CN105745706A - 用于扩展频带的装置、方法和程序 - Google Patents

用于扩展频带的装置、方法和程序 Download PDF

Info

Publication number
CN105745706A
CN105745706A CN201480063497.XA CN201480063497A CN105745706A CN 105745706 A CN105745706 A CN 105745706A CN 201480063497 A CN201480063497 A CN 201480063497A CN 105745706 A CN105745706 A CN 105745706A
Authority
CN
China
Prior art keywords
band
signal
frequency band
low
frequency
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201480063497.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN105745706B (zh
Inventor
山本优树
知念徹
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sony Corp
Original Assignee
Sony Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sony Corp filed Critical Sony Corp
Publication of CN105745706A publication Critical patent/CN105745706A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN105745706B publication Critical patent/CN105745706B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G10L19/16—Vocoder architecture
    • G10L19/18—Vocoders using multiple modes
    • G10L19/24—Variable rate codecs, e.g. for generating different qualities using a scalable representation such as hierarchical encoding or layered encoding
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/02—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders
    • G10L19/0204—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders using subband decomposition
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G10L19/26—Pre-filtering or post-filtering
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L21/00—Speech or voice signal processing techniques to produce another audible or non-audible signal, e.g. visual or tactile, in order to modify its quality or its intelligibility
    • G10L21/02—Speech enhancement, e.g. noise reduction or echo cancellation
    • G10L21/038—Speech enhancement, e.g. noise reduction or echo cancellation using band spreading techniques
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L25/00—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00
    • G10L25/03—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 characterised by the type of extracted parameters
    • G10L25/18—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 characterised by the type of extracted parameters the extracted parameters being spectral information of each sub-band

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Audiology, Speech & Language Pathology (AREA)
  • Human Computer Interaction (AREA)
  • Computational Linguistics (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
  • Circuit For Audible Band Transducer (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

本技术涉及一种用于扩展频带的能够以小的处理量获得高质量声音的装置、方法和程序。低带提取带通滤波处理单元使输入信号的低频带的预定频带通过并且生成低频带子带信号。带通滤波计算电路基于高频带子带功率的估计值来计算具有高频带的子带作为通带的带通滤波器的带通滤波系数，并且加法单元通过将所述带通滤波系数相加来获得一个滤波系数。多相配置电平调节滤波器通过使用由所述加法单元获得的所述滤波系数对从低频带子带信号获得的平坦化信号执行滤波来执行上采样和电平调节，并且生成高频带信号。加法单元通过将所述高频带信号加到所述低频带信号来获得输出信号。本技术可以应用于频带扩展装置。

