK电路包括两组并联的整流开关管以及与每组所述整流开关管连接的一组续流开关管，且每组整流开关管以及每组续流开关管包括两个并联的MOSFET管；
与所述并联交错BUCK电路连接的采样电路，用于对所述并联交错BUCK电路的输出电压和输出电流进行采样，并输出采样结果；
与所述采样电路连接的数字信号处理器DSP，用于根据模糊遗传算法，对所述采样结果进行处理，得到占空比信号，并输出与所述占空比信号对应的脉冲宽度调制PWM波；
分别与所述并联交错BUCK电路和所述DSP连接的PWM驱动器，用于根据所述PWM波控制所述两组整流开关管交错180度导通，以及控制所述两组续流开关管交错180度导通。
本发明实施例通过控制整流开关管VT1(VT3)与VT5(VT6)交错180°导通，减小了输出电流纹波同时降低了开关损耗，从而提高了变换器效率以及系统的动态响应速度，另外，在轻载时，本发明通过关断同步续流开关管VT2(VT4)和VT7(VT8)，使电感电流通过MOSFET自带二极管进行续流，此时，BUCK电路就可以工作在断续(DCM)模式下，大大减少了开关管的开关损耗和磁芯损耗，从而提高了轻载效率。
在本发明的具体实施例中，所述并联交错BUCK电路包括：第一组整流开关管、第一组续流开关管、第二组整流开关管以及第二组续流开关管；
所述第一组整流开关管包括：第一MOSFET管VT1以及第三MOSFET管VT3；
其中，所述第一MOSFET管VT1的漏极与所述第三MOSFET管VT3的漏极连接，且与所述直流电压源的正极连接，所述第一MOSFET管VT1的源极与所述第三MOSFET管VT3的源极连接；
所述第一组续流开关管包括：第二MOSFET管VT2以及第四MOSFET管VT4；
其中，所述第一MOSFET管VT1的源极与第二MOSFET管VT2的漏极连接，所述第三MOSFET管VT3的源极与第四MOSFET管VT4的漏极连接，所述第二MOSFET管VT2的漏极与所述第四MOSFET管VT4的漏极连接，所述第二MOSFET管VT2的源极与所述第四MOSFET管VT4的源极连接，且与所述直流电压源的负极连接；
所述第二组整流开关管包括：第五MOSFET管VT5以及第六MOSFET管VT6；
其中，所述第二MOSFET管VT2的源极与所述第五MOSFET管VT5的漏极连接，所述第四MOSFET管VT4的源极与所述第六MOSFET管VT6的漏极连接，所述第五MOSFET管VT5的漏极与所述第六MOSFET管VT6的漏极连接，且与所述直流电压源的正极连接，所述第五MOSFET管VT5的源极与所述第六MOSFET管VT6的源极连接；
所述第二组续流开关管包括：第七MOSFET管VT7以及第八MOSFET管VT8；
其中，所述第五MOSFET管VT5的源极与所述第七MOSFET管VT7的漏极连接，所述第六MOSFET管VT6的源极与所述第八MOSFET管VT8的漏极连接，所述第七MOSFET管VT7的漏极与所述第八MOSFET管VT8的漏极，所述第七MOSFET管VT7的源极与所述第八MOSFET管VT8的源极连接，且与所述直流电压源的负极连接。
在本发明的具体实施例中，所述并联交错BUCK变换器还包括：
与所述第一组整流开关管连接的第一吸收电路；
与所述第一组续流开关管连接的第二吸收电路；
与所述第二组整流开关管连接的第三吸收电路；
与所述第二组续流开关管连接的第四吸收电路。
具体的，所述第一吸收电路包括：第13电阻R13、第14电阻R14、第15电阻R15、第11电容C11以及第12电容C12；
其中，所述第13电阻R13的第一端、所述第14电阻R14的第一端以及所述第15电阻R15的第一端均与所述第三MOSFET管VT3的漏极连接；所述第13电阻R13的第二端与所述第14电阻R14的第二端连接，且与所述第15电阻R15的第二端；第11电容C11的第一端与所述第12电容C12的第一端连接，且与所述第13电阻R13的第二端连接；所述第11电容C11的第二端与所述第12电容C12的第二端连接，且与所述第一电感的L1的第一端连接；