Description

用于扩展频带的装置、方法和程序
技术领域
本技术涉及一种用于扩展频带的装置、方法和程序，并且更加具体地，涉及一种用于扩展频带的能够以小的处理量获得高质量声音的装置、方法和程序。
背景技术
例如，已知有经由互联网来发行音乐的音乐发行服务。在这种音乐发行服务中，发行的是通过对音乐的音频信号等进行编码而获得的编码数据，并且使用去除音频信号的高频带分量并且仅仅对剩余的低频带分量进行编码的技术来压缩编码数据的数据量。
然而，当对通过这种技术编码的音频信号进行解码和重现时，由于已经失去了原始信号中包括的高频带分量，所以失去了原始声音的真实感，并且容易发生音频质量的降低，声音模糊不清。
在这方面，提出了一种通过从低频带分量的信号生成高频带分量并且将获得的高频带分量加到低频带分量的信号来生成宽频带的信号的频带扩展技术(例如，见专利文献1)。
引文列表
专利文献
专利文献1：WO2011/043227
发明内容
技术问题
近年来，例如，存在对将标准分辨率的声音，即标准采样频率(诸如，48kHz)的声音，转换为高分辨率的声音，即高采样频率的声音，的技术的需求。
然而，当结合频带扩展技术和上采样对音频信号执行上采样并且然后对频带进行扩展时，虽然可以获得高质量声音，但是也会对应地增加所执行的处理量。
鉴于上述情况，提出了本技术，并且本技术使得能够以小的处理量获得高质量声音。
解决方案
根据本公开的一个方面，一种频带扩展装置包括：低频带提取带通滤波处理单元，其配置为使输入信号的低频带侧的预定频带通过并且提取低频带子带信号；滤波系数计算单元，其配置为基于低频带子带信号或者输入信号来计算多相配置滤波器的滤波系数；电平调节滤波处理单元，其配置为通过滤波系数的多相配置滤波器对低频带子带信号进行滤波来执行低频带子带信号的上采样和电平调节，并且生成高频带信号；低通滤波处理单元，其配置为通过对输入信号进行滤波从输入信号提取低频带信号；以及信号加法单元，其配置为将低频带信号加到高频带信号并且生成输出信号。
频带扩展装置可以包括：平坦化单元，其配置为按照使多个不同频带的低频带子带信号的电平基本恒定的方式对低频带子带信号进行平坦化，并且生成平坦化信号；以及下采样单元，其配置为对平坦化信号执行下采样。电平调节滤波处理单元通过使用多相配置滤波器对由下采样单元下采样的平坦化信号执行滤波，并且生成高频带信号。
平坦化单元按照使多个频带的低频带子带信号的电平与在最高频带侧的频带的低频带子带信号的电平基本相同的方式来执行该平坦化。
滤波系数计算单元计算使高频带的多个频带通过的带通滤波器的带通滤波系数。频带扩展装置可以进一步包括：系数加法单元，其配置为通过将针对高频带的多个频带计算得到的带通滤波系数相加来获得一个滤波系数。
频带扩展装置可以进一步包括：估计单元，其配置为基于多个不同频带的低频带子带信号来为高频带的多个频带计算频带的信号的电平的估计值。滤波系数计算单元基于为高频带的多个频带计算的频带的估计值来计算带通滤波系数。
频带扩展装置可以进一步包括：噪声生成单元，其配置为生成高频带噪声信号。信号加法单元将低频带信号、高频带信号和高频带噪声信号相加并且生成输出信号。
频带扩展装置可以进一步包括：噪声电平调节滤波处理单元，其配置为通过针对噪声的多相配置滤波器对高频带噪声信号执行滤波来对高频带噪声信号执行上采样和电平调节。
频带扩展装置可以进一步包括：噪声滤波系数计算单元，其配置为基于低带子带信号或者输入信号来计算多相配置滤波器的滤波系数。
低频带滤波处理单元通过针对低频带的多相配置滤波器对输入信号执行滤波来执行输入信号的上采样和低频带分量的提取，并且生成低频带信号。
根据本公开的一个方面，频带扩展方法或者程序包括以下步骤：使输入信号的低频带侧的预定频带通过并且提取低频带子带信号；基于低频带子带信号或者输入信号来计算多相配置滤波器的滤波系数；通过滤波系数的多相配置滤波器对低频带子带信号进行滤波来执行低频带子带信号的上采样和电平调节，并且生成高频带信号；通过对输入信号进行滤波从输入信号提取低频带信号；以及将低频带信号加到高频带信号并且生成输出信号。
根据本技术的一个方面，使输入信号的低频带侧的预定频带通过并且从而提取低频带子带信号；基于低频带子带信号或者输入信号来计算多相配置滤波器的滤波系数；通过滤波系数的多相配置滤波器对低频带子带信号进行滤波来执行低频带子带信号的上采样和电平调节，并且生成高频带信号；通过对输入信号进行滤波从输入信号提取低频带信号；以及将低频带信号加到高频带信号并且生成输出信号。
本发明的有益效果如下：
根据本技术的一个方面，能够以小的处理量获得高质量声音。
此处描述的效果并不一定是限制性的，并且可以包括在本公开中描述的任何效果。
附图说明
图1是图示了频带扩展装置的配置的示意图。
图2是用于描述输入信号的上采样的示意图。
图3是图示了频带扩展装置的配置的示意图。
图4是用于描述低频带信号的生成的示意图。
图5是用于描述划分为子带的示意图。
图6是用于描述带通滤波系数的生成的示意图。
图7是用于描述平坦化信号的生成和上采样的示意图。
图8是图示了应用了本技术的频带扩展装置的配置的示意图。
图9是图示了多相配置电平调节滤波器的示例性配置的示意图。
图10是用于描述频带扩展过程的流程图。
图11是图示了频带扩展装置的配置的示意图。
图12是用于描述频带扩展过程的流程图。
图13是图示了计算机的示例性配置的示意图。
具体实施方式
在下文中，将参考附图对应用了本技术的实施例进行描述。
<第一实施例>
<频带扩展和上采样>
首先，将对本技术的概要进行描述。
本技术尤其具有以下特征。
(特征1)
执行上采样信号的频带扩展，从而使得连续执行上采样和频带扩展技术两次或者更多次。结果，获得高质量声音。
(特征2)
通过使用频率混叠而非幅度调制的方法来实施生成高频带信号的技术，由此以小的处理量生成输出信号。
(特征3)
将根据高频带的功率的估计值的噪声加到高频带信号。结果，可以获得更自然的声音。
在下文中，将对本技术进行描述。
图1是图示了频带扩展装置的示例性配置的示意图，该频带扩展装置对作为处理目标的音频信号的输入信号的频带进行扩展。
如图1所示的频带扩展装置11接收低频带的信号分量作为输入信号，对该输入信号执行频带扩展过程，并且将由此获得的输出信号作为频带扩展音频信号输出。例如，输入信号是已经从原始信号去除了高频带分量并且仅仅余下低频带分量的音频信号。
在下文中，假设在通过频带扩展过程生成的频率分量中具有最低频率的一侧的端部是扩展开始频带，将频率比该扩展开始频带高的频带称为“高频带”，并且将频率比该扩展开始频带低的频带称为“低频带”。
当将低频带和高频带都划分为多个频带时，将一个划分得到的频带也称为“子带”，并且将子带的信号也称为“子带信号”。在下面，具体地，将低频带的子带的子带信号也称为“低频带子带信号”，并且将高频带的子带的子带信号也称为“高频带子带信号”。
频带扩展装置11包括低通滤波器21、延迟电路22、低频带提取低通滤波器23、特征量计算电路24、高频带子带功率估计电路25、高频带信号生成电路26、高通滤波器27和加法单元28。
低通滤波器21通过使用预定截止频率对输入信号执行滤波，并且将由此获得的低频带信号提供给延迟电路22，该低频带信号充当低频带的信号分量。
延迟电路22将低频带信号延迟预定延迟时间以便在将从低通滤波器21提供的低频带信号加到稍后待述的高频带信号时进行同步，并且将延迟后的低频带信号提供给加法单元28。
低频带提取带通滤波器23配置有具有不同通带的带通滤波器31-1至31-N。
带通滤波器31-i(此处，1≤i≤N)使预定通带(即，在输入信号中的低频带侧的子带)的信号通过，并且将由此获得的预定频带的信号作为低频带子带信号提供给特征量计算电路24和高频带信号生成电路26。由此，可以通过低频带提取带通滤波器23来获得低频带中包括的N个子带的子带信号。
在下文中，当无需具体区分带通滤波器31-1至31-N时，也将它们简称为“带通滤波器31”。
特征量计算电路24通过使用从低频带提取带通滤波器23提供的多个低频带子带信号和输入信号中的至少一种来计算一个或者多个特征量，并且将计算得到的特征量提供给高频带子带功率估计电路25。此处，特征量是指示作为信号的输入信号的特征的信息。
高频带子带功率估计电路25基于从特征量计算电路24提供的特征量来为高频带的每个子带计算充当高频带子带信号的功率(电平)的高频带子带功率的估计值，并且将计算得到的估计值提供给高频带信号生成电路26。
高频带信号生成电路26基于从低频带提取带通滤波器23提供的多个低频带子带信号和从高频带子带功率估计电路25提供的高频带子带功率的多个估计值来生成充当高频带的信号分量的高频带信号，并且将该高频带信号提供给高通滤波器27。
高通滤波器27通过使用与低通滤波器21的截止频率对应的截止频率对从高频带信号生成电路26提供的高频带信号执行滤波，并且将滤波后的高频带信号提供给加法单元28。
加法单元28将从延迟电路22提供的低频带信号加到从高通滤波器27提供的高频带信号，并且将产生的信号作为输出信号输出。
如上所述，根据频带扩展装置11，可以将输入信号转换为具有宽频带分量的输出信号。
然而，在频带扩展装置11中，输入信号的采样频率与输出信号的采样频率相同，并且，例如，难以将采样频率为48kHz或者更低的标准分辨率的输入信号转换为采样频率高于48kHz的高分辨率的输出信号。
在这方面，例如，通过在如图2所示执行上采样到所需输出采样频率之后将输入信号输入到频带扩展装置11，可以执行从标准分辨率的输入信号到高分辨率的输出信号的频带扩展。在图2中，纵轴和横轴指示信号的功率(电平)和频率。
在本示例中，输入信号的采样频率是48kHz。换言之，在输入信号中包括高达24kHz的、充当Nyquist频率的频率分量，如箭头A21所指示。
当输入信号经历上采样时，获得由箭头A22指示的上采样信号。上采样信号是采样频率为96kHz的信号并且基本上包括输入信号的高达24kHz的频率分量，并且24kHz或者更高的频率分量是噪声分量。
进一步地，当将上采样信号输入到频带扩展装置11并且对上采样信号进行频带扩展过程时，获得输出信号，在该输出信号中，包括基本上高达48kHz的频率分量，由箭头A23所指示，并且采样频率为96kHz。
此处，在频带扩展装置11中，低通滤波器21和高通滤波器27的截止频率、以及带通滤波器31的高频带的通带或者子带中的每一个的上限频率和下限频率根据通过将输出采样频率除以输入采样频率获得的放大倍率而变化。例如，在图2的示例中，由于输出采样频率为96kHz并且输入采样频率为48kHz，所以上限频率和下限频率增加了一倍(＝96/48)。
同时，当频带扩展装置采用，例如，如图3所示的配置时，可以通过单个装置来执行输入信号的上采样和频带扩展过程。
在图3中，与图1中的部分对应的部分用相同的附图标号表示，并且适当地省略对其的描述。将对通过使用四倍的192kHz对采样频率为48kHz的输入信号执行上采样并且通过使用24kHz作为扩展开始频带执行频带扩展过程的示例进行描述。
如图3所示的频带扩展装置61包括上采样单元71、低通滤波器21、延迟电路22、低频带提取带通滤波器23、特征量计算电路24、高频带子带功率估计电路25、带通滤波计算电路72、平坦化电路73、下采样单元74、上采样单元75、电平调节带通滤波器76、加法单元77、高通滤波器27和加法单元28。
频带扩展装置61的配置与频带扩展装置11的配置的不同之处在于未设置高频带信号生成电路26，并且新设置了上采样单元71和带通滤波计算电路72至加法单元77。
电平调节带通滤波器76包括带通滤波器81-1至81-M。在下文中，当无需具体地区分带通滤波器81-1至81-M时，也将它们简称为“带通滤波器81”。
接下来，将对频带扩展装置61的相应单元进行适当地描述。
(上采样单元和低通滤波器)
首先，上采样单元71在输入信号的数据系列的样本之间插入三个零，生成采样频率是输入信号的采样频率四倍的信号，并且将生成的信号提供给低通滤波器21。
此处，由于输入信号的采样频率为48kHz，所以通过上采样单元71对输入信号进行上采样生成采样频率为192kHz的信号。
低通滤波器21通过将充当输入信号的Nyquist频率的24kHz用作截止频率对从上采样单元71提供的信号执行滤波，并且将由此获得的信号提供给延迟电路22。
通过上述过程，例如，获得如图4所示的信号。在图4中，纵轴和横轴指示信号的功率和频率。
例如，假设将由箭头A31指示的输入信号提供给上采样单元71。该输入信号包括充当Nyquist频率的高达24kHz的频率分量。