所述第二吸收电路包括：第18电阻R18、第19电阻R19、第10电阻R10、第13电容C13以及第14电容C14；
其中，所述第13电容C13的第一端与所述第14电容C14的第一端连接，且与所述第一电感的L1的第一端连接；所述第13电容C13的第二端与所述第14电容C14的第二端连接；所述第18电阻R18的第一端、所述第19电阻R19的第一端以及所述第10电阻R10的第一端均与所述第13电容C13的第二端连接；所述第18电阻R18的第二端、所述第19电阻R19的第二端以及所述第10电阻R10的第二端均与所述第四MOSFET管VT4的源极连接；
所述第三吸收电路包括：第23电阻R23、第24电阻R24、第25电阻R25、第21电容C21以及第22电容C22；
其中，所述第23电阻R23的第一端、所述第24电阻R24的第一端以及所述第25电阻R25的第一端均与所述第六MOSFET管VT6的漏极连接；所述第23电阻R23的第二端与所述第24电阻R24的第二端连接，且与所述第25电阻R25的第二端连接；所述第21电容C21的第一端与所述第22电容C22的第一端连接，且与所述第23电阻R23的第二端连接；所述第21电容C21的第二端与所述第22电容C22的第二端连接，且与所述第二电感的L2的第一端连接；
所述第四吸收电路包括：第28电阻R28、第29电阻R29、第20电阻R20、第23电容C23以及第24电容C24；
其中，所述第23电容C23的第一端与所述第24电容C24的第一端连接，且与所述第二电感的L2的第一端连接；所述第23电容C23的第二端与所述第24电容C24的第二端连接；所述第28电阻R28的第一端、所述第29电阻R29的第一端以及第20电阻R20的第一端均与所述第23电容C23的第二端连接；所述第28电阻R28的第二端、所述第29电阻R29的第二端以及所述第20电阻R20的第二端均与所述第八MOSFET管VT8的源极连接。
在本发明的具体实施例中，所述并联交错BUCK变换器还包括：第一电感L1和第二电感L2；
其中，所述第一电感L1的第一端与所述第三MOSFET管VT3的源极连接；
所述第二电感L2的第一端与所述第六MOSFET管VT6的源极连接；
所述第一电感L1的第二端与所述第二电感L2的第二端连接。在本发明的具体实施例中，所述并联交错BUCK变换器还包括：分别与所述第一电感L1的第二端和所述直流电压源的负极连接的滤波电路，且所述滤波电路的输出端为所述并联交错BUCK变换器的输出端，所述滤波电路具体为电容C15，其中，所述电容C15的第一端与所述第一电感L1的第二端连接，所述电容C15的第二端与所述直流电压源的负极连接。
在本发明的具体实施例中，所述采样电路包括：电压采样电路和电流采样电路；其中，所述电压采样电路的输入端与所述滤波电路的输出端相连，所述电流采样电路的输入端与所述第一电感L1的第二端连接。
在本发明的具体实施例中，所述数字信号处理器DSP包括：预测单元、模糊遗传PID控制单元、PWM单元；
其中，所述预测单元分别与所述电压采样电路的输出端以及电流采样电路的输出端连接；
所述模糊遗传PID控制单元与所述预测单元连接；
所述PWM单元与所述遗传PID控制单元连接。
在本发明的具体实施例中，所述PWM驱动器包括：输入端口，第一输出端口PWM1，第二输出端口PWM2、第三输出端口PWM3以及第四输出端口PWM4；
其中，所述输入端口与所述PWM单元连接；
所述第一输出端口PWM1分别与所述第一MOSFET管VT1的栅极和所述第三MOSFET管VT3的栅极连接；
所述第二输出端口PWM2分别与所述第二MOSFET管VT2的栅极和所述第四MOSFET管VT4的栅极连接；
所述第三输出端口PWM3分别与所述第五MOSFET管VT5的栅极和所述第六MOSFET管VT6的栅极连接；
所述第四输出端口PWM4分别与所述第七MOSFET管VT7的栅极和所述第八MOSFET管VT8的栅极连接。