此处，当假设输入信号的数据系列，即，样本的一系列样本值，为x[0]，x[1]，x[2]，x[3]，...，时，上采样单元71插入三个样本，在这三个样本中，在每两个样本之间，样本值为0。结果，上采样后的输入信号的数据系列为[0]，0，0，0，x[1]，0，0，0，x[2]，0，0，0，x[3]，0，0，0，...。
当如上所述执行上采样时，获得由箭头A32指示的信号。该信号的波形变为通过镜面反射，即，频率混叠由箭头A31指示的输入信号的波形而获得的波形。
换言之，24kHz至48kHz的波形是通过使高达24kHz的波形在24kHz处重复而获得的形状的波形，并且48kHz至96kHz的波形是通过使高达48kHz的波形在48kHz处重复而获得的形状的波形。
当如上所述对输入信号执行上采样时，获得包括基本上高达96kHz的频率分量的信号，但是频率为24kHz或者更高的分量是在原始信号中未包括的额外分量。
在这方面，低通滤波器21通过将24kHz用作截止频率的低通滤波器对上采样输入信号执行滤波，并且提取由箭头A33指示的波形的低频带信号。换言之，低通滤波器21仅仅使输入信号的24kHz或者更低的频率分量通过，并且生成低频带信号。
低频带信号是在高达24kHz下具有与原始输入信号相同的频率特性并且采样频率是输入信号的采样频率四倍的信号。由此，在本示例中，低频带信号的采样频率是192kHz。
(低频带提取带通滤波器)
低频带提取带通滤波器23通过带通滤波器31-1至31-N对输入信号执行滤波过程，并且提取低频电子带信号，该低频电子带信号充当低频带的子带的信号。换言之，带通滤波器31通过使用带通滤波器进行滤波仅仅使在输入信号的低频带侧的预定通带的频率分量通过，并且生成低频带子带信号。
结果，例如，获得四个子带的信号，作为低频带子带信号，如图5所示。在图5中，纵轴和横轴指示输入信号的功率和频率。
在本示例中，带通滤波器31的数量N为4，并且针对四个子带sb-3至sb中的每一个，获得低频带子带信号。
换言之，例如，将通过将输入信号的Nyquist频率(24kHz)等分为8而获得的8个子带中的一个用作扩展开始频带，并且将这8个子带中比扩展开始频带低的频带的4个子带用作带通滤波器31的通带。
具体地，在低频带中最接近扩展开始频带侧的频带(子带)(即，最接近高频带侧的第一个子带)的标号为sb，并且在下文中将该子带称为“子带sb”。例如，子带sb是带通滤波器31-1的通带。
与在低频带侧的子带sb相邻的子带的标号为sb-1，并且在下文中将该子带称为“子带sb-1”。相似地，与在低频带侧的子带sb-1相邻的子带的标号为sb-2，并且与在低频带侧的子带sb-2相邻的子带的标号为sb-3。
在下文中，将具有标号为sb-2的子带和具有标号为sb-3的子带分别称为“子带2”和“子带3”。例如，子带sb-1至sb-3是带通滤波器31-2至31-4的通带。
(特征量计算电路和高频带子带功率估计电路)
进一步地，特征量计算电路通过使用输入信号和低频带子带信号中的至少一个来计算特征量。
例如，将低频带子带信号的功率计算为低频带的每个子带(在下文中，也称为“低频带子带”)的特征量。在下文中，将子带信号的功率(电平)也称为“子带功率”，并且，具体地，将低频带子带信号的功率也称为“低频带子带功率”。
具体地，特征量计算电路24通过计算以下公式(1)来计算来自低频带子带信号x(ib，n)的在预定时间帧J中的低频带子带功率power(ib，J)。此处，ib指示子带的标号，并且n指示离散时间的标号。一个帧的样本数量由FSIZE指示，并且功率由分贝(db)指示。
[数学公式1]
p o w e r ( i b , J ) 10 log 10 { ( &Sigma; n = J &times; F S I Z E ( J + 1 ) F S I Z E - 1 x ( i b , n ) 2 ) / F S I Z E }
(sb-3≤ib≤sb)···(1)
从特征量计算电路24将如上所述针对四个低频带子带sb至sb-3计算的低频带子带功率power(ib，J)作为输入信号的特征量提供给高频带子带功率估计电路25。
高频带子带功率估计电路25基于从特征量计算电路24提供的四个低频带子带功率，来计算需要扩展的、并且继标号为sb+1的子带(扩展开始频带)之后的频带(特征扩展频带)的字段信号的功率的估计值。
在下文中，将高频带的子带也称为“高频带子带”。将高频带子带信号的子带功率也称为“高频带子带功率”。进一步地，将高频带子带功率的估计值也称为“准高频带子带功率”。
具体地，高频带子带功率估计电路25通过在特征扩展频带的最高子带的标号为eb时对标号为sb+1至eb的子带计算以下的公式(2)来估计准高频带子带功率powerest(ib，J)。
[数学公式2]
power e s t ( i b , J ) = ( &Sigma; k b = s b - 3 s b { A i b ( k b ) p o w e r ( k b , J ) } ) + B i b
(sb+1≤ib≤eb)···(2)
在公式(2)中，系数Aib(kb)和系数Bib是针对高频带的相应子带ib具有不同值的系数，并且通过统计学习提前获得系数Aib(kb)和系数Bib从而针对各种输入信号获得合适的值。
例如，通过使用将低频带子带功率用作解释变量并且将高频带子带功率用作被解释变量的最小方差技术，通过回归分析来提前获得系数Aib(kb)和系数Bib。
此处，高频带子带功率是在通过去除高频带分量获得输入信号之前的原始信号的高频带子带信号的功率。由此，准高频带子带功率是从原始信号去除的高频带分量的每个高频带子带的高频带子带功率的估计值。
在本示例中，通过每个低频带子带功率的初级线性组合来计算准高频带子带功率，但是本技术不限于此，并且可以通过任何其它方法来计算准高频带子带功率。例如，可以通过使用在时间帧J之前和之后的多个帧的多个低频带子带功率的线性组合来计算准高频带子带功率，或者可以通过使用非线性函数来计算准高频带子带功率。
高频带子带功率估计电路25将如上所述获得的高频带子带的准高频带子带功率提供给带通滤波计算电路72。
(带通滤波计算电路)
然后，带通滤波计算电路72基于从高频带子带功率估计电路25提供的多个高频带子带的准高频带子带功率，来计算具有相应高频带子带作为通带的带通滤波器的带通滤波系数h_env(ib，l)。
具体地，带通滤波计算电路72通过计算以下公式(3)来计算带通滤波系数h_env(ib，l)。换言之，在公式(3)的计算中，通过将提前准备的相应高频带子带的带通滤波系数h_org(ib，l)乘以通过以下公式(4)获得的增益量G(ib，J)，来计算带通滤波系数h_env(ib，l)。
[数学公式3]
h_env(ib，l)＝h_org(ib，l)×G(ib，J)
(sb+1≤ib≤eb)···(3)
[数学公式4]
G ( ib , J ) = 10 power est ( ib , J )
(sb+1≤ib≤eb)···(4)
在公式(3)中，ib和J指示每个相应高频带子带的标号和时间帧的标号。
进一步地，l是指示乘以带通滤波系数h_org(ib，l)(带通滤波系数h_env(ib，l))的时间信号的样本的标号。由此，对于一个高频带子带，准备与由标号1指示的样本的数量(即，配置成滤波器的抽头的数量)对应的带通滤波系数h_env(ib，l)，并且用带通滤波系数来配置一个带通滤波器。
用带通滤波系数h_env(ib，l)配置的高频带子带的带通滤波器是有限冲击响应(FIR)滤波器。
带通滤波计算电路72首先通过使用公式(4)来计算根据准高频带子带功率powerest(ib，J)的增益量G(ib，J)。在公式(3)的计算中，提前准备的带通滤波系数h_org(ib，l)根据增益量G(ib，J)适当地经历增益调节，并且由此获得带通滤波系数h_env(ib，l)。
通过公式(3)和(4)的计算，执行带通滤波系数h_org(ib，l)的增益调节，例如，如图6所示。
在图6中，纵轴和横轴指示信号的功率和频率。
在本示例中，在由箭头A41指示的部分中的虚线指示提前准备的相应高频带子带的带通滤波系数h_org(ib，l)的频率特性，并且实线指示相应高频带子带的准高频带子带功率powerest(ib，J)。
此处，位于最左侧的带通滤波系数h_org(ib，l)和准高频带子带功率powerest(ib，J)指示位于最低频带侧的高频带子带sb+1的带通滤波系数h_org(sb+1，l)和准高频带子带功率powerest(sb+1，J)。进一步地，位于最右侧的带通滤波系数h_org(ib，l)和准高频带子带功率powerest(ib，J)指示位于最高频带侧的高频带子带sb+1的带通滤波系数h_org(eb，l)和准高频带子带功率powerest(eb，J)。
在本示例中，提前准备的相应高频带子带的带通滤波系数h_org(ib，l)具有如下频率特性：仅仅通带的频率不同，但其它特性都相同。由于这个原因，在许多高频带子带中，带通滤波系数h_org(ib，l)的最大功率高于准高频带子带功率。
在这方面，通过使用从准高频带子带功率获得的增益量G(ib，J)来执行增益调节，从而将相应高频带子带的带通滤波系数h_org(ib，l)的最大功率抑制到高频带子带的准高频带子带功率。
由此，获得最大功率与准高频带子带功率相同的带通滤波系数h_env(ib，l)，如由箭头A42指示的。
在由箭头A42指示的部分中的长短交替划线指示相应高频带子带的带通滤波系数h_env(ib，l)的频率特性，并且实线指示相应高频带子带的准高频带子带功率powerest(ib，J)。
用如上所述获得的带通滤波系数h_env(ib，l)配置成的带通滤波器用作用于形成高频带分量的波形的滤波器。换言之，通过使用带通滤波系数h_env(ib，l)，可以获得具有由准高频带子带功率表示的高频带分量的波形(即，通过估计获得的高频带的波形)的高频带信号。
带通滤波计算电路72将针对相应高频带子带获得的带通滤波系数h_env(ib，l)提供给相应高频带子带的带通滤波器81。在本示例中，由于高频带子带sb+1至eb是高频带子带，所以带通滤波器81的数量M是(eb-sb)。
(平坦化电路、下采样单元和上采样单元)
平坦化电路73基于从带通滤波器31提供的多个低频带子带的低频带子带信号x(ib，n)，通过计算公式(1)，来计算低频带子带功率power(ib，J)。
进一步地，平坦化电路73基于相应低频带子带的低频带子带信号x(ib，n)和低频带子带功率power(ib，J)，通过计算以下公式(5)，来计算平坦化信号x_flat(n)，并且将平坦化信号x_flat(n)提供给下采样单元74。
[数学公式5]
x _ f l a t ( n ) = &Sigma; i b = s b - 3 s b { x ( i b , n ) &times; 10 ( p o w e r ( s b , J ) - p o w e r ( i b , J ) ) / 20 }
(J×FSIZE≤n≤(J+1)×FSIZE-1)···(5)
在公式(5)中，执行相应低频带子带的低频带子带信号的电平调节(平坦化)，将已经经历电平调节的相应低频带子带信号相加，并且获得充当一个时间信号的平坦化信号x_flat(n)。
然后，下采样单元74对从平坦化电路73提供的平坦化信号x_flat(n)执行1/2减薄采样，并且生成采样频率是输入信号的采样频率一半的下采样平坦化信号。
在本示例中，由于输入信号的采样频率为48kHz，所以下采样平坦化信号的采样频率为24kHz。下采样单元74将该下采样平坦化信号提供给上采样单元75。
进一步地，上采样单元75在针对从下采样单元74提供的下采样平坦化信号的数据系列的样本之间插入七个零，即，样本值为0的7个样本。
结果，执行上采样，从而使从下采样单元74提供的平坦化信号的采样频率增加八倍。由于从下采样单元74提供的下采样平坦化信号的采样频率为24kHz，所以上采样平坦化信号的采样频率为192kHz(＝24kHz×8)。
由此，因而获得采样频率是输入信号的采样频率四倍的平坦化信号。在本示例中，由于输入信号的采样频率为48kHz，所以上采样平坦化信号的采样频率是输入信号的采样频率的四倍。
上采样单元75将该上采样平坦化信号提供给电平调节带通滤波器76的带通滤波器81。
通过上述过程，获得如图7所示的平坦化信号。在图7中，纵轴和横轴指示信号的功率和频率。
例如，将由在图7顶部中的曲线C11指示的波形的低频带子带信号提供给平坦化电路73。在本示例中，相应低频带子带的低频带子带信号的功率(电平)彼此不同，并且，由于频带更低，功率增加。换言之，获得功率在高频带方向上和缓下降的波形。
平坦化电路73通过调节并且将四个子带sb至sb-3的低频带子带信号的功率(电平)相加来获得一个平坦化信号x_flat(n)。如上所述获得的平坦化信号x_flat(n)的波形由从图7顶部开始的第二位置处的曲线C12指示。
在本示例中，对低频带子带信号的功率进行调节，从而使得子带sb-1至sb-3的功率(电平)与在最高频带侧的子带sb的功率(电平)基本相同。换言之，执行平坦化，从而使得用四个低频带子带的低频带子带信号配置成的低频带分量的信号的相应频带具有基本相同的功率。
平坦化信号x_flat(n)的采样频率为48kHz。由于频带扩展装置61试图最终获得通过使充当输入信号的采样频率的48kHz增加四倍而获得的192kHz的信号，所以，为了生成高频带信号，必须将用于生成高频带信号的平坦化信号的采样频率设置为192kHz。
然而，在当前时间点处获得平坦化信号x_flat(n)在子带sb与子带sb-3之间基本上包括仅一个分量。换言之，平坦化信号x_flat(n)基本上不包括低于子带sb-3的频率的分量。
由于这个原因，如果仅对由曲线C12指示的波形的平坦化信号执行使采样频率增加四倍的上采样，那么会获得具有基本上不包括频率分量的频带的信号。
在这方面，频带扩展装置61首先对平坦化信号执行下采样，并且然后对下采样平坦化信号执行上采样，如从图7顶部的第三幅图所指示的。结果，获得具有每个频带的功率是恒定的192kHz的采样频率的平坦化信号，如从图7顶部的第四幅图所指示的。
换言之，当对由曲线C12指示的平坦化信号x_flat(n)执行下采样时，由此获得的平坦化信号的波形变为由曲线C13指示的波形。在本示例中，通过下采样获得的由曲线C13指示的波形变为由曲线C12指示的波形在12kHz位置处的低频带侧重复的形状的波形。
由此，由于对由曲线C13指示的波形的平坦化信号(即，下采样平坦化信号)执行了上采样，所以，基于由曲线C13指示的波形，执行镜面反射(频率混叠)七次，并且获得由曲线C14指示的波形的平坦化信号。
由曲线C14指示的波形是从0kHz至96kHz的相应频率的功率基本恒定的平整波形。
具体地，由于平坦化电路74根据在最高频率侧的子带sb的功率执行了该平坦化，所以最终获得的由曲线C14指示的波形的平坦化信号的相应频率的功率与原始子带sb的低频带子带信号的功率基本相等。换言之，最终获得的由曲线C14指示的波形的平坦化信号的相应频率的功率与原始输入信号的子带sb的功率基本相等。
由此，当通过使用由曲线C14指示的波形的平坦化信号来生成高频带信号时，可以使与在获得的高频带信号中的子带sb相邻的子带sb+1的功率与原始输入信号(即，低频带信号)的子带sb的功率基本相等，并且当将低频带信号加到高频带信号时，高频带的波形可以与低频带的波形顺畅地连接。结果，可以获得更自然波形的输出信号。
(电平调节带通滤波器和加法单元)
接下来，将对电平调节带通滤波器76、加法单元77和加法单元28进行描述。
电平调节带通滤波器76通过使用从带通滤波计算电路72提供的带通滤波系数对从上采样单元75提供的上采样平坦化信号执行滤波，并且生成多个高频带子带信号。
具体地，通过使用针对每个高频带子带的子带的标号为ib(此处，sb+1≤ib≤eb)的带通滤波系数h_env(ib，l)，对平坦化信号执行滤波，并且由此生成高频带子带ib的高频带子带信号。结果，获得高频带子带sb+1至eb的高频带子带信号。
加法单元77通过将如上所述获得多个高频带子带的高频带子带信号相加来使很长一个高频带信号，并且将生成的高频带信号提供给高通滤波器27。然后，高通滤波器27从高频带信号去除低频带分量，并且然后将产生的信号提供给加法单元28。
从延迟电路22和高通滤波器27将低频带信号和采样频率是输入信号的采样频率四倍(即，采样频率为192kHz)的高频带信号提供给加法单元28。加法单元28通过将低频带信号加到高频带信号来获得输出信号，并且输出所获得的输出信号。
通过上述过程，频带扩展装置61可以通过对采样频率为48kHz至192kHz(即，是采样频率的四倍)的输入信号进行上采样来执行频带扩展。
进一步地，通过改变在上采样中插入的零的数量和在下采样中减薄的样本的数量，可以实施因子为2的幂(诸如，2、8或者16)的上采样和频带扩展。
<频带扩展装置的示例性配置>
同时，根据将频带扩展装置11与上采样或者如图3所示的频带扩展装置61组合的技术，可以从标准分辨率的输入信号获得高采样频率的高分辨率的输出信号。然而，在本技术中，处理量根据输入信号的采样频率与输出信号的采样频率之比而增加。
例如，当频带扩展装置11在对输入信号的采样频率进行因子为4的上采样之后执行频带扩展过程时，处理量变为是在不执行上采样的情况下执行频带扩展过程时的处理量的四倍。即使是在频带扩展装置61中，电平调节带通滤波器76中的处理量也根据输入信号的采样频率与输出信号的采样频率之比而增加。在这种情况下，可能难以通过中央处理单元(CPU)或者操作频率不足的数字信号处理器(DSP)来执行处理。
在这方面，在本技术中，频带扩展装置采用如图8所示的配置，并且由此能够以小的处理量获得高质量声音，即，高分辨率声音。在图8中，与图3中的部分对应的部分用相同的附图标记表示，并且适当地省略对其的描述。
如图8所示的频带扩展装置111以比在频带扩展装置61中更小的处理量来执行与频带扩展装置61执行的过程等效的过程。频带扩展装置111通过对输入信号的采样频率进行因子为2的幂的上采样来执行频带扩展。
接下来，将对频带扩展装置111的配置进行描述，并且将对通过使得能够将频带扩展装置61的配置改变成与频带扩展装置111的配置等效来减少处理量的技术进行描述。
此处，将对执行频带扩展从而对采样频率为48kHz的输入信号进行上采样以使采样频率增加四倍(即，192kHz)的示例进行描述。
如图8所示的频带扩展装置111包括多相配置低通滤波器121、延迟电路22、低频带提取带通滤波器23、特征量计算电路24、高频带子带功率估计电路25、带通滤波计算电路72、加法单元122、高通滤波器123、平坦化电路73、下采样单元74、多相配置电平调节滤波器124、和加法单元28。
频带扩展装置111的配置与频带扩展装置61的配置的不同之处在于下点。
换言之，在频带扩展装置111中，用多相配置低通滤波器121替代了设置在频带扩展装置61中的上采样单元71和低通滤波器21。
进一步地，在频带扩展装置111中，用多相配置电平调节滤波器124替代了设置在频带扩展装置61中的上采样单元75和电平调节带通滤波器76。
而且，在频带扩展装置61中，加法单元77和高通滤波器27设置在电平调节带通滤波器76与加法单元28之间。
另一方面，频带扩展装置111中的与加法单元77和高通滤波器27对应的加法单元122和高通滤波器123设置在带通滤波计算电路72与多相配置电平调节滤波器124之间。换言之，通过改变设置位置，改变了处理的顺序。
接下来，将对通过上述替代和设置位置的改变在执行等效过程的同时减少处理量进行描述。
首先，将对使用多相配置低通滤波器121的替代进行描述。
频带扩展装置61的低通滤波器21对从上采样单元71输出的信号执行滤波，但是该信号是如上所述的在输入信号的数据系列的每两个样本之间插入有三个零的信号。
此处，如果用于在低通滤波器21中进行滤波的低通滤波器是FIR滤波器，那么可以从滤波过程中省略这三个零的插入，并且由此可以减少处理量。
在这方面，在频带扩展装置111中，设置多相配置低通滤波器121来同时执行输入信号的上采样和低通滤波过程。换言之，在多相配置低通滤波器121中，可以通过使用多相配置滤波器对输入信号执行滤波来获得上采样低频带信号，并且由此可以减少处理量。
进一步地，多相配置低通滤波器121可以对采样频率执行因子为2的幂的上采样。
接下来，将对使用多相配置电平调节滤波器124的替代和加法单元122和高通滤波器123的设置位置的改变进行描述。
在频带扩展装置61中，通过加法单元77，将通过电平调节带通滤波器76执行的滤波获得的相应高频带子带的高频带子带信号相加。
此处，电平调节带通滤波器76，即，在带通滤波器81中使用的带通滤波器，是FIR滤波器。
在这种情况下，由于其线性，加法单元77的输出与通过使用提前将带通滤波器81-1至81-M的带通滤波系数相加所获得的滤波系数对平坦化信号进行滤波而获得的输出相同。
在频带扩展装置111中，通过加法单元122，来执行提前将带通滤波器81-1至81-M的带通滤波系数h_env(ib，l)相加的过程。
进一步地，在频带扩展装置61中，通过在高通滤波器27中的高通滤波器，对加法单元77的输出进行滤波。加法单元77的输出与通过使用在频带扩展装置111中的加法单元122的相加所获得的带通滤波系数进行的滤波而获得的输出对应。
此处，在高通滤波器27中使用的高通滤波器也是FIR滤波器。在这种情况下，由于线性，从高通滤波器27输出的高频带信号与通过高通滤波器通过使用对提前进行的加法单元122的相加所获得的带通滤波系数进行滤波而获得的滤波系数进行滤波而获得的输出相同。
在这方面，在频带扩展装置111中，通过高通滤波器123，来执行对通过高通滤波器提前进行加法单元122的相加而获得的带通滤波系数进行滤波的过程。
最后，当通过在充当频带扩展装置111的下采样单元74的输出的平坦化信号的数据系列的每两个样本之间插入七个零来执行上采样并且通过使用从高通滤波器123输出的滤波系数来对输出进行滤波时，可以执行与由频带扩展装置61执行的过程等效的过程。
在上采样和滤波过程中，可以省略插入七个零的滤波过程，这与生成低频带信号时相似，并且由此可以减少处理量。
在这方面，在频带扩展装置111中，设置准高多相配置电平调节滤波器124来同时执行平坦化信号的上采样和高通滤波过程。换言之，准高多相配置电平调节滤波器124可以通过使用多相配置滤波器对平坦化信号进行滤波来获得上采样高频带信号，并且由此减少处理量。
准高多相配置电平调节滤波器124仅仅可以执行采样频率整数倍的上采样。
如上所述，根据频带扩展装置111，可以在执行与频带扩展装置61执行的过程等效的过程的同时，减少处理量。换言之，即使当通过对输入信号的采样频率进行因子为4的上采样来执行频带扩展时，也可以将高分辨率声音减少与在不执行上采样的情况下执行频带扩展时基本相同的处理量。
<多相配置电平调节滤波器的示例性配置>
如图8所示的频带扩展装置111的多相配置电平调节滤波器124采用，例如，如图9所示的配置。
如图9所示的多相配置电平调节滤波器124包括选择单元151、延迟单元152-1-1至152-8-(Z-1)、放大单元153-1-1至153-8-Z、加法单元154-1至154-8、和合并单元155。
此处，未示出一些块，诸如，延迟单元152-3-1至152-7-(Z-1)、放大单元153-3-1至153-7-Z、加法单元154-3至154-7等。进一步地，假设从下采样单元74提供给多相配置电平调节滤波器124的平坦化信号的一些列样本为d[0]，d[1]，...，d[N-1]。而且，从高通滤波器123输出的M个滤波系数是h_high[m](此处，m＝0，1，2，...，M-1)，并且假设M是8的倍数。
选择单元151将从下采样单元74提供的平坦化信号的样本提供给延迟单元152-1-1、延迟单元152-2-1、延迟单元152-3-1、延迟单元152-4-1、延迟单元152-5-1、延迟单元152-6-1、延迟单元152-7-1、和延迟单元152-8-1中的任何一个。例如，顺序地选择延迟单元152-1-1至延迟单元152-8-1，并且在选择延迟单元152-8-1之后，再选择延迟单元152-1-1。然后，将一个样本顺序地提供给所选的延迟单元。
由此，例如，将d[0]，d[8]，d[16]，...作为平坦化信号的样本顺序地提供给延迟单元152-1-1。
进一步地，选择单元151将从下采样单元74提供的平坦化信号的样本提供给延放大单元153-1-1、放大单元153-2-1、放大单元153-3-1、放大单元153-4-1、放大单元153-5-1、放大单元153-6-1、放大单元153-7-1、和放大单元153-8-1中的任何一个。例如，顺序地选择放大单元153-1-1至放大单元153-8-1，并且在选择放大单元153-8-1之后，再选择放大单元153-1-1。然后，将一个样本顺序地提供给所选的放大单元。