在本发明的具体实施例中，还包括：
与所述第一MOSFET管VT1并联第一VD管VD1；
与所述第二MOSFET管VT1并联第二VD管VD2；
与所述第三MOSFET管VT3并联第一VD管VD3；
与所述第四MOSFET管VT4并联第一VD管VD4；
其中，所述第一VD管VD1的正极与所述第一MOSFET管VT1的源极连接，所述第一VD管VD1的负极与所述第一MOSFET管VT1的漏极连接；
所述第二VD管VD2的正极与所述第二MOSFET管VT2的源极连接，所述第一VD管VD1的负极与所述第二MOSFET管VT2的漏极连接，且与所述第一VD管VD1的正极连接；
所述第三VD管VD3的正极与所述第五MOSFET管VT5的源极连接，所述第三VD管VD3的负极与所述第五MOSFET管VT5的漏极连接；
所述第四VD管VD4的正极与所述第七MOSFET管VT7的源极连接，所述第一VD管VD1的负极与所述第七MOSFET管VT7的漏极连接，且与所述第六VD管VD6的正极连接。
在本发明的具体实施例中，并联交错BUCK电路是将两个相同的电路并联组成，并联的电路共用输入端、输出端和输出滤波电容；根据所述BUCK电路的输入电压Vin和所述BUCK电路中整流开关管的导通占空比D，得到理论输出电压Vin×D；将所述理论输出电压与所述BUCK电路的实际输出电压进行比较，当所述理论输出电压小于所述实际输出电压时，控制所述BUCK电路中的续流开关管关断，当所述理论输出电压大于或等于所述实际输出电压时，控制所述BUCK电路中的续流开关管导通。
假定VT1、VT3的导通占空比为D，死区时间为dt，则VT2、VT4的导通占空比为1-D-2dt，VT5、VT6的导通占空比和VT1、VT3的导通占空比相等，但VT5、VT6比VT1、VT3晚导通半个周期，VT7、VT8的导通占空比和VT2、VT4的导通占空比相等，但VT7、VT8比VT2、VT4晚导通半个周期。在本发明的具体实施例中VT1、VT3和VT5、VT6相位相差180°，使得输出电流纹波大大减小，其纹波频率也增大为原来的2倍，此频率增加可大大减小输出滤波电感值和输出电容C15的值，从而提高了DC-DC变换器的动态响应速度以及变换器的变化效率。
本发明的实施例还提供了一种并联交错BUCK变换器的控制方法，应用于如上所述的并联交错BUCK变换器，如图2所示，包括：
步骤S21：对所述并联交错BUCK变换器的输出电压以及输出电流进行采样，得到采样电压和采样电流；
步骤S22：根据所述采样电压与预设电压值的第一比较误差以及模糊遗传算法生成第一校正参数，并根据所述第一预设算法对所述第一比较误差和所述第一校正参数进行处理，得到第一电流值；
步骤S23：根据所述第一电流值与所述采样电流的第二比较误差以及所述模糊遗传算法生成第二校正参数，并根据第二预设算法对所述第二比较误差和所述第二校正参数进行处理，得出第一占空比信号；
步骤S24：根据所述采样电流与电流限流值的第三比较误差以及模糊遗传算法生成第三校正参数，并根据第三预设算法对所述第三比较误差和所述第三校正参数进行处理，得出第二占空比信号；
步骤S25：获取所述第一占空比信号与所述第二占空比信号中较小的值为所述整流开关管的第一导通占空比，并根据所述第一导通占空比获取所述续流开关管的第二导通占空比；
步骤S26：根据所述第一导通占空比以及所述第二导通占空比控制所述两组整流开关管交错180度导通，以及控制所述两组续流开关管交错180度导通。
本发明实施例的并联交错BUCK变换器采用恒压环和恒流环的双重环路结构进行控制，并在环路算法中采用了模糊遗传(Fuzzy-GA)算法，通过模糊推理实现对PID参数的实时最佳调整，利用模糊评判方法，设计了模糊适应度函数以改进遗传算法，提高了变换器的实时控制能力以及变换器的动态响应性能。
在本发明的具体实施例中采用恒压环和恒流环的双重环路进行控制，其中，恒压环和恒流环是并行关系，恒压功能采用平均电流模式控制，恒流功能采用单电流环控制。具体说明如下。