由此，例如，将d[0]，d[8]，d[16]，...作为平坦化信号的样本顺序地提供给放大单元153-1-1。
延迟单元152-1-1将从选择单元151提供的平坦化信号的一个样本，具体地，该平坦化信号的样本值，提供给放大单元153-1-2和延迟单元152-1-2。
延迟单元152-1-Q(此处，2≤Q≤Z-2)将从延迟单元152-1-(Q-1)提供的平坦化信号的一个样本提供给放大单元153-1-(Q+1)和延迟单元152-1-(Q+1)。延迟单元152-1-(Z-1)将从延迟单元152-1-(Z-2)提供的平坦化信号的一个样本提供给放大单元153-1-Z。
在下文中，当无需具体地区分延迟单元152-1-1至152-1-(Z-1)时，也将它们简称为“延迟单元152-1”。此处，设置Z＝M/8。
放大单元153-1-1将从选择单元151提供的平坦化信号的一个样本乘以从高通滤波器123提供的滤波系数h_high[0]，并且将产生的数据提供给加法单元154-1。
放大单元153-1-Q(此处，2≤Q≤Z)将从延迟单元152-1-(Q-1)提供的平坦化信号的一个样本乘以从高通滤波器123提供的滤波系数h_high[8Q-8]，并且将产生的数据提供给加法单元154-1。
在下文中，当无需具体地区分放大单元153-1-1至153-1-Z时，也将它们简称为“放大单元153-1”。
加法单元154-1将乘以从放大单元153-1-1至153-1-Z提供的滤波系数的样本相加，并且将由此获得样本作为高频带信号的一个样本提供给合并单元155。
例如，当假设高频带信号的一系列样本为y[0]，y[1]，...，y[8N-1]，作为高频带信号的样本，从加法单元154-1顺序地输出y[0]，y[8]，y[16]，...。
进一步地，延迟单元152-R-1(此处，2≤R≤8)将从选择单元151提供的平坦化信号的一个样本提供给放大单元153-R-2和延迟单元152-R-2。
延迟单元152-R-Q(此处，2≤R≤8且2≤Q≤Z-2)将从延迟单元152-R-(Q-1)提供的平坦化信号的一个样本提供给放大单元153-R-(Q+1)和延迟单元152-R-(Q+1)。进一步地，延迟单元152-R-(Z-1)将从延迟单元152-R-(Z-2)提供的平坦化信号的一个样本提供给放大单元153-R-Z。
在下文中，当无需具体地区分延迟单元152-R-1至152-R-(Z-1)(此处，2≤R≤8)时，也将它们简称为“延迟单元152-R”。进一步地，当无需具体地区分延迟单元152-1至152-8时，也将它们简称为“延迟单元152”。
放大单元153-R-1(此处，2≤R≤8))将从选择单元151提供的平坦化信号的一个样本乘以从高通滤波器123提供的滤波系数h_high[R-1]，并且将产生的数据提供给加法单元154-R。
放大单元153-R-Q(此处，2≤R≤8且2≤Q≤Z)将从延迟单元152-R-(Q-1)提供的平坦化信号的一个样本乘以从高通滤波器123提供的滤波系数h_high[8Q+R-9]，并且将产生的数据提供给加法单元154-R。
在下文中，当无需具体地区分放大单元153-R-1至153-R-Z(此处，2≤R≤8)时，也将它们简称为“放大单元153-R”。进一步地，当无需具体地区分放大单元153-1至153-8时，也将它们简称为“放大单元153”。
加法单元154-R(此处，2≤R≤8)将乘以从放大单元153-R-1至153-R-Z提供的滤波系数的样本相加，并且将由此获得样本作为高频带信号的一个样本提供给合并单元155。
例如，从加法单元154-R(此处，2≤R≤8)顺序地输出y[R-1]，y[R+7]，y[R+15]，…，作为高频带信号的样本。在下文中，当无需具体地区分加法单元154-1至154-8时，也将它们简称为“加法单元154”。
合并单元155逐个地顺序输出从加法单元154-1至154-8提供的样本作为高频带信号的样本。
例如，合并单元155逐个地顺序输出从加法单元154-1至154-8提供的样本，然后再输出从加法单元154-1提供的样本，并且然后相似地输出从加法单元154提供的样本。
结果，将y[0]，y[1]，…，y[8N-1]作为高频带信号的一系列样本输出至加法单元28。换言之，执行信号的上采样，从而使得高频带信号的采样频率是充当输入信号的原始平坦化信号的采样频率的八倍。
如图8所示的频带扩展装置111的多相配置低通滤波器121具有与多相配置电平调节滤波器124相似的配置。此处，多相配置低通滤波器121配置为执行上采样以获得采样频率是原始信号的采样频率四倍的信号。
<频带扩展过程的描述>
接下来，将参照图10的流程图对频带扩展装置111执行的频带扩展过程进行描述。
在步骤S11中，多相配置低通滤波器121通过使用多相配置低通滤波器对提供的输入信号执行滤波，并且将由此得到的低频带信号提供给延迟电路22。通过该滤波，执行信号的上采样和低频带分量的提取，并且由此获得低频带信号。
在步骤S12中，延迟电路22适当地延迟从多相配置低通滤波器121提供的低频带信号，并且然后将低频带信号提供给加法单元28。
在步骤S13中，低频带提取带通滤波器23将提供的输入信号划分为多个低频带子带信号。
具体地，带通滤波器31-1至31-N通过使用与低频带的相应子带对应的带通滤波器对输入信号执行滤波，并且将由此获得的低频带子带信号提供给特征量计算电路24和平坦化电路73。结果，例如，获得低频带子带sb-3至sb的相应低频带子带信号。
在步骤S14中，特征量计算电路24通过使用提供的输入信号和从带通滤波器31提供的低频带子带信号中的至少一个来计算特征量，并且将特征量提供给高频带子带功率估计电路25。
例如，特征量计算电路24通过计算公式(1)来计算针对低频带子带sb至sb-3的低频带子带功率power(ib，J)作为特征量。
在步骤S15中，高频带子带功率估计电路25基于从特征量计算电路24提供的特征量来计算充当每个高频子带的高频子带功率的估计值的准高频带子带功率，并且将准高频带子带功率提供给带通滤波计算电路72。
例如，高频带子带功率估计电路25通过计算公式(29)来计算针对高频带子带sb+1至eb的准高频带子带功率powerest(ib，J)。
在步骤S16中，带通滤波计算电路72基于从高频带子带功率估计电路25提供的准高频带子带功率来计算带通滤波系数，并且然后将带通滤波系数提供给加法单元122。
具体地，带通滤波计算电路72通过计算公式(3)和(4)来计算针对每个高频带子带ib(此处，sb+1≤ib≤eb)的每个样本的标号的带通滤波系数h_env(ib，l)。
在步骤S17中，加法单元122通过将从带通滤波计算电路72提供的带通滤波系数相加来获得一个滤波系数，并且将获得滤波系数提供给高通滤波器123。
具体地，通过将相应高频带子带ib的相同样本(标号)1的带通滤波系数h_env(ib，l)相加，来获得样本1的滤波系数。换言之，将带通滤波系数h_env(sb+1，l)至h_env(eb，l)相加，并且由此获得一个滤波系数。
用如上所述获得的样本1的滤波系数配置成的一个滤波器是在多相配置电平调节滤波器124执行的滤波过程中使用的多相配置滤波器。
当通过将带通滤波系数相加来获得一个滤波系数并且通过使用如上所述获得的滤波系数来执行滤波时，可以通过单个滤波过程来实施多个滤波过程。因此，可以减少处理量。
在步骤S18中，高通滤波器123通过使用高通滤波器对从加法单元122提供的滤波系数执行滤波来从滤波系数去除低频带分量(噪声)，并且将由此获得的滤波系数提供给多相配置电平调节滤波器124的放大单元153。换言之，高通滤波器123仅仅使滤波系数的高频带分量通过。
在步骤S19中，平坦化电路73通过将从带通滤波器31提供的相应低频带子带的低频带子带信号平坦化和相加来生成平坦化信号，并且将平坦化信号提供给下采样单元74。
具体地，平坦化电路73公共计算公式(1)来计算低频带子带功率，并且进一步地，通过基于获得的低频带子带功率计算公式(5)，来生成平坦化信号。
在步骤S20中，下采样单元74对从平坦化电路73提供的平坦化信号执行下采样，并且将下采样平坦化信号提供给多相配置电平调整滤波器124的选择单元151。
在步骤S21中，多相配置电平调整滤波器124通过使用从高通滤波器123提供的滤波系数对从下采样单元74提供的下采样平坦化信号进行滤波，来生成高频带信号。
具体地，多相配置电平调整滤波器124的选择单元151将从下采样单元74提供的下采样平坦化信号的样本顺序地提供给延迟单元152-1-1至152-8-1中的任何一个。进一步地，选择单元151将从下采样单元74提供的平坦化信号的样本顺序地提供给放大单元153-1-1至153-8-1中的任何一个。
每个延迟单元152将提供的样本提供给放大单元153和下一个延迟单元152，并且放大单元153将提供的样品乘以从高通滤波器123提供的滤波系数，并且将产生的数据提供给加法单元154。然后，加法单元154将从放大单元153提供的样本相加，并且将产生的数据提供给合并单元155，并且合并单元155将从加法单元154提供的样本作为高频带信号的样本按照适当的顺序逐个地提供给加法单元28。
如上所述，由于通过使用多相配置滤波器对平坦化信号执行了滤波，所以与平坦化信号的高频带的频带的电平的调节同时地执行上采样，并且获得所需波形的高频带信号。
在多相配置电平调节滤波器124中，通过对充当时间信号(即，在时间域中)的平坦化信号进行滤波来执行电平调节，并且获得高频带信号，但是高频带信号可以生成在频域中。
在步骤S22中，加法单元28通过将从延迟电路22提供的低频带信号加到从多相配置电平调节滤波器124提供的高频带信号来获得输出信号，并且将输出信号输出至后续级。当输出输出信号时，频带扩展过程结束。
如上所述，频带扩展装置111通过多相配置滤波器对输入信号和平坦化信号执行滤波，并且在生成低频带信号和高频带信号的同时执行信号的上采样。进一步地，频带扩展装置111通过提前将高频带子带的带通滤波系数相加来获得一个滤波系数，并且对平坦化信号执行滤波。
结果，可以以小的处理量获得高分辨率声音。换言之，可以以小的处理量获得高质量声音。
<第二实施例>
<噪声注入>
上面已经对通过使用输入信号的低频带分量来生成高频带信号的示例进行了描述。然而，在这种情况下，高频带信号可能具有不自然的频率形状。换言之，容易生成具有不自然的频率形状的高频带信号，在该不自然的频率形状中，低频带的精细频率形状未加改变地包括在高频带中。在这种情况下，输出信号的声音的音频质量降低。为了获得高质量声音，需要高频带具有尽可能平整的频率形状。
在这方面，在本技术中，频带扩展装置采用，例如，如图11所示的配置，将高频带噪声信号加到高频带信号，高频带的频率形状具有更平整的形状，并且由此可以获得高质量声音。在图11中，与图8中的部分对应的部分用相同的附图标记表示，并且适当地省略对其的描述。
如图11所示的频带扩展装置201包括多相配置低通滤波器121、延迟电路22、低频带提取带通滤波器23、特征量计算电路24、高频带子带功率估计电路25、带通滤波计算电路72、加法单元122、高通滤波器123、平坦化电路73、下采样单元74、多相配置电平调节滤波器124、带通滤波计算电路211、加法单元212、高通滤波器213、噪声生成电路214、多相配置电平调节滤波器215、和加法单元28。
频带扩展装置201具有如下配置：将带通滤波计算电路211至多相配置电平调节滤波器215加到如图如8所示的频带扩展装置111的配置。
带通滤波计算电路72、加法单元122和高通滤波器123执行滤波器生成用于形成高频带信号的频率形状，而带通滤波计算电路211、加法单元212和高通滤波器213执行滤波器生成用于形成高频带噪声信号的频率形状。
带通滤波计算电路211基于从高频带子带功率估计电路25提供的特征量来计算具有每个高频带子带作为通带的带通滤波器的带通滤波系数。将高频带子带功率的估计值(即，准高频带子带功率)提供给带通滤波计算电路211，例如，作为特征量。
具体地，带通滤波计算电路211通过计算以下公式(6)来计算相应高频带子带的带通滤波系数h_noise(ib，l)。换言之，在公式(6)的计算中，通过将提前准备的相应高频带子带的带通滤波系数h_org(ib，l)乘以通过以下公式(7)获得的增益量G_noise(ib，J)，来计算带通滤波系数h_noise(ib，l)。
[数学公式6]
h_noise(ib，l)＝h_org(ib，l)×G_noise(ib，J)