如图3所示，平均电流模式控制方式为双环控制，外环为电压环，控制量为输出电压，内环为电流环，控制量为电感电流。其中G(S)为并联交错BUCK变换器的主拓扑结构的小信号模型，输出电压VO经过分压处理以及12位的AD采样后，与电压的参考值Vref进行比较，得出第一比较误差e(n)，并根据第一预设算法对所述第一比较误差和电压环的PID控制器Gvc(z)(第一校正参数，所述第一校正参数包括：Kp1、Ki1以及Kd1)进行处理，得到电压环的控制输出，对该控制输出进行限幅后，将其作为内环电流环的参考电流Iref；对电感电流Iprimary进行处理后得到采样电流，将采样电流与参考电流Iref进行比较，得出第二比较误差，并根据第二预设算法对所述第二比较误差以及内环电流环PID控制器Gic(z)(第二校正参数，所述第二校正参数包括：Kp2、Ki2以及Kd2)进行处理，得到内环电流环的控制输出，该控制输出即为MOSFET的第一导通占空比信号d1。其中，Ki以及KV为预设参数值。
其中，所述第一预设算法具体为：
电压外环的当前时刻控制输出＝(电压外环的当前时刻电压误差-电压外环的前一时刻电压误差)*Kp1+电压外环的当前时刻电压误差*Ki1+电压外环的前一时刻控制输出*Kd1，其中，所述电压外环的当前时刻控制输出即Iref，“*”表示定点运算。
第二预设算法具体为：
电流内环的当前时刻控制输出＝(电流内环的当前时刻电流误差-电流内环的前一时刻电流误差)*Kp2+电流内环的当前时刻电流误差*Ki2+电流内环的前一时刻控制输出*Kd2，其中，所述电流内环的当前时刻输出即d1，“*”表示定点运算。
如图4所示，在每一个AD中断子函数中，DSP对输出电流IO进行采样，采样得到的信号与输出电流的限流值IOref进行比较，得到输出电流误差IO(n)(第三比较误差)，并根据第三预设算法对所述IO(n)以及恒流环的PID控制器(第三校正参数，所述第三校正参数包括Kp3、Ki3以及Kd3)进行处理，得到恒流环的控制输出IO(n)(第二占空比信号)，其中，KIO为预设参数值。为了实现恒流环和恒压环之间的平稳切换，将恒流环的控制输出和平均电流模式的控制输出进行比较，取两者中较小的值作为整流开关管的导通占空比d；DSP对开关管的导通占空比进行限幅处理后输出相对应脉宽的PWM波，从而实现对输出电压的有效调节。另外，续流管开关管的占空比和整流开关管的占空比存在一定的关系，通过该关系可以得到续流管的导通占空比。
其中，第三预设算法具体为：
电流环的当前时刻控制输出＝电流环的当前时刻电流误差*Kp3-电流环的前一时刻电流误差*Ki3-电流环的前一时刻控制输出*Kd3，其中“*”表示定点运算。
在恒压环和恒流环的环路控制策略中，模糊遗传PID控制单元进行两位激励的测试控制，两位控制会在测量值与设定值的偏差超出滞环宽度时，输出正负阶跃信号，改变控制输出方向(由开→关或关→开)，从而引起变换器系统在当前设定值附近产生可控制幅度的振荡。将收到的临界振荡周期、幅值、两位控制的滞环幅H、滞环宽度e等参数，以及所要求的相角稳定裕度Qm和幅值稳定裕度Am等送到PID参数计算模块中，由模糊遗传PID控制器单元内的计算模块算出并保存所要求稳定裕度的比例带、积分以及微分；最后将算出的P、I、D参数置入PWM调压单元中，完成了对现有控制装置的参数整定任务。模糊PID参数自适应模块在整定出来最小、适中、最大稳定裕度P、I、D参数的基础上，采用一个模糊自调整机构在线调整PID参数，最大限度地提高控制器的控制性能，从而达到抑制大范围的扰动，改进系统动态响应性能，增强鲁棒性能的目的。
在本发明的具体实施例中，所述根据所述采样电压与预设电压值的第一比较误差以及模糊遗传算法生成第一校正参数的步骤具体为：
由第一子模糊控制器SFC1、第二子模糊控制器SFC2以及第三子模糊控制器SFC3根据模糊遗传算法分别对所述第一比较误差进行模糊处理，得出所述第一校正参数；以及
所述根据所述采样电压与预设电压值的第二比较误差以及模糊遗传算法生成第二校正参数的步骤具体为：
由所述第一子模糊控制器SFC1、所述第二子模糊控制器SFC2以及所述第三子模糊控制器SFC3根据模糊遗传算法分别对所述第二比较误差进行模糊处理，得出所述第二校正参数；以及
所述根据所述采样电压与预设电压值的第一比较误差以及模糊遗传算法生成第一校正参数的步骤具体为：
由所述第一子模糊控制器SFC1、所述第二子模糊控制器SFC2以及所述第三子模糊控制器SFC3根据模糊遗传算法分别对所述第三比较误差进行模糊处理，得出所述第三校正参数。
本发明实施例中的模糊遗传(Fuzzy-GA)算法，是由模糊优化和遗传算法优化构成的一种混合优化的设计方法。对遗传算法的交叉率和变异率根据算法的实际运用模糊控制对其进行动态的模糊变化处理，继而实现了遗传算法的模糊化。用隶属函数来表示遗传算法的优化过程中所采用的约束条件的区间范围，能够保证遗传子代的选择拥有更广泛的群体组成。
目前存在多种交叉与变异操作形式，但绝大多数都是固定不变的，即交叉概率Pc和变异概率Pm取为常数往住不能使GA均匀地在优化空间中搜索最优化，也不能适应优化过程中不同情形的要求，从而影响了GA的寻优性能。实验表明：影响Pc和Pm的因素除了适应度函数值(fitness)之外，还有当前的进化代数(GENE)以及最大适应度函数值保持不变的代数(Kgn)。
在本发明的具体实施例中，对于上述PID控制器的参数寻优问题，按照ITAE标准将其转化成如下约束最优化问题，
最小规模为：
Figure BDA0000640232100000151
目标转为：
Figure BDA0000640232100000152
其中，ITAE为目标函数，Kp，Ki，Kd分别是控制器的3个参数，KP0，KP0，Kd0是控制器的3个初始值，δ为参数的搜索范围系数。
在本发明的具体实施例中，基于模糊遗传算法优化的模糊遗传PID控制单元如图5所示，其中，第一子模糊控制器SFC1、第二子模糊控制器SFC2与第三子模糊控制器SFC3组合成复合FGA控制器，它将过渡时间t作为各个子模糊控制器的公共输入，而以|e(kt)|、|e(kt)+e((k-1)t)|、|e(kt)-e((k-1)t)|分别作为第一子模糊控制器SFC1、第二子模糊控制器SFC2与第三子模糊控制器SFC3的另一输入量|e(t)|、|ea(t)|、|ec(t)|，且复合模糊控制器的输出量分别为经过子模糊控制器的模糊化、模糊推理以及解模糊处理后，得到Kp，Ki，Kd的增量ΔKP，ΔKi，ΔKd，以实现PID参数的在线整定。其中，时间变量t及|e(t)|，|ea(t)|，|ec(t)|模糊化后语言变量分别为T，E，EA，EC。
在本发明的具体实施例中，遗传算法优化模糊推理规则如图6所示，将当前群体中适应度最高的个体结构完整复制到下一代群体中；采用保留最优个体而重新生成其余个体的方式，防止可能出现的早熟收敛现象，维持了解群体中个体的多样性，以利于得到全局最优值。
模糊遗传算法具体设计步骤如下:
①编码:采用浮点数编码，染色体编码长度为48，均由浮点数构成。由此，可以得到基于浮点数的PID参数编码(染色体)分别为Kp，Ki，Kd。
②初始参数
变量T模糊子集为PB、PM、PS、ZO、NS、NM、NB，论域量化等级为[-3，3]；变量E模糊子集取为VB、B、M、S，论域量化等级为[0，4]；EA模糊子集取VB、B、M、S，论域量化等级为[0，4]；变量EC模糊子集取为B、M、S，论域量化等级为[0，6]；输出量ΔKP模糊子集取为PB、PM、PS、ZO、NS、NM、NB，论域量化等级为[-0.3,0.3]；输出量ΔKi模糊子集取为PB、PS、ZO、NS、NB，论域量化等级为[-3，3]；输出量ΔKd模糊子集取为PB、PM、PS、ZO、NS、NM、NB，论域量化等级为[-3，3]。
③种群选择
种群数目取为SIZE＝50，进化代数取为GENE＝100，搜索范围系数δ＝0.6，初始化种群为：
Figure BDA0000640232100000161