(sb+1≤ib≤eb)···(6)
[数学公式7]
G_noise(ib，J)＝10(power_noise(ib，J)-power_noise_generated)/20
(J×FSIZE≤n≤(J+1)×FSIZE-1)，(sb+1≤ib≤eb)
···(7)
在公式(7)中，power_noise(ib，J)指示每个高频带子带中待相加的噪声的功率，并且，例如，通过以下公式(8)，来计算噪声的功率power_noise(ib，J)。
[数学公式8]
power_noise(ib，J)＝MAX(-90，powerest(ib，J)-60)
(J×FSIZE≤n≤(J+1)×FSIZE-1)，(sb+1≤ib≤eb)
···(8)
在公式(8)中，将通过将预定值加到高频带子带功率的估计值从而获得预定信噪(SN)比而获得的值与噪声的下限值中的较大值视为噪声的功率power_noise(ib，J)。在本示例中，加上-60dB作为用于获得特定SN比的值，并且噪声的下限值为-90dB。
进一步地，在公式(7)中，power_noise_generated是通过噪声生成电路214生成的白噪声的功率值，并且为，例如，-90(dB)。
加法单元212将从带通滤波计算电路211提供的带通滤波系数相加，并且将产生的带通滤波系数提供给高通滤波器213。高通滤波器213通过使用高通滤波器对从加法单元212提供的滤波系数执行滤波，并且将产生的数据提供给多相配置电平调节滤波器215。
加法单元212和高通滤波器213分别执行与加法单元122和高通滤波器123相同的过程。
噪声生成电路214通过均匀分布的随机数生成来生成采样频率是输入信号的采样频率的一半(即，24kHz)并且功率值是power_noise_generated(例如，-90dB)的白噪声信号，并且将白噪声信号提供给多相配置电平调节滤波器215。
多相配置电平调节滤波器215通过使用从高通滤波器213提供的滤波系数对从噪声生成电路214提供的白噪声信号执行滤波，并且将由此获得的高频带噪声信号提供给加法电路28。
通过多相配置电平调节滤波器215的滤波，执行白噪声信号的波形的形成，即，电平调节，并且执行上采样从而使得采样频率是输入信号的采样频率的四倍。
换言之，在多相配置电平调节滤波器215中，通过使用用从高通滤波器213提供的滤波系数配置成的多相配置滤波器进行的滤波过程，从24kHz的白噪声信号生成192kHz的高频带噪声信号。多相配置电平调节滤波器215具有与如图9所示的多相配置电平调节滤波器124相似的配置。
通过上述过程，生成高频带噪声信号，在该高频带噪声信号中，针对相应高频带子带执行电平调节，并且加法单元28通过将高频带噪声信号加到高频带信号和低频带信号来获得输出信号。
<频带扩展过程的描述>
接下来，将参照图12的流程图对频带扩展装置201执行的频带扩展过程进行描述。
步骤S51至S61的过程与图10的步骤S11至S21的过程相似，并且由此省略对其的描述。在步骤S55中，高频带子带功率估计电路25将获得的准高频带子带功率提供给带通滤波计算电路72和带通滤波计算电路211。
在步骤S62中，带通滤波计算电路211基于从高频带子带功率估计电路25提供的准高频带子带功率来计算针对噪声带通滤波系数h_noise(ib，l)，并且将计算得到的带通滤波系数h_noise(ib，l)提供给加法单元212。换言之，通过计算公式(6)至(8)，来计算针对相应高频带子带的带通滤波系数h_noise(ib，l)。
结果，可以将根据准高频带子带功率的适当功率的高频带噪声信号加到高频带信号。
在步骤S63中，加法单元212通过将从带通滤波计算电路211提供的针对噪声的带通滤波系数相加来获得一个滤波系数，并且将获得的滤波系数提供给高通滤波器213。具体地，将响应高频带子带ib的相同样本1的带通滤波系数h_noise(ib，l)相加，并且由此获得样本1的滤波系数。
在步骤S64中，高通滤波器213通过使用高通滤波器对从加法单元212提供的针对噪声的滤波系数执行滤波来从滤波系数去除低频带分量，并且将由此获得的滤波系数提供给多相配置电平调节滤波器215。
用如上所述获得的样本1的滤波系数配置成的一个滤波器是在多相配置电平调节滤波器215执行的滤波过程中使用的多相配置滤波器。
在步骤S65中，噪声生成电路214生成白噪声信号，并且将白噪声信号提供给多相配置电平调节滤波器215。
在步骤S66中，多相配置电平调整滤波器215通过使用从高通滤波器213提供的滤波系数对从噪声生成电路214提供的白噪声信号进行滤波，来生成高频带噪声信号。
在多相配置电平调整滤波器215进行的滤波中，通过对白噪声信号执行电平调节来获得高频带噪声信号，并且同时执行信号的上采样。多相配置电平调整滤波器215将生成的高频带噪声信号提供给加法单元28。
在步骤S67中，加法单元28通过将从延迟电路22提供的低频带信号加到从多相配置电平调节滤波器124提供的高频带信号来获得输出信号，并且将输出信号输出至后续级。当输出输出信号时，频带扩展过程结束。
如上所述，频带扩展装置201通过多相配置滤波器对输入信号或者平坦化信号和白噪声信号执行滤波，并且在生成低频带信号或者高频带信号和高频带噪声信号的同时执行信号的上采样。频带扩展装置201通过提前将高频带子带的带通滤波系数相加来获得一个滤波系数，并且对平坦化信号或者白噪声信号执行滤波。
由此，可以以小的处理量获得高分辨率声音。换言之，可以以小的处理量获得高质量声音。
进一步地，在频带扩展装置201中，由于生成了高频带噪声信号并且将其加到高频带信号和低频带信号，所以将合适的噪声分量加到输出信号的高频带，并且由此高频带的频率形状可以具有平整的形状。因此，可以获得更自然的频率形状的输出信号。换言之，可以获得更自然的高质量声音。
上述一系列过程可以通过硬件执行，但是也可以通过软件执行。当这一系列过程由软件执行时，将指令这种软件的程序安装到计算机中。此处，表达“计算机”包括：并入有专用硬件的计算机；以及，当安装了多种程序时，能够执行多种功能的通用计算机等。
图13是示出了通过使用程序来执行上述一系列处理的计算机的硬件配置示例的框图。
在计算机中，中央处理单元(CPU)501、只读存储器(ROM)502和随机存取存储器(RAM)503通过总线504互连。
输入/输出接口505也连接至总线504。输入单元506、输出单元507、记录单元508、通信单元509、和驱动器510连接至输入/输出接口505。
输入单元506由键盘、鼠标、麦克风、成像装置等配制而成。输出单元507由显示器、扬声器等配制而成。记录单元508由硬盘、非易失性存储器等配制而成。通信单元509由网络接口等配制而成。驱动器510驱动移动介质511，诸如，磁盘、光盘、磁光盘、半导体存储器等。
在如上所述配置的计算机中，作为一个示例，CPU501经由输入/输出接口505和总线504将记录在记录单元508中的程序加载到RAM503中，并且执行该程序以进行之前描述的一系列过程。
作为一个示例，可以将计算机(CPU501)执行的程序提供为作为打包介质等记录在移动介质511上。也可以经由有线或者无线传输介质，诸如，局域网、互联网或者数字卫星广播，来提供程序。
在计算机中，通过将移动介质511加载到驱动器510中，可以经由输入/输出接口505将程序安装到记录单元508中。也可以通过使用通信单元509从有线或者无线传输介质接收程序并且将程序安装到记录单元508中。作为另一种替代方案，可以提前将程序安装ROM502或者记录单元508中。
应该注意，由计算机执行的程序可以是根据在本说明书中描述的序列按照时间顺序被处理的程序，或者可以是并行地或者按照必要的定时(诸如，基于呼叫)被处理的程序。
本公开的实施例不限于上述实施例，并且在不脱离本公开的范围的情况下可以进行多种改变和修改。
例如，本公开可以采用云计算的配置，云计算通过网络通过多个设备分配和连接一种功能来进行处理。
进一步地，通过上面提及的流程图所描述的每个步骤可以由一个设备执行，也可以通过分配多个设备来执行。
另外，在一个步骤中包括多个过程的情况下，在该一个步骤中包括的多个过程可以由一个设备执行，也可以通过分配多个设备来执行。
在本说明书中描述的效果仅仅是示例，这些效果不具有限制性，并且可以存在其它效果。
另外，本技术也可以如下配置。
(1)
一种频带扩展装置，其包括：
低频带提取带通滤波处理单元，其配置为使输入信号的低频带侧的预定频带通过并且提取低频带子带信号；
滤波系数计算单元，其配置为基于低频带子带信号或者输入信号来计算多相配置滤波器的滤波系数；
电平调节滤波处理单元，其配置为通过滤波系数的多相配置滤波器对低频带子带信号进行滤波来执行低频带子带信号的上采样和电平调节，并且生成高频带信号；
低通滤波处理单元，其配置为通过对输入信号进行滤波从输入信号提取低频带信号；以及
信号加法单元，其配置为将低频带信号加到高频带信号并且生成输出信号。
(2)
根据(1)所述的频带扩展装置，其进一步包括：
平坦化单元，其配置为按照使多个不同频带的所述低频带子带信号的电平基本恒定的方式对所述低频带子带信号进行平坦化，并且生成平坦化信号；以及
下采样单元，其配置为对所述平坦化信号执行下采样，
其中，所述电平调节滤波处理单元通过使用所述多相配置滤波器对由所述下采样单元下采样的所述平坦化信号执行滤波，并且生成所述高频带信号。
(3)
根据(2)所述的频带扩展装置，
其中，所述平坦化单元按照使多个频带的所述低频带子带信号的所述电平与在最高频带侧的频带的所述低频带子带信号的电平基本相同的方式来执行所述平坦化。
(4)
根据(1)至(3)中任一项所述的频带扩展装置，
其中，所述滤波系数计算单元计算使高频带的多个频带通过的带通滤波器的带通滤波系数，并且
所述频带扩展装置进一步包括：系数加法单元，其配置为通过将针对所述高频带的所述多个频带计算得到的所述带通滤波系数相加来获得一个滤波系数。
(5)
根据(4)所述的频带扩展装置，其进一步包括：
估计单元，其配置为基于所述多个不同频带的所述低频带子带信号来为所述高频带的所述多个频带计算所述频带的信号的电平的估计值，
其中，所述滤波系数计算单元基于为所述高频带的所述多个频带计算的所述频带的所述估计值来计算所述带通滤波系数。
(6)
根据(1)至(5)中任一项所述的频带扩展装置，其进一步包括：
噪声生成单元，其配置为生成高频带噪声信号，
其中，所述信号加法单元将所述低频带信号、所述高频带信号和所述高频带噪声信号相加并且生成所述输出信号。
(7)
根据(6)所述的频带扩展装置，其进一步包括：
噪声电平调节滤波处理单元，其配置为通过针对噪声的多相配置滤波器对高频带噪声信号执行滤波来对高频带噪声信号执行上采样和电平调节。
(8)
根据(7)所述的频带扩展装置，其进一步包括：
噪声滤波系数计算单元，其配置为基于低带子带信号或者输入信号来计算多相配置滤波器的滤波系数。
(9)
根据(1)至(8)中任一项所述的频带扩展装置，
其中，所述低频带滤波处理单元通过针对低频带的多相配置滤波器对所述输入信号执行滤波来执行所述输入信号的上采样和低频带分量的提取，并且生成所述低频带信号。
(10)
一种频带扩展方法，其包括以下步骤：
使输入信号的低频带侧的预定频带通过并且提取低频带子带信号；
基于所述低频带子带信号或者所述输入信号来计算多相配置滤波器的滤波系数；
通过所述滤波系数的所述多相配置滤波器对所述低频带子带信号进行滤波来执行所述低频带子带信号的上采样和电平调节，并且生成高频带信号；
通过对所述输入信号进行滤波从所述输入信号提取低频带信号；以及
将所述低频带信号加到所述高频带信号并且生成输出信号。
(11)
一种使计算机执行包括以下步骤的过程的程序：
使输入信号的低频带侧的预定频带通过并且提取低频带子带信号；
基于所述低频带子带信号或者所述输入信号来计算多相配置滤波器的滤波系数；
通过所述滤波系数的所述多相配置滤波器对所述低频带子带信号进行滤波来执行所述低频带子带信号的上采样和电平调节，并且生成高频带信号；
通过对所述输入信号进行滤波从所述输入信号提取低频带信号；以及
将所述低频带信号加到所述高频带信号并且生成输出信号。
参考标记列表
23低频带提取带通滤波器
24特征量计算电路
25高频带子带功率估计电路
28加法单元
72带通滤波计算电路
73平坦化电路
74下采样单元
111频带扩展装置
121多相配置低通滤波器
122加法单元
123高通滤波器
124多相配置电平调节滤波器
211带通滤波计算电路
214噪声生成电路
215多相配置电平调节滤波器

Claims (11)

1.一种频带扩展装置，其包括：
低频带提取带通滤波处理单元，其配置为使输入信号的低频带侧的预定频带通过并且提取低频带子带信号；
滤波系数计算单元，其配置为基于所述低频带子带信号或者所述输入信号来计算多相配置滤波器的滤波系数；
电平调节滤波处理单元，其配置为通过所述滤波系数的所述多相配置滤波器对所述低频带子带信号进行滤波来执行所述低频带子带信号的上采样和电平调节，并且生成高频带信号；
低通滤波处理单元，其配置为通过对所述输入信号进行滤波从所述输入信号提取低频带信号；以及
信号加法单元，其配置为将所述低频带信号加到所述高频带信号并且生成输出信号。
2.根据权利要求1所述的频带扩展装置，其进一步包括：
平坦化单元，其配置为按照使多个不同频带的所述低频带子带信号的电平基本恒定的方式对所述低频带子带信号进行平坦化，并且生成平坦化信号；以及
下采样单元，其配置为对所述平坦化信号执行下采样，
其中，所述电平调节滤波处理单元通过使用所述多相配置滤波器对由所述下采样单元下采样的所述平坦化信号执行滤波，并且生成所述高频带信号。
3.根据权利要求2所述的频带扩展装置，
其中，所述平坦化单元按照使多个频带的所述低频带子带信号的电平与在最高频带侧的频带的所述低频带子带信号的电平基本相同的方式来执行所述平坦化。
4.根据权利要求1所述的频带扩展装置，
其中，所述滤波系数计算单元计算使高频带的多个频带通过的带通滤波器的带通滤波系数，并且
所述频带扩展装置进一步包括：系数加法单元，其配置为通过将针对所述高频带的所述多个频带计算得到的所述带通滤波系数相加来获得一个滤波系数。
5.根据权利要求4所述的频带扩展装置，其进一步包括：
估计单元，其配置为基于所述多个不同频带的所述低频带子带信号来针对所述高频带的所述多个频带计算所述频带的信号的电平的估计值，
其中，所述滤波系数计算单元基于针对所述高频带的所述多个频带的所述频带的所述估计值来计算所述带通滤波系数。
6.根据权利要求1所述的频带扩展装置，其进一步包括：
噪声生成单元，其配置为生成高频带噪声信号，
其中，所述信号加法单元将所述低频带信号、所述高频带信号和所述高频带噪声信号相加并且生成所述输出信号。
7.根据权利要求6所述的频带扩展装置，其进一步包括：
噪声电平调节滤波处理单元，其配置为通过针对噪声的多相配置滤波器对所述高频带噪声信号执行滤波来对所述高频带噪声信号执行上采样和电平调节。
8.根据权利要求7所述的频带扩展装置，其进一步包括：
噪声滤波系数计算单元，其配置为基于所述低带子带信号或者所述输入信号来计算所述多相配置滤波器的滤波系数。
9.根据权利要求1所述的频带扩展装置，
其中，所述低频带滤波处理单元通过针对低频带的多相配置滤波器对所述输入信号执行滤波来执行所述输入信号的上采样和低频带分量的提取，并且生成所述低频带信号。
10.一种频带扩展方法，其包括以下步骤：
使输入信号的低频带侧的预定频带通过并且提取低频带子带信号；
基于所述低频带子带信号或者所述输入信号来计算多相配置滤波器的滤波系数；
通过所述滤波系数的所述多相配置滤波器对所述低频带子带信号进行滤波来执行所述低频带子带信号的上采样和电平调节，并且生成高频带信号；
通过对所述输入信号进行滤波从所述输入信号提取低频带信号；以及
将所述低频带信号加到所述高频带信号并且生成输出信号。
11.一种程序，其使计算机执行包括以下步骤的过程：
使输入信号的低频带侧的预定频带通过并且提取低频带子带信号；
基于所述低频带子带信号或者所述输入信号来计算多相配置滤波器的滤波系数；
通过所述滤波系数的所述多相配置滤波器对所述低频带子带信号进行滤波来执行所述低频带子带信号的上采样和电平调节，并且生成高频带信号；
通过对所述输入信号进行滤波从所述输入信号提取低频带信号；以及
将所述低频带信号加到所述高频带信号并且生成输出信号。
CN201480063497.XA 2013-11-29 2014-11-17 用于扩展频带的装置、方法和程序 Active CN105745706B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013-247092 2013-11-29
JP2013247092 2013-11-29
PCT/JP2014/080322 WO2015079946A1 (ja) 2013-11-29 2014-11-17 周波数帯域拡大装置および方法、並びにプログラム