其中n＝SIZE,Kpj，Kij，Kdj,的取值范围满足式(2)。
④选择、交叉和变异
选择函数选用几何规则排序函数；交叉概率P＝0.8，交叉操作
Figure BDA0000640232100000162
其中θ∈(0，1)，X，Y为交叉前的两个个体，X'，Y'为交叉操作后得到的后代个体；变异概率Pm＝0.01-[1:1:SIZE]×(0.01)/SIZE，变异率Pm的值逐步递减以加快收敛速度，其初始值取为0.08，变异函数选用非统一变异函数。
⑤目标函数
目标函数即适应度函数，表明个体对环境适应能力的强弱，它与所选项取的目标函数有关。本文选用绝对误差的一阶矩型的积分(ITAE)如上述式(1)作为性能评价指标，此值越小则系统性能越好，由于PID参数化是求目标函数的极小值问题，因而需对目标函数进行改造，将极小植问题转换为极大值问题，即适应度函数为ITAE的倒数，相应适应度函数取为：
Figure BDA0000640232100000163
⑥算法停止准则
在参数的寻优过程中，始终以ITAE的标准指导算法的搜索方向，即得到一组PID控制器参数使得适应度f(t)值最小。因此，此连续若干代最优个体适应度值的平均值与当代最优个体适应度值之差在所要求的范围之内时，就认定算法已不再具有继续优化的能力，此时就可以终止算法寻优。否则，返回到步骤①。
本发明实施例的开关电源变换系统，要求系统稳定工作且最大超调小于1％，由阶跃响应曲线可得:
Figure BDA0000640232100000171
取种群规模SIZE＝50，交叉概率Pc按照自适应率调整，算法得到最优解的标志为当前最优个体的适应值。仿真结果如图7b和图8b所示。仿真参数如下：平均收敛代数5，上升时间0.03s，最优参数p＝65，i＝0.36，d＝0.52，超调量＝0.0036％；最优化指标46.1。
图7a与图7b分别为常规模糊PID控制系统和基于FGA优化的复合模糊PID控制系统跟踪阶跃信号效果图，从图7b中可以看出基于FGA优化的复合模糊PID控制器不仅调节时间短，而且跟踪精度高。图8a与图8b分别为常规遗传PID和FGA优化的PID最小最优标准曲线图，从图8b中可以看出基于FGA优化的复合模糊PID可以实现快速寻优。
由仿真结果可见，使用模糊遗传自适应PID控制器的过渡过程时间比常规PID控制器的过渡时间要短得多，在很大程度上减轻了系统过渡过程初期的振荡现象，简化了寻优过程，且响应速度及抗扰性能都非常理想。
在本发明的具体实施例中，将上述算法应用于直流开关电源变换系统，实现电压变换控制过程中PID参数的优化。根据遗传算法优化PID参数对开关电源输出电压进行控制，经过16次迭代收敛于最大适应度值1.839，得到的PID参数分别为Kp＝1.839，Ki＝1.478，Kd＝0.672，可将直流开关电源输出电压严格控制在53.5V上，调节时间短，电压变化平稳，调节误差控制≤0.1V。
本发明实施例中VT1(VT3)与VT5(VT6)交错180°导通，可以减小输出电流纹波，降低开关损耗，从而提高变换器效率以及系统的动态响应速度，且本发明实施例中采用模糊自适应PID的变换器，具有实时性好、鲁棒性以及控制能力强的优点，另外，采用模糊遗传自适应PID控制器的过渡过程时间比常规PID控制器的过渡时间要短得多，在很大程度上减轻了系统过渡过程初期的振荡现象，简化了寻优过程。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (11)

1.一种并联交错BUCK变换器，其特征在于，包括：
直流电压源；
与所述直流电压源连接的并联交错BUCK电路，所述并联交错BUCK电路包括两组并联的整流开关管以及与每组所述整流开关管连接的一组续流开关管，且每组整流开关管以及每组续流开关管包括两个并联的MOSFET管；
与所述并联交错BUCK电路连接的采样电路，用于对所述并联交错BUCK电路的输出电压和输出电流进行采样，并输出采样结果；
与所述采样电路连接的数字信号处理器DSP，用于根据模糊遗传算法，对所述采样结果进行处理，得到占空比信号，并输出与所述占空比信号对应的脉冲宽度调制PWM波；
分别与所述并联交错BUCK电路和所述DSP连接的PWM驱动器，用于根据所述PWM波控制所述两组并联的整流开关管交错180度导通，以及控制两组续流开关管交错180度导通。
2.根据权利要求1所述的并联交错BUCK变换器，其特征在于，所述并联交错BUCK电路包括：第一组整流开关管、第一组续流开关管、第二组整流开关管以及第二组续流开关管；
所述第一组整流开关管包括：第一MOSFET管VT1以及第三MOSFET管VT3；
其中，所述第一MOSFET管VT1的漏极与所述第三MOSFET管VT3的漏极连接，且与所述直流电压源的正极连接，所述第一MOSFET管VT1的源极与所述第三MOSFET管VT3的源极连接；
所述第一组续流开关管包括：第二MOSFET管VT2以及第四MOSFET管VT4；
其中，所述第一MOSFET管VT1的源极与第二MOSFET管VT2的漏极连接，所述第三MOSFET管VT3的源极与第四MOSFET管VT4的漏极连接，所述第二MOSFET管VT2的漏极与所述第四MOSFET管VT4的漏极连接，所述第二MOSFET管VT2的源极与所述第四MOSFET管VT4的源极连接，且与所述直流电压源的负极连接；
所述第二组整流开关管包括：第五MOSFET管VT5以及第六MOSFET管VT6；
其中，所述第五MOSFET管VT5的漏极与所述第六MOSFET管VT6的漏极连接，且与所述直流电压源的正极连接，所述第五MOSFET管VT5的源极与所述第六MOSFET管VT6的源极连接；
所述第二组续流开关管包括：第七MOSFET管VT7以及第八MOSFET管VT8；
其中，所述第五MOSFET管VT5的源极与所述第七MOSFET管VT7的漏极连接，所述第六MOSFET管VT6的源极与所述第八MOSFET管VT8的漏极连接，所述第七MOSFET管VT7的漏极与所述第八MOSFET管VT8的漏极连接，所述第七MOSFET管VT7的源极与所述第八MOSFET管VT8的源极连接，且与所述直流电压源的负极连接。
3.根据权利要求2所述的并联交错BUCK变换器，其特征在于，所述并联交错BUCK变换器还包括：
与所述第一组整流开关管连接的第一吸收电路；
与所述第一组续流开关管连接的第二吸收电路；
与所述第二组整流开关管连接的第三吸收电路；
与所述第二组续流开关管连接的第四吸收电路。
4.根据权利要求2所述的并联交错BUCK变换器，其特征在于，所述并联交错BUCK变换器还包括：第一电感L1和第二电感L2；
其中，所述第一电感L1的第一端与所述第三MOSFET管VT3的源极连接；
所述第二电感L2的第一端与所述第六MOSFET管VT6的源极连接；
所述第一电感L1的第二端与所述第二电感L2的第二端连接。
5.根据权利要求4所述的并联交错BUCK变换器，其特征在于，所述并联交错BUCK变换器还包括：分别与所述第一电感L1的第二端和所述直流电压源的负极连接的滤波电路，且所述滤波电路的输出端为所述并联交错BUCK变换器的输出端。
6.根据权利要求5所述的并联交错BUCK变换器，其特征在于，所述采样电路包括：电压采样电路和电流采样电路；
其中，所述电压采样电路的输入端与所述滤波电路的输出端相连，所述电流采样电路的输入端与所述第一电感L1的第二端连接。
7.根据权利要求6所述的并联交错BUCK变换器，其特征在于，
所述数字信号处理器DSP包括：预测单元、模糊遗传PID控制单元、PWM单元；
其中，所述预测单元分别与所述电压采样电路的输出端以及所述电流采样电路的输出端连接；
所述模糊遗传PID控制单元与所述预测单元连接；
所述PWM单元与所述模糊遗传PID控制单元连接。
8.根据权利要求7所述的并联交错BUCK变换器，其特征在于，所述PWM驱动器包括：输入端口，第一输出端口PWM1，第二输出端口PWM2、第三输出端口PWM3以及第四输出端口PWM4；
其中，所述输入端口与所述PWM单元连接；
所述第一输出端口PWM1分别与所述第一MOSFET管VT1的栅极和所述第三MOSFET管VT3的栅极连接；
所述第二输出端口PWM2分别与所述第二MOSFET管VT2的栅极和所述第四MOSFET管VT4的栅极连接；
所述第三输出端口PWM3分别与所述第五MOSFET管VT5的栅极和所述第六MOSFET管VT6的栅极连接；
所述第四输出端口PWM4分别与所述第七MOSFET管VT7的栅极和所述第八MOSFET管VT8的栅极连接。
9.根据权利要求2所述的并联交错BUCK变换器，其特征在于，还包括：
与所述第一MOSFET管VT1并联第一稳压二极管VD1；
与所述第二MOSFET管VT2并联第二稳压二极管VD2；
与所述第五MOSFET管VT5并联第三稳压二极管VD3；
与所述第七MOSFET管VT7并联第四稳压二极管VD4；
其中，所述第一稳压二极管VD1的正极与所述第一MOSFET管VT1的源极连接，所述第一稳压二极管VD1的负极与所述第一MOSFET管VT1的漏极连接；
所述第二稳压二极管VD2的正极与所述第二MOSFET管VT2的源极连接，所述第二稳压二极管VD2的负极与所述第二MOSFET管VT2的漏极连接，且与所述第一稳压二极管VD1的正极连接；
所述第三稳压二极管VD3的正极与所述第五MOSFET管VT5的源极连接，所述第三稳压二极管VD3的负极与所述第五MOSFET管VT5的漏极连接；
所述第四稳压二极管VD4的正极与所述第七MOSFET管VT7的源极连接，所述第四稳压二极管VD4的负极与所述第七MOSFET管VT7的漏极连接，且与所述第三稳压二极管VD3的正极连接。
10.一种并联交错BUCK变换器的控制方法，应用于如权利要求1-9任一项所述的并联交错BUCK变换器，其特征在于，包括：
对所述并联交错BUCK变换器的输出电压以及输出电流进行采样，得到采样电压和采样电流；
根据所述采样电压与预设电压值的第一比较误差以及模糊遗传算法生成第一校正参数，并根据第一预设算法对所述第一比较误差和所述第一校正参数进行处理，得到第一电流值；
根据所述第一电流值与所述采样电流的第二比较误差以及所述模糊遗传算法生成第二校正参数，并根据第二预设算法对所述第二比较误差和所述第二校正参数进行处理，得出第一占空比信号；
根据所述采样电流与电流限流值的第三比较误差以及模糊遗传算法生成第三校正参数，并根据第三预设算法对所述第三比较误差和所述第三校正参数进行处理，得出第二占空比信号；
获取所述第一占空比信号与所述第二占空比信号中较小的值为整流开关管的第一导通占空比，并根据所述第一导通占空比获取续流开关管的第二导通占空比；
根据所述第一导通占空比以及所述第二导通占空比控制所述两组并联的整流开关管交错180度导通，以及控制两组续流开关管交错180度导通。
11.根据权利要求10所述的并联交错BUCK变换器的控制方法，其特征在于，所述根据所述采样电压与预设电压值的第一比较误差以及模糊遗传算法生成第一校正参数的步骤具体为：
由第一子模糊控制器SFC1、第二子模糊控制器SFC2以及第三子模糊控制器SFC3根据模糊遗传算法分别对所述第一比较误差进行模糊处理，得出所述第一校正参数；以及
所述根据所述第一电流值与所述采样电流的第二比较误差以及所述模糊遗传算法生成第二校正参数的步骤具体为：
由所述第一子模糊控制器SFC1、所述第二子模糊控制器SFC2以及所述第三子模糊控制器SFC3根据模糊遗传算法分别对所述第二比较误差进行模糊处理，得出所述第二校正参数；以及
所述根据所述采样电流与电流限流值的第三比较误差以及模糊遗传算法生成第三校正参数的步骤具体为：
由所述第一子模糊控制器SFC1、所述第二子模糊控制器SFC2以及所述第三子模糊控制器SFC3根据模糊遗传算法分别对所述第三比较误差进行模糊处理，得出所述第三校正参数。
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