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN105745706A true CN105745706A (zh) 2016-07-06
CN105745706B CN105745706B (zh) 2019-09-24

Family

ID=53198892

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201480063497.XA Active CN105745706B (zh) 2013-11-29 2014-11-17 用于扩展频带的装置、方法和程序

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9922660B2 (zh)
JP (1) JP6425097B2 (zh)
CN (1) CN105745706B (zh)
WO (1) WO2015079946A1 (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110660409A (zh) * 2018-06-29 2020-01-07 华为技术有限公司 一种扩频的方法及装置
WO2022161475A1 (zh) * 2021-01-28 2022-08-04 维沃移动通信有限公司 音频处理方法、装置及电子设备

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019146398A1 (ja) 2018-01-23 2019-08-01 ソニー株式会社 ニューラルネットワーク処理装置および方法、並びにプログラム
US11693020B2 (en) * 2018-11-06 2023-07-04 Rohm Co., Ltd. Accelerometer having a root-mean-square (RMS) output
JP6693551B1 (ja) * 2018-11-30 2020-05-13 株式会社ソシオネクスト 信号処理装置および信号処理方法
JP6903242B2 (ja) * 2019-01-31 2021-07-14 三菱電機株式会社 周波数帯域拡張装置、周波数帯域拡張方法、及び周波数帯域拡張プログラム
WO2021059718A1 (ja) 2019-09-24 2021-04-01 ソニー株式会社 信号処理装置、信号処理方法及びプログラム
CN110797038B (zh) * 2019-10-30 2020-11-06 腾讯科技（深圳）有限公司 音频处理方法、装置、计算机设备及存储介质
JPWO2021200260A1 (zh) 2020-04-01 2021-10-07
WO2022014500A1 (ja) 2020-07-17 2022-01-20 ソニーグループ株式会社 ニューラルネットワーク処理装置、情報処理装置、情報処理システム、電子機器、ニューラルネットワーク処理方法およびプログラム

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007029796A1 (ja) * 2005-09-08 2007-03-15 Pioneer Corporation 帯域拡張装置、帯域拡張方法および帯域拡張プログラム
CN101331541A (zh) * 2005-12-16 2008-12-24 冲电气工业株式会社 频带转换信号生成器和频带扩展装置
CN102576544A (zh) * 2009-10-07 2012-07-11 索尼公司 频带扩展设备和方法、编码设备和方法、解码设备和方法、以及程序
CN102859593A (zh) * 2010-04-13 2013-01-02 索尼公司 信号处理装置和信号处理方法、编码器和编码方法、解码器和解码方法、以及程序
US20130163782A1 (en) * 2011-12-21 2013-06-27 Yamaha Corporation Sound Processing Apparatus and Sound Processing Method

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA2252170A1 (en) * 1998-10-27 2000-04-27 Bruno Bessette A method and device for high quality coding of wideband speech and audio signals
CA2290037A1 (en) * 1999-11-18 2001-05-18 Voiceage Corporation Gain-smoothing amplifier device and method in codecs for wideband speech and audio signals
JP3576942B2 (ja) * 2000-08-29 2004-10-13 株式会社ケンウッド 周波数補間システム、周波数補間装置、周波数補間方法及び記録媒体
JP2003108197A (ja) * 2001-07-13 2003-04-11 Matsushita Electric Ind Co Ltd オーディオ信号復号化装置およびオーディオ信号符号化装置
JP3957589B2 (ja) * 2001-08-23 2007-08-15 松下電器産業株式会社 音声処理装置
US7228271B2 (en) * 2001-12-25 2007-06-05 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Telephone apparatus
JP3861770B2 (ja) * 2002-08-21 2006-12-20 ソニー株式会社 信号符号化装置及び方法、信号復号装置及び方法、並びにプログラム及び記録媒体
KR100608062B1 (ko) * 2004-08-04 2006-08-02 삼성전자주식회사 오디오 데이터의 고주파수 복원 방법 및 그 장치
US7937271B2 (en) * 2004-09-17 2011-05-03 Digital Rise Technology Co., Ltd. Audio decoding using variable-length codebook application ranges
JPWO2006095824A1 (ja) * 2005-03-10 2008-08-14 三菱電機株式会社 音像定位装置
WO2008032828A1 (fr) * 2006-09-15 2008-03-20 Panasonic Corporation Dispositif de codage audio et procédé de codage audio
WO2008108082A1 (ja) * 2007-03-02 2008-09-12 Panasonic Corporation 音声復号装置および音声復号方法
WO2009157280A1 (ja) * 2008-06-26 2009-12-30 独立行政法人科学技術振興機構 オーディオ信号圧縮装置、オーディオ信号圧縮方法、オーディオ信号復号装置及びオーディオ信号復号方法
AU2011226212B2 (en) * 2010-03-09 2014-03-27 Dolby International Ab Apparatus and method for processing an input audio signal using cascaded filterbanks
US8600737B2 (en) * 2010-06-01 2013-12-03 Qualcomm Incorporated Systems, methods, apparatus, and computer program products for wideband speech coding
CN105976830B (zh) * 2013-01-11 2019-09-20 华为技术有限公司 音频信号编码和解码方法、音频信号编码和解码装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007029796A1 (ja) * 2005-09-08 2007-03-15 Pioneer Corporation 帯域拡張装置、帯域拡張方法および帯域拡張プログラム
CN101331541A (zh) * 2005-12-16 2008-12-24 冲电气工业株式会社 频带转换信号生成器和频带扩展装置
CN102576544A (zh) * 2009-10-07 2012-07-11 索尼公司 频带扩展设备和方法、编码设备和方法、解码设备和方法、以及程序
CN102859593A (zh) * 2010-04-13 2013-01-02 索尼公司 信号处理装置和信号处理方法、编码器和编码方法、解码器和解码方法、以及程序
US20130163782A1 (en) * 2011-12-21 2013-06-27 Yamaha Corporation Sound Processing Apparatus and Sound Processing Method

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110660409A (zh) * 2018-06-29 2020-01-07 华为技术有限公司 一种扩频的方法及装置
WO2022161475A1 (zh) * 2021-01-28 2022-08-04 维沃移动通信有限公司 音频处理方法、装置及电子设备

Also Published As

Publication number Publication date
WO2015079946A1 (ja) 2015-06-04
US9922660B2 (en) 2018-03-20
JPWO2015079946A1 (ja) 2017-03-16
JP6425097B2 (ja) 2018-11-21
CN105745706B (zh) 2019-09-24
US20160284361A1 (en) 2016-09-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105745706A (zh) 用于扩展频带的装置、方法和程序
RU2565009C2 (ru) Устройство и метод для обработки аудио сигнала, содержащего переходный сигнал
KR101422368B1 (ko) 오디오 신호를 처리하기 위한 방법 및 장치
US7487097B2 (en) Advanced processing based on a complex-exponential-modulated filterbank and adaptive time signalling methods
DK2337224T3 (en) Filter unit and method for generating subband filter pulse response
CA3102325C (en) Cross product enhanced subband block based harmonic transposition
JP6672322B2 (ja) オーディオ処理のためのマルチレートシステム
CN103996402A (zh) 编码设备和编码方法
CN105141285A (zh) 对音频信号处理的装置和对时域音频信号进行处理的方法
CA3008914A1 (en) Improved subband block based harmonic transposition
Kumar et al. Design of nearly perfect reconstructed non-uniform filter bank by constrained equiripple FIR technique
Välimäki et al. Perceptually informed synthesis of bandlimited classical waveforms using integrated polynomial interpolation
JP2003168958A (ja) デジタルフィルタの設計方法および設計装置、デジタルフィルタ設計用プログラム、デジタルフィルタ
JP5491193B2 (ja) 音声コード化の方法および装置
KR101333162B1 (ko) Ｉｍｄｃｔ 입력신호를 이용한 오디오 신호의 음정 및 속도 가변 장치 및 방법
Pekonen et al. Filter-based alias reduction for digital classical waveform synthesis
RU2801960C1 (ru) Гармоническое преобразование на основе блока поддиапазонов, усиленное перекрестными произведениями
Anurag et al. An efficient iterative method for nearly perfect reconstruction non-uniform filter bank
KR20220024761A (ko) 개선된 주파수 분해능을 갖는 낮은 레이턴시 오디오 필터 뱅크
WO2003096534A1 (fr) Procede et dispositif de mise au point d&#39;un dispositif de reglage de la qualite sonore, programme de mise au point d&#39;un dispositif de reglage de la qualite sonore et dispositif de reglage de la qualite sonore
CA2569536A1 (en) System and method for compressing and reconstructing audio files

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant