CN105720923B - 切换电路、集成电路、主动混频器电路及相关方法 - Google Patents

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Abstract

本发明揭露一种用于一主动混频器的一切换电路。该切换电路包括一第一对平行切换装置和一第二对平行切换装置。该第一和第二对平行切换装置以一堆叠组态配置在一输入节点和一对差动输出节点之间，其中该输入节点用以接收包括一第一输入频率信号的一输入电流。该第一对平行切换装置受控于一第二输入频率信号。该第二对平行切换装置受控于该第二输入频率信号的一对应相位偏移信号。位于第一和第二对平行切换装置的两第一切换装置之间的一共同节点被电性连接至位于该第一和第二对平行切换装置的两第二切换装置之间的一共同节点。

Description

切换电路、集成电路、主动混频器电路及相关方法
【技术领域】
本发明有关于切换电路，特别是有关于用于主动混频器电路的切换电路。
【背景技术】
在射频传送器的技术领域中，混频器电路被用于将一低频的基频信号或一中频信号提升转换为一射频信号。由混频器电路所引起的信号失真可能导致基本信号损坏，且可能导致不乐见落在其他频带的频谱分量对其他传送单元造成不必要的干扰。因此，最小化混频器电路的信号失真是一重要的议题。
图1以一例子举例说明传统的一主动混频器电路结构100。不像被动混频器电路，主动混频器电路可具有增益，并利用一放大元件来确保乘积信号所需信号强度。主动混频器电路亦在输入埠和输出埠之间能提供良好的隔离度。具体来说，图1举例说明一双平衡混频器电路。该双平衡混频器电路的优点在于具有相对双输入的一对对称路径，使得两输入信号之其一输出至输出端。
图1所示主动混频器电路结构100包括由两晶体管装置Mm1和Mm2组成的一跨导级110。晶体管装置Mm1和Mm2被配置以接收一第一(差动)输入频率电压信号(±)umi，并将所接收的第一输入频率电压信号(±)umi转换成相同频率的(差动)输入电流io1,2，其中上述相同频率为ωb。图1所示主动混频器电路结构100更包括由两对切换晶体管装置Msw1a,1b和Msw2a,2b组成的一切换级120。切换晶体管装置Msw1a,1b,2a,2b将输入电流io1,2乘上频率为ωLO的一第二(差动)输入频率电压信号up,n以形成差动输出电流iM1,2。隔离晶体管装置MB1和MB2被配置在跨导级110和切换级120之间以改善输出阻抗和隔离度，使跨导级110成为更理想的跨导器。
在Dimitrios Papadopoulos于2008年所发表论文“A Power Efficient LinearMulti-Mode CMOS radio Transmitter”之中，定义了由双平衡混频器电路结构的切换级120所引起的失真可分为两种类型：静态重叠失真(static overlap distortion,SOD)和动态切换失真(dynamic switching distortion,DSD)。
图2举例说明切换级120的一第一对切换装置Msw1a,1b。对于静态重叠失真而言，考量到在切换级120的该输入节点没有寄生电容(CS)的情形。图3以一图示表示在切换级120的该第一对切换装置Msw1a,1b发生静态重叠失真的原因。在一理想电路之中，在每一时间点，该第一对切换装置Msw1a,1b之中仅只有一切换晶体管装置Msw1a,1b会导通。然而，在实际应用之中，该第一对切换装置Msw1a,1b并无法即刻切换，导致出现该第一对切换装置Msw1a,1b中两切换晶体管装置Msw1a,1b同时导通的重叠周期。如图3所示，当该第一对切换装置由Msw1a导通转态至Msw1b导通时，由于该输入频率电压信号up,n具有一有限范围，出现两切换晶体管装置Msw1a,1b同时导通的重叠周期。在两切换晶体管装置Msw1a,1b同时导通的重叠周期之间，该输入电流io1所引起的失真使该输出电流iM(iM＝iMN-iMP)以非瞬时的和非线性的形式由+io1,2转换至-io1,2。
对于动态切换失真而言，考量到在切换级120的该输入节点具有寄生电容(CS)的情形。寄生电容CS包括切换级120的该切换晶体管装置Msw1a和Msw1b的栅极-源极间(gate-source)寄生电容和源极-基板间(source-bulk)寄生电容、以及图1所示该第一对切换装置Msw1a,1b下方隔离晶体管装置MB1的漏极-基板间(drain-bulk)寄生电容。图4以一图示表示在切换级120的该第一对切换装置Msw1a,1b发生动态切换失真的原因。如图4所示，为了使该对切换装置由一边完全切换至另一边，不可避免的是要产生加在图2所示该切换晶体管装置Msw1a和Msw1b之间的共同节点S上的一摆动电压us(如图4的上图所示)。摆动电压us所引起流经寄生电容CS的一电流取决于输入信号io1以及取决于装置非线性度，从而导致流经该第一对切换装置Msw1a,1b的失真电流。
在上述论文中，Dimitrios Papadopoulos藉由将该第一对切换装置Msw1a,1b建模成图5所示于两倍切换频率(2ωLO)进行转换的一源极随耦器(source-follower)，以量化上述动态切换失真。在上述模型之中可以见到，当输入电流io1的频率为2ωLO时，交叉乘积(cross-product)从而导致流经寄生电容CS的谐波频率在2ωLO±n*ωb的失真电流。
在图1所示混频器电路中，上述失真电流谐波被混频至该第二(差动)输入频率电压信号up,n的频率ωLO之中。因此，上述谐波频率在2ωLO±n*ωb的失真电流变成被降频至频率在ωLO±n*ωb的该混频器电路的基本输出信号。
因此，有需要最小化在主动混频器电路结构100的输出电流iM1,2上静态重叠失真和动态切换失真的效应。
在上述论文中，Dimitrios Papadopoulos提出在该两切换对之间引入一开关Q以应对(coping)静态重叠失真和动态切换失真的效应，其中开关Q关闭于该第一对切换装置Msw1a,1b中两切换晶体管装置Msw1a,1b同时导通的重叠周期。在此情形下，开关Q强迫电流io3相等于电流io4，从而淬灭(quenching)在该重叠周期间输出端的差动电流。然而，上述解决方案的问题在于产生上述淬灭信号(quenching signal)，上述淬灭信号需要非常精确且能正确定时(信号延迟需为接近零或同步)以至于仅作用在重叠周期之中。只要淬灭装置(quenching device)启用(active)时，将会短路该混频器，因此若淬灭装置比需要的启用还久时，会明显恶化该混频器的操作(减少增益)。在实际应用上产生一淬灭信号很困难，且产生该淬灭信号的电路通常需要很高的功耗。
【发明内容】
根据本发明第一方面，提供一种适用于主动混频器的切换电路，该切换电路包括一第一对切换装置(M1a、M1b)以及一第二对切换装置(M2a、M2b)，该第一对切换装置和该第二对切换装置被配置以使得：
-该第一对切换装置的一第一切换装置(M1a)与该第二对切换装置的一第一切换装置(M2a)串联于该切换电路的一输入节点和该切换电路的一第一差动输出节点之间，其中该输入节点用以接收包括一第一输入频率信号的一输入电流；
-该第一对切换装置的一第二切换装置(M1b)与该第二对切换装置的一第二切换装置(M2b)串联于该切换电路的该输入节点和该切换电路的一第二差动输出节点之间；
-该第一对切换装置(M1a、M1b)受控于一第二输入频率信号，该第二输入频率信号包括一对差动信号，以及该第一对切换装置的该第一和第二切换装置(M1a、M1b)分别受控于该第二输入频率信号的该对差动信号的各别互补信号分量；
-该第二对切换装置(M2a、M2b)受控于该第二输入频率信号的一对应相位偏移信号，以及该第二对切换装置的该第一和第二切换装置(M2a、M2b)分别受控于该第二输入频率信号的该对应相位偏移信号的一对差动信号的各别互补信号分量；以及
-位于该第一切换装置(M1a)与该第一切换装置(M2a)之间的一共同节点被电性连接至位于该第二切换装置(M1b)与该第二切换装置(M2b)之间的一共同节点。
藉由以下更详尽说明的这种方式，堆叠两对切换装置以及将每对切换装置的第一切换装置的共同节点电性连接至每对切换装置的第二切换装置的共同节点，显著地减少动态切换失真对该混频器所欲得到的基本输出信号的影响。
在本发明的一自选实施例中，位于该第一和第二对切换装置的第一切换装置(M1a)与第一切换装置(M2a)之间的该共同节点通过一电容(CP)电性连接至位于该第一和第二对切换装置的第二切换装置(M1b)与第二切换装置(M2b)之间的该共同节点。
在本发明的一自选实施例中，电容(CP)的电容值大于该切换电路的一寄生电容(CS)的电容值。
在本发明的一自选实施例中，该第二输入频率信号的该对应相位偏移信号是90度相位偏移的该第二输入频率信号。
根据本发明第二方面，提供一种包括一跨导级和一切换级的主动混频器电路；该跨导级被配置以接收一第一输入信号，且被配置以将该第一输入信号应用至该切换级的至少一输入电流；该切换级包括具有一第一对切换装置(M1a、M1b)和一第二对切换装置(M2a、M2b)的至少一第一切换电路，该第一对切换装置和该第二对切换装置被配置以使得：
-该第一对切换装置的一第一切换装置(M1a)与该第二对切换装置的一第一切换装置(M2a)串联于该切换级的一输入节点和该切换级的一第一差动输出节点之间，其中该输入节点用以接收包括一第一输入频率信号的一输入电流；
-该第一对切换装置的一第二切换装置(M1b)与该第二对切换装置的一第二切换装置(M2b)串联于该切换级的该输入节点和该切换级的一第二差动输出节点之间；
-该第一对切换装置(M1a、M1b)受控于一第二输入频率信号，该第二输入频率信号包括一对差动信号，以及该第一对切换装置的该第一和第二切换装置(M1a、M1b)分别受控于该第二输入频率信号的该对差动信号的各别互补信号分量；
-该第二对切换装置(M2a、M2b)受控于该第二输入频率信号的一对应相位偏移信号，以及该第二对切换装置的该第一和第二切换装置(M2a、M2b)分别受控于该第二输入频率信号的该对应相位偏移信号的一对差动信号的各别互补信号分量；以及
-位于该第一切换装置(M1a)与该第一切换装置(M2a)之间的一共同节点被电性连接至位于该第二切换装置(M1b)与该第二切换装置(M2b)之间的一共同节点。
在本发明的一自选实施例中，该切换级包括具有一第一对切换装置(M’1a、M’1b)和一第二对切换装置(M’2a、M’2b)的一第二切换电路，该第一对切换装置和该第二对切换装置被配置以使得：
-该第一对切换装置的一第一切换装置(M’1a)与该第二对切换装置的一第一切换装置(M’2a)串联于该切换级的该输入节点和该切换级的该第二差动输出节点之间；
-该第一对切换装置的一第二切换装置(M’1b)与该第二对切换装置的一第二切换装置(M’2b)串联于该切换级的该输入节点和该切换级的该第一差动输出节点之间；
-该第一对切换装置(M’1a、M’1b)受控于该第二输入频率信号，该第二切换电路的该第一对切换装置的该第一切换装置(M’1a)与该第一切换电路的该第一对切换装置的该第一切换装置(M1a)受控于该第二输入频率信号的该对差动信号的同一互补信号分量，以及该第二切换电路的该第一对切换装置的该第二切换装置(M’1b)与该第一切换电路的该第一对切换装置的该第二切换装置(M1b)受控于该第二输入频率信号的该对差动信号的同一互补信号分量；
-该第二对切换装置(M’2a、M’2b)受控于该第二输入频率信号的该对应相位偏移信号，该第二切换电路的该第二对切换装置的该第一切换装置(M’2a)与该第一切换电路的该第二对切换装置的该第二切换装置(M2a)受控于该第二输入频率信号的该对差动信号的同一互补信号分量，以及该第二切换电路的该第二对切换装置的该第二切换装置(M’2b)与该第一切换电路的该第二对切换装置的该第二切换装置(M2b)受控于该第二输入频率信号的该对差动信号的同一互补信号分量；以及
-位于该第二切换电路的该第一切换装置(M’1a)与该第一切换装置(M’2a)之间的一共同节点被电性连接至位于该第二切换电路的该第二切换装置(M’1b)与该第二切换装置(M’2b)之间的一共同节点。
根据本发明第三方面，提供一种包括至少一主动混频器电路的集成电路；该至少一主动混频器电路包括一跨导级和一切换级；该跨导级被配置以接收一第一输入信号，且被配置以将该第一输入信号应用至该切换级的至少一输入电流；该切换级包括具有一第一对切换装置(M1a、M1b)和一第二对切换装置(M2a、M2b)的至少一第一切换电路，该第一对切换装置和该第二对切换装置被配置以使得：
-该第一对切换装置的一第一切换装置(M1a)与该第二对切换装置的一第一切换装置(M2a)串联于该切换级的一输入节点和该切换级的一第一差动输出节点之间，其中该输入节点用以接收包括一第一输入频率信号的一输入电流；
-该第一对切换装置的一第二切换装置(M1b)与该第二对切换装置的一第二切换装置(M2b)串联于该切换级的该输入节点和该切换级的一第二差动输出节点之间；
-该第一对切换装置(M1a、M1b)受控于一第二输入频率信号，该第二输入频率信号包括一对差动信号，以及该第一对切换装置的该第一和第二切换装置(M1a、M1b)分别受控于该第二输入频率信号的该对差动信号的各别互补信号分量；
-该第二对切换装置(M2a、M2b)受控于该第二输入频率信号的一对应相位偏移信号，以及该第二对切换装置的该第一和第二切换装置(M2a、M2b)分别受控于该第二输入频率信号的该对应相位偏移信号的一对差动信号的各别互补信号分量；以及
-位于该第一切换装置(M1a)与该第一切换装置(M2a)之间的一共同节点被电性连接至位于该第二切换装置(M1b)与该第二切换装置(M2b)之间的一共同节点。
根据本发明第四方面，提供一种藉由至少一主动混频器电路提供一混频信号的方法；该至少一主动混频器电路包括一跨导级和一切换级；该切换级包括具有一第一对切换装置(M1a、M1b)和一第二对切换装置(M2a、M2b)的至少一第一切换电路；该方法包括：
-藉由该跨导级接收一第一输入信号，以将该第一输入信号应用至该切换级的至少一输入电流；
-导通该第一对切换装置的一第一切换装置(M1a)和该第二对切换装置的一第一切换装置(M2a)，使该至少一输入电流流过该第一对切换装置的该第一切换装置(M1a)和该第二对切换装置的该第一切换装置(M2a)，以在一第一差动输出节点驱动一对应产生的输出电流；
-导通该第一对切换装置的一第二切换装置(M1b)和该第二对切换装置的一第一切换装置(M2a)，使该至少一输入电流流过该第一对切换装置的该第二切换装置(M1b)和该第二对切换装置的该第一切换装置(M2a)，以在该第一差动输出节点驱动一对应产生的输出电流；
-导通该第一对切换装置的一第二切换装置(M1b)和该第二对切换装置的一第二切换装置(M2b)，使该输入电流流过该第一对切换装置的该第二切换装置(M1b)和该第二对切换装置的该第二切换装置(M2b)，以在一第二差动输出节点驱动一对应产生的输出电流；以及
-导通该第一对切换装置的该第一切换装置(M1a)和该第二对切换装置的该第二切换装置(M2b)，使该至少一输入电流流过该第一对切换装置的该第一切换装置(M1a)和该第二对切换装置的该第二切换装置(M2b)，以在该第二差动输出节点驱动一对应产生的输出电流。
【附图说明】
本发明将会参照图式通过举例的方式对进一步细节、观点和实施方式进行说明。在图式中，相似的参考数字用于标识相同或功能相似的元件。为了简明扼要，图式中所标示出的元件并不一定按比例绘制。
图1以一例子举例说明传统的一主动混频器电路结构100。
图2举例说明图1所示主动混频器电路结构100的切换级120的一第一对切换装置Msw1a,1b。
图3以一图示表示在切换级120的该第一对切换装置Msw1a,1b发生静态重叠失真的原因。
图4以一图示表示在切换级120的该第一对切换装置Msw1a,1b发生动态切换失真的原因。
图5举例说明该对切换晶体管装置Msw1a,1b被建模为一单一源极随耦器。
图6举例说明一主动混频器的一例子的一简化方块图。
图7举例说明一切换电路的一例子的一简化电路图。
图8举例说明图7的切换电路的操作状态的程序。
图9以多个图示表示图7的切换电路中输出电流与时间的对应图。
图10举例说明一切换电路的一可替换例子的一简化电路图。
图11举例说明图10的切换电路的操作状态的程序。
图12以一图示举例说明载波信号与三阶互调(third order intermodulation)IM3乘积级别的关系对应至输入振幅。
图13举例说明一切换电路的另一可替换例子的一简化电路图。
【具体实施方式】
本发明的多个实施例提供用于一主动混频器的一切换电路。该切换电路包括一第一对平行切换装置以及一第二对平行切换装置。该第一对平行切换装置和该第二对平行切换装置以一堆叠组态(stacked configuration)配置于一输入节点和一对差动输出节点之间，其中该输入节点用以接收包括一第一输入频率信号的一输入电流。该第一对切换装置受控于一第二输入频率信号。该第二对切换装置受控于该第二输入频率信号的一对应相位偏移信号。位于该第一对切换装置的该第一切换装置与该第二对切换装置的两第一切换装置之间的一共同节点被电性连接至位于该第一对切换装置的该第二切换装置与两第二对切换装置的该第二切换装置之间的一共同节点。
有利的是，藉由堆叠两对切换装置的方式以及将每对切换装置的第一切换装置的共同节点电性连接至每对切换装置的第二切换装置的共同节点，显著地减少动态切换失真对所欲得到基本输出信号的影响。更具体地说，如以下所更详细提及，在该第二输入频率电压信号的一单一周期之中有四种转态发生在此种堆叠配置方式，而不是传统的切换级的情形中仅发生两种转态。因此，谐波频率为4ωLO±n*ωb的失真电流，相对且不同于先前技术的谐波频率为2ωLO±n*ωb，被降频成为3ωLO±n*ωb，而不是混频器的所欲得到基本输出信号的频率ωLO±n*ωb。其结果是，显著地减少动态切换失真对所欲得到基本输出信号的影响。
参照图6，图6举例说明一主动混频器600的一例子的一简化方块图。主动混频器600包括一跨导级610，在该示范性例子包括一跨导级。跨导级610被配置以接收一第一输入频率电压信号Vb 605，且被配置以将第一输入频率电压信号Vb 605转换为与第一输入频率电压信号Vb 605频率同为ωb的一输入电流信号io 615。该主动混频器电路包括一切换级620。切换级620被配置以接收一第二输入频率电压信号VLO 625，且被配置以将输入电流信号io 615乘上第二输入频率电压信号VLO 625以在主动混频器600的一输出形成一输出电流IM 635。主动混频器600的该输出提供一输出信号Vout 640。如图6所示的该例子中，主动混频器600的该输出被耦接至一负载电路630(例如，一电感电容谐振电路或电阻电容振荡器电路)，且被实现于一集成电路装置650之中。
图7举例说明用于图6主动混频器600的切换级620中的一切换电路700的一例子的一简化电路图。切换电路700包括一输入节点702以及一对差动输出节点704、706，其中输入节点702用于接收与一第一输入频率电压信号(图6所示第一输入频率电压信号Vb 605)频率同为ωb的输入电流io 615。
该切换电路更包括第一对切换装置M1a(710)、M1b(720)以及第二对切换装置M2a(730)、M2b(740)。第一和第二对切换装置710-740被以堆叠组态配置以使得：该第一对切换装置的一第一切换装置M1a(710)与该第二对切换装置的一第一切换装置M2a(730)串联于输入节点702和该对差动输出节点的一第一差动输出节点704之间；该第一对切换装置的一第二切换装置M1b(720)与该第二对切换装置的一第二切换装置M2b(740)串联于输入节点702和该对差动输出节点的一第二差动输出节点706之间。
切换电路700被配置以接收一第二输入频率电压信号(即图6所示第二输入频率电压信号VLO 625)，且被配置以将输入电流信号io 615乘上所接收的第二输入频率电压信号以在主动混频器600的输出节点704、706形成一差动输出电流(图6所示电流IM 635)。
在图7所示例子中，该第二输入频率电压信号包括一差动信号对VLO_1(715)、VLO_2(725)。第一对切换装置M1a(710)、M1b(720)分别受控于该差动第二输入信号的互补信号分量715、725。在该例子中，第一对切换装置M1a(710)、M1b(720)是以场效晶体管装置来实现，其中互补信号分量715、725分别被供应至切换装置M1a(710)、M1b(720)的栅极端。第二对切换装置M2a(730)、M2b(740)分别受控于该差动第二输入信号的一对应相位偏移信号的互补信号分量735、745。在该例子中，第二对切换装置M2a(730)、M2b(740)亦以场效晶体管装置来实现，其中互补信号分量735、745分别被供应至切换装置M2a(730)、M2b(740)的栅极端。
位于该第一和第二对切换装置的第一切换装置M1a(710)与第一切换装置M2a(730)之间的一共同节点750被电性连接至位于该第一和第二对切换装置的第二切换装置M1b(720)与第二切换装置M2b(740)之间的一共同节点760。
图8举例说明在第二输入频率电压信号VLO的单一周期期间图7的切换电路700的操作状态的程序。
在一第一操作状态810中，在时间点t＝t0，该第一对切换装置的第一切换装置M1a(710)和该第二对切换装置的第一切换装置M2a(730)导通。在此情形之下，输入电流io 615流通该第一对切换装置的第一切换装置M1a(710)和该第二对切换装置的第一切换装置M2a(730)，从而在第一差动输出节点704产生一对应输出电流。
在第一操作状态810和一第二操作状态820之间(其中第二操作状态820为时间 为该差动第二输入频率信号的该对应相位偏移信号相对第二输入频率信号VLO的相位偏移量)，一转态发生在该第一对切换装置使该第一对切换装置的第一切换装置M1a(710)关闭以及该第一对切换装置的第二切换装置M1b(720)导通。因此，在第二操作状态820中，该第一对切换装置的第二切换装置M1b(720)和该第二对切换装置的第一切换装置M2a(730)导通。在此情形之下，输入电流io 615流通该第一对切换装置的第二切换装置M1b(720)和该第二对切换装置的第一切换装置M2a(730)，从而仍在第一差动输出节点704产生一对应输出电流。
在第二操作状态820和一第三操作状态830之间(其中第三操作状态830发生在时间t＝t0+180°)，一转态发生在该第二对切换装置使该第二对切换装置的第一切换装置M2a(730)关闭以及该第二对切换装置的第二切换装置M2b(740)导通。因此，在第三操作状态830中，该第一对切换装置的第二切换装置M1b(720)和该第二对切换装置的第二切换装置M2b(740)导通。在此情形之下，输入电流io 615流通该第一对切换装置的第二切换装置M1b(720)和该第二对切换装置的第二切换装置M2b(740)，从而在第二差动输出节点706产生一对应输出电流。
在第三操作状态830和一第四操作状态840之间(其中第四操作状态840发生在时间t＝t1+180°)，一转态发生在该第一对切换装置使该第一对切换装置的第一切换装置M1a(710)导通以及该第一对切换装置的第二切换装置M1b(720)关闭。因此，在第四操作状态840中，该第一对切换装置的第一切换装置M1a(710)和该第二对切换装置的第二切换装置M2b(740)导通。在此情形之下，输入电流io 615流通该第一对切换装置的第一切换装置M1a(710)和该第二对切换装置的第二切换装置M2b(740)，从而仍在第二差动输出节点706产生一对应输出电流。
在第四操作状态840和第一操作状态810之间(即在下一周期开始的时间t＝t0’＝t0+360°)，一转态发生在该第二对切换装置使该第二对切换装置的第一切换装置M2a(730)导通以及该第二对切换装置的第二切换装置M2b(740)关闭。因此，在第一操作状态810中，该第一对切换装置的第一切换装置M1a(710)和该第二对切换装置的第一切换装置M2a(730)再次导通。在此情形之下，输入电流io 615再次流通该第一对切换装置的第一切换装置M1a(710)和该第二对切换装置的第一切换装置M2a(730)，从而再次在第一差动输出节点704产生一对应输出电流。
如图8所示，在第二输入频率电压信号VLO的单一周期期间，图7的切换电路700发生四次转态。
图9以多个图示表示在第二输入频率电压信号VLO的单一周期期间(差动)输出电流与时间的对应关系，其中图7所示切换电路700对应至图示910，而一传统切换级电路对应至图示920。如先前图8所示，在图7所示切换电路700中，在第二输入频率电压信号VLO的单一周期期间发生四次转态。图9对比出在第二输入频率电压信号VLO的单一周期期间传统切换级电路仅发生两次转态。
于本发明之先前技术所述，对于动态切换失真而言，Dimitrios Papadopoulos藉由将该第一对切换装置Msw1a,1b建模成一源极随耦器模型，验证图2所示传统切换级120在动态失真期间，转态发生于图5所示两倍切换频率(2ωLO)。因此，当失真电流结合输入电流io1流经频率在2ωLO的电容CS时，所产生交叉乘积产生谐波频率落在2ωLO±n*ωb的失真电流。在图1所示主动混频器中，上述失真电流的谐波混合至一第二(差动)输入频率电压信号up,n的频率ωLO。因此，谐波频率落在2ωLO±n*ωb的失真电流被降频成为该混频器的基本输出信号的频率：ωLO±n*ωb。
相对来说，对于图7所示切换电路700而言，在第二输入频率电压信号VLO的单一周期期间发生四次转态，而不是图2所示传统切换级120仅发生两次转态。因此，图7所示切换电路700可被建模成具有四次转态且切换频率为4ωLO的单一源极随耦器。其结果是，当失真电流结合输入电流io1流通频率在4ωLO的寄生电容CS(图7所示元件770)时，所产生交叉乘积产生谐波频率落在4ωLO±n*ωb的失真电流。上述失真电流的谐波混合至第二输入频率电压信号VLO的频率ωLO。显然地，谐波频率落在4ωLO±n*ωb的失真电流被降频成3ωLO±n*ωb，而不是该混频器的基本输出信号的频率：ωLO±n*ωb。其结果为，上述动态切换失真的失真电流不会贡献至该混频器的基本输出信号的频率，从而显著地减少动态切换失真对该混频器所欲得到的基本输出信号的影响。
在一些实施例中，该差动第二输入频率信号的对应相位偏移信号735、745是90°相位偏移的该第二输入频率信号715、725，从而在第二输入信号VLO的每一周期造成四个均匀间隔的转态，进而最佳化地抑制动态切换失真对该混频器所欲得到的基本输出信号的影响。
本发明并不限定于使用对该第二输入频率信号715、725进行90°相位偏移的对应相位偏移信号735、745，亦可以使用对该第二输入频率信号715、725进行其他相位偏移的对应相位偏移信号735、745来抑制动态切换失真对该混频器所欲得到的基本输出信号的影响。然而，该第二输入信号的90°相位偏移及其对应相位偏移提供了简化产生该信号的好处。这是因为在很多应用之中，例如在一直接转换传送器(direct conversiontransmitter)之中，会有与第一混频器90°相位差并与其平行的一第二混频器。因为这缘故，目前已有的90°相位偏移的对应相位偏移信号从而缓解产生另一相位偏移信号的需求。
现请参照图10，图10举例说明用于图6的主动混频器600的切换级620的一切换电路1000的一可替换实施例的一简化电路图。为了便于理解，图10的切换电路1000与图7的切换电路700共同的元件会与切换电路700的元件有着相同的标号。
图10的切换电路1000不同于图7所示切换电路700之处在于该第一和第二对切换装置的第一切换装置M1a(710)与第一切换装置M2a(730)之间的共同节点750通过一电容CP(1010)电性连接至位于该第一和第二对切换装置的第二切换装置M1b(720)与第二切换装置M2b(740)之间的共同节点760。
图11举例说明在第二输入频率电压信号VLO的单一周期期间图10的切换电路1000的操作状态的程序。
在一第一操作状态1110中，在时间点t＝t0，该第一对切换装置的第一切换装置M1a(710)和该第二对切换装置的第一切换装置M2a(730)导通。在此情形之下，输入电流io 615流通该第一对切换装置的第一切换装置M1a(710)和该第二对切换装置的第一切换装置M2a(730)，从而在第一差动输出节点704产生一对应输出电流。
在第一操作状态1110和一第二操作状态1120之间(其中第二操作状态820为时间 为该差动第二输入频率信号的该对应相位偏移信号相对第二输入频率信号VLO的相位偏移量)，一转态发生在该第一对切换装置使该第一对切换装置的第一切换装置M1a(710)关闭以及该第一对切换装置的第二切换装置M1b(720)导通。因此，在第二操作状态1120中，该第一对切换装置的第二切换装置M1b(720)和该第二对切换装置的第一切换装置M2a(730)导通。在此情形之下，输入电流io 615流通该第一对切换装置的第二切换装置M1b(720)和该第二对切换装置的第一切换装置M2a(730)，从而仍在第一差动输出节点704产生一对应输出电流以一第一方向对电容CP(1110)充电。
在第二操作状态1120和一第三操作状态1130之间(其中第三操作状态1130发生在时间t＝t0+180°)，一转态发生在该第二对切换装置使该第二对切换装置的第一切换装置M2a(730)关闭以及该第二对切换装置的第二切换装置M2b(740)导通。因此，在第三操作状态1130中，该第一对切换装置的第二切换装置M1b(720)和该第二对切换装置的第二切换装置M2b(740)导通。在此情形之下，输入电流io 615流通该第一对切换装置的第二切换装置M1b(720)和该第二对切换装置的第二切换装置M2b(740)，从而在第二差动输出节点706新产生一对应输出电流。
在第三操作状态1130和一第四操作状态1140之间(其中第四操作状态1140发生在时间t＝t1+180°)，一转态发生在该第一对切换装置使该第一对切换装置的第一切换装置M1a(710)导通以及该第一对切换装置的第二切换装置M1b(720)关闭。因此，在第四操作状态1140中，该第一对切换装置的第一切换装置M1a(710)和该第二对切换装置的第二切换装置M2b(740)导通。在此情形之下，输入电流io 615流经该第一对切换装置的第一切换装置M1a(710)和该第二对切换装置的第二切换装置M2b(740)，从而仍在第二差动输出节点706产生一对应输出电流，使电容CP(1110)放电并以一第二方向对电容CP(1110)充电。
在第四操作状态1140和第一操作状态1110之间(即在下一周期开始的时间t＝t0’＝t0＝360°)，一转态发生在该第二对切换装置使该第二对切换装置的第一切换装置M2a(730)导通以及该第二对切换装置的第二切换装置M2b(740)关闭。因此，在第一操作状态1110中，该第一对切换装置的第一切换装置M1a(710)和该第二对切换装置的第一切换装置M2a(730)再次导通。在此情形之下，输入电流io 615流经该第一对切换装置的第一切换装置M1a(710)和该第二对切换装置的第一切换装置M2a(730)，从而再次在第一差动输出节点704产生一对应输出电流。
参照先前图3本发明背景技术所述，静态重叠失真出现第一对切换装置Msw1a,1b中两切换晶体管装置Msw1a、Msw1b同时导通的重叠周期。如图3所示，当该第一对切换装置由Msw1a导通转态至Msw1b导通时，由于该输入频率电压信号up,n具有一有限范围，出现两切换晶体管装置Msw1a,1b同时导通的重叠周期。在两切换晶体管装置Msw1a,1b同时导通的重叠周期之间，该输入电流io1所引起的失真使该输出电流iM(iM＝iMN-iMP)以非瞬时的和非线性的形式由+io1转换至-io1。
回到图11，考量到从第二操作状态1120至第三操作状态1130的转态期间所产生的静态重叠失真，其中该第二对切换装置的第一切换装置M2a(730)关闭且该第二对切换装置的第二切换装置M2b(740)导通。假设输入电流信号io 615是来自一高阻抗的电流源，使总电流维持定值。因此，静态重叠失真电流导致在该转态期间，相较该第二对切换装置的第二切换装置M2b(740)会有一差异电量ΔQ流通过该第二对切换装置的第一切换装置M2a(730)。上述事件引起的失真电流流通电容CP(1010)，使偏移电荷对电容CP(1010)充电上述差异电量ΔQ。
考量到第四操作状态1140至第一操作状态1110的转态期间(对于后续周期而言)，其中该第二对切换装置的第一切换装置M2a(730)导通以及该第二对切换装置的第二切换装置M2b(740)关闭。再一次地，静态重叠失真电流导致在该转态期间，相较该第二对切换装置的第二切换装置M2b(740)会有一差异电量ΔQ流通过该第二对切换装置的第一切换装置M2a(730)。此时，上述事件引起的失真电流从相反方向流通电容CP(1010)，使偏移电荷对电容CP(1010)充电上述差异电量-ΔQ，得以用来补偿从第二操作状态1120至第三操作状态1130的转态期间所产生的对应差异电量。
因此，藉由在共同节点750、760之间提供电容CP(1010)，以补偿静态重叠失真事件产生的失真电流，从而减少切换电路1000之中静态重叠失真的效应。
为了最好的效能，电容CP(1010)的电容值需足够大到能轻易导通在一动态切换失真事件发生期间由寄生电容(CS)产生的失真电流。因此，在一些实施例中，电容CP(1010)的电容值大于在切换电路1000的输入节点702的一寄生电容(CS)的电容值。
图12以一图示举例说明载波信号与三阶互调IM3乘积级别的关系对应至输入振幅，其中上述IM3乘积级别是用于标准量测射频电路中失真电流。该图示包括用以表示图2的传统切换电路的IM3乘积级别对应输入振幅的一第一标绘1210以及用以表示本发明图10的切换电路的IM3乘积级别对应输入振幅的一第二标绘1220。相较传统切换电路，图10的切换电路所对应的第二标绘1220所显示较高(负向)分贝IM3曲线说明了显著减少载波信号载波信号与IM3乘积级别的关系。
参照图13，图13举例说明用于图6的主动混频器600的切换级620之中的一切换电路1300的另一可替换例子的一简化电路图，其中图6的主动混频器600包括一双平衡混频器。对于图13的实施例而言，切换电路1300包括用以接收输入电流信号io 615的差动成份io1,o2的两输入节点1301和1302、以及一对差动输出节点1304和1306。图13的切换电路1300是由两切换子电路1310和1320所组成。第一切换子电路1310操作性地耦接在输入节点1301、差动输出节点1304以及差动输出节点1306之间。第二切换子电路1320操作性地耦接在输入节点1302、差动输出节点1304以及差动输出节点1306之间。在图13的实施例中，切换子电路1310和1320的每一者包括图10的切换电路1000。在一可替换实施例中，切换子电路1310和1320的每一者包括图7的切换电路700。
因为本领域技术人员可在大多数情况下使用其已知的电子元件和电路实现本发明所示实施方式，为了理解本发明的基本概念以及不对本发明的教示内容产生混淆，在细节上没有必要对本发明所示实施方式做更大程度的解释。
在前述的说明书中，本发明已被描述于本发明的多个实施例之中。然而，很明显的是，在不脱离本发明的精神和架构的前提下，当可作些许更动、替换和置换而不脱离本发明的权利要求范围。
虽然在实施例中已经描述特定的导电类型或电位的极性，可以理解的是导电类型或电位的极性是可以颠倒的。
不脱离本发明的范围之下，可以有可替换的修改和变化。说明书和附图相应地应被视为说明性的而不是在限制性的意义。
在权利要求书中，置于括号之间的任何附图标记不应被解释为限制该申请专利范围。所述词语“包括”不排除那些在权利要求中列出其他元件或步骤的存在。此外，术语“一”或“一个”，如本文所用，被定义为一个或多于一个。
此外，权利要求中使用的引导性短语如“至少一个”和“一个或多个”不应当被解释为暗示由不定冠词“一”或“一个”引入的另一权利要求要素限制了含有该引入的权利要求元素的任何特定权利要求只包含一个这样的元素，即使当相同的权利要求包括引导性短语“一个或多个”或“至少一个”和不定冠词例如“一”或“一个”。这同样适用对于定冠词的使用。除非另外说明，术语如“第一”和“第二”被用于对所描述的元素之间进行任意区分。因此，这些术语不一定意图表示这些要素的时间或其他优先顺序。

Claims (16)

1.一种适用于主动混频器的切换电路，其特征在于，该切换电路包括一第一对切换装置以及一第二对切换装置，该第一对切换装置和该第二对切换装置被配置以使得：
该第一对切换装置的一第一切换装置与该第二对切换装置的一第一切换装置串联于该切换电路的一输入节点和该切换电路的一第一差动输出节点之间，其中该输入节点用以接收包括一第一输入频率信号的一输入电流；
该第一对切换装置的一第二切换装置与该第二对切换装置的一第二切换装置串联于该切换电路的该输入节点和该切换电路的一第二差动输出节点之间；
该第一对切换装置受控于一第二输入频率信号，该第二输入频率信号包括一对差动信号，以及该第一对切换装置的该第一和第二切换装置分别受控于该第二输入频率信号的该对差动信号的相应互补信号分量；
该第二对切换装置受控于该第二输入频率信号的一对应相位偏移信号，以及该第二对切换装置的该第一和第二切换装置分别受控于该第二输入频率信号的该对应相位偏移信号的一对差动信号的相应互补信号分量；以及
位于该第一对切换装置的该第一切换装置与该第二对切换装置的该第一切换装置之间的一共同节点被电性连接至位于该第一对切换装置的该第二切换装置与该第二对切换装置的该第二切换装置之间的一共同节点。
2.如权利要求1项所述的切换电路，其特征在于，位于该第一对切换装置的该第一切换装置与该第二对切换装置的该第一切换装置之间的该共同节点通过一电容电性连接至位于该第一对切换装置的该第二切换装置与该第二对切换装置的该第二切换装置之间的该共同节点。
3.如权利要求2项所述的切换电路，其特征在于，该电容的电容值大于该切换电路的一寄生电容的电容值。
4.如权利要求1项所述的切换电路，其特征在于，该第二输入频率信号的该对应相位偏移信号是90度相位偏移的该第二输入频率信号。
5.一种主动混频器电路，其特征在于，包括一跨导级和一切换级；
该跨导级被配置以接收一第一输入信号，且被配置以将该第一输入信号应用至该切换级的至少一输入电流；
该切换级包括具有一第一对切换装置和一第二对切换装置的至少一第一切换电路，该第一对切换装置和该第二对切换装置被配置以使得：
该第一对切换装置的一第一切换装置与该第二对切换装置的一第一切换装置串联于该切换级的一输入节点和该切换级的一第一差动输出节点之间，其中该输入节点用以接收该至少一输入电流；
该第一对切换装置的一第二切换装置与该第二对切换装置的一第二切换装置串联于该切换级的该输入节点和该切换级的一第二差动输出节点之间；
该第一对切换装置受控于一第二输入频率信号，该第二输入频率信号包括一对差动信号，以及该第一对切换装置的该第一和第二切换装置分别受控于该第二输入频率信号的该对差动信号的相应互补信号分量；
该第二对切换装置受控于该第二输入频率信号的一对应相位偏移信号，以及该第二对切换装置的该第一和第二切换装置分别受控于该第二输入频率信号的该对应相位偏移信号的一对差动信号的相应互补信号分量；以及
位于该第一对切换装置的该第一切换装置与该第二对切换装置的该第一切换装置之间的一共同节点被电性连接至位于该第一对切换装置的该第二切换装置与该第二对切换装置的该第二切换装置之间的一共同节点。
6.如权利要求5项所述的主动混频器电路，其特征在于，位于该第一对切换装置的该第一切换装置与该第二对切换装置的该第一切换装置之间的该共同节点通过一电容电性连接至位于该第一对切换装置的该第二切换装置与该第二对切换装置的该第二切换装置之间的该共同节点。
7.如权利要求6项所述的主动混频器电路，其特征在于，该电容的电容值大于该切换级的一寄生电容的电容值。
8.如权利要求5项所述的主动混频器电路，其特征在于，该第二输入频率信号的该对应相位偏移信号是90度相位偏移的该第二输入频率信号。
9.如权利要求5项所述的主动混频器电路，其特征在于，该切换级包括具有一第三对切换装置和一第四对切换装置的一第二切换电路，该第二切换电路的该第三对切换装置和该第四对切换装置被配置以使得：
该第三对切换装置的一第一切换装置与该第四对切换装置之一第一切换装置串联于该切换级的该输入节点和该切换级的该第二差动输出节点之间；
该第三对切换装置的一第二切换装置与该第四对切换装置的一第二切换装置串联于该切换级的该输入节点和该切换级的该第一差动输出节点之间；
该第三对切换装置受控于该第二输入频率信号，该第二切换电路的该第三对切换装置的该第一切换装置与该第一切换电路的该第一对切换装置的该第一切换装置受控于该第二输入频率信号的该对差动信号的同一互补信号分量，以及该第二切换电路的该第三对切换装置的该第二切换装置与该第一切换电路的该第一对切换装置的该第二切换装置受控于该第二输入频率信号的该对差动信号的同一互补信号分量；
该第四对切换装置受控于该第二输入频率信号的该对应相位偏移信号，该第二切换电路的该第四对切换装置的该第一切换装置与该第一切换电路的该第二对切换装置的该第一切换装置受控于该第二输入频率信号的该对差动信号的同一互补信号分量，以及该第二切换电路的该第四对切换装置的该第二切换装置与该第一切换电路的该第二对切换装置的该第二切换装置受控于该第二输入频率信号的该对差动信号的同一互补信号分量；以及
位于该第二切换电路的该第三对切换装置的该第一切换装置与该第四对切换装置的该第一切换装置之间的一共同节点被电性连接至位于该第二切换电路的该第三对切换装置的该第二切换装置与该第四对切换装置的该第二切换装置之间的一共同节点。
10.一种集成电路，包括至少一主动混频器电路，其特征在于，该至少一主动混频器电路包括一跨导级和一切换级；
该跨导级被配置以接收一第一输入信号，且被配置以将该第一输入信号应用至该切换级的至少一输入电流；
该切换级包括具有一第一对切换装置和一第二对切换装置的至少一第一切换电路，该第一对切换装置和该第二对切换装置被配置以使得：
该第一对切换装置的一第一切换装置与该第二对切换装置的一第一切换装置串联于该切换级的一输入节点和该切换级的一第一差动输出节点之间，其中该输入节点用以接收该至少一输入电流；
该第一对切换装置的一第二切换装置与该第二对切换装置的一第二切换装置串联于该切换级的该输入节点和该切换级的一第二差动输出节点之间；
该第一对切换装置受控于一第二输入频率信号，该第二输入频率信号包括一对差动信号，以及该第一对切换装置的该第一和第二切换装置分别受控于该第二输入频率信号的该对差动信号的相应互补信号分量；
该第二对切换装置受控于该第二输入频率信号的一对应相位偏移信号，以及该第二对切换装置的该第一和第二切换装置分别受控于该第二输入频率信号的该对应相位偏移信号的一对差动信号的相应互补信号分量；以及
位于该第一对切换装置的该第一切换装置与该第二对切换装置的该第一切换装置之间的一共同节点被电性连接至位于该第一对切换装置的该第二切换装置与该第二对切换装置的该第二切换装置之间的一共同节点。
11.如权利要求10项所述的集成电路，其特征在于，位于该第一对切换装置的该第一切换装置与该第二对切换装置的该第一切换装置之间的该共同节点通过一电容电性连接至位于该第一对切换装置的该第二切换装置与该第二对切换装置的该第二切换装置(之间的该共同节点。
12.如权利要求11项所述的集成电路，其特征在于，该电容的电容值大于该切换级的一寄生电容的电容值。
13.如权利要求10项所述的集成电路，其特征在于，该第二输入频率信号的该对应相位偏移信号是90度相位偏移的该第二输入频率信号。
14.如权利要求10项所述的集成电路，其特征在于，该切换级包括具有一第三对切换装置和一第四对切换装置的一第二切换电路，该第二切换电路的该第三对切换装置和该第四对切换装置被配置以使得：
该第三对切换装置的一第一切换装置与该第四对切换装置的一第一切换装置串联于该切换级的该输入节点和该切换级的该第二差动输出节点之间；
该第三对切换装置的一第二切换装置与该第四对切换装置的一第二切换装置串联于该切换级的该输入节点和该切换级的该第一差动输出节点之间；
该第三对切换装置受控于该第二输入频率信号，该第二切换电路的该第三对切换装置的该第一切换装置与该第一切换电路的该第一对切换装置的该第一切换装置受控于该第二输入频率信号的该对差动信号的同一互补信号分量，以及该第二切换电路的该第三对切换装置的该第二切换装置与该第一切换电路的该第一对切换装置的该第二切换装置受控于该第二输入频率信号的该对差动信号的同一互补信号分量；
该第四对切换装置受控于该第二输入频率信号的该对应相位偏移信号，该第二切换电路的该第四对切换装置的该第一切换装置与该第一切换电路的该第二对切换装置的该第一切换装置受控于该第二输入频率信号的该对差动信号的同一互补信号分量，以及该第二切换电路的该第四对切换装置的该第二切换装置与该第一切换电路的该第二对切换装置的该第二切换装置受控于该第二输入频率信号的该对差动信号的同一互补信号分量；以及
位于该第二切换电路的该第三对切换装置的该第一切换装置与该第四对切换装置的该第一切换装置之间的一共同节点被电性连接至位于该第二切换电路的该第三对切换装置的该第二切换装置与该第四对切换装置的该第二切换装置之间的一共同节点。
15.一种藉由至少一主动混频器电路提供一混频信号的方法，其特征在于，该至少一主动混频器电路包括一跨导级和一切换级；该切换级包括具有一第一对切换装置和一第二对切换装置的至少一第一切换电路；该方法包括：
藉由该跨导级接收一第一输入信号，以将该第一输入信号应用至该切换级的至少一输入电流；
导通该第一对切换装置的一第一切换装置和该第二对切换装置的一第一切换装置，使该至少一输入电流流过该第一对切换装置的该第一切换装置和该第二对切换装置的该第一切换装置，以在一第一差动输出节点驱动一对应产生的输出电流；
导通该第一对切换装置的一第二切换装置和该第二对切换装置的一第一切换装置，使该至少一输入电流流过该第一对切换装置的该第二切换装置和该第二对切换装置的该第一切换装置，以在该第一差动输出节点驱动一对应产生的输出电流；
导通该第一对切换装置的一第二切换装置和该第二对切换装置的一第二切换装置，使该输入电流流过该第一对切换装置的该第二切换装置和该第二对切换装置的该第二切换装置，以在一第二差动输出节点驱动一对应产生的输出电流；以及
导通该第一对切换装置的该第一切换装置和该第二对切换装置的该第二切换装置，使该至少一输入电流流过该第一对切换装置的该第一切换装置和该第二对切换装置的该第二切换装置，以在该第二差动输出节点驱动一对应产生的输出电流。
16.如权利要求15项所述的方法，其特征在于，该第一对切换装置受控于一第二输入频率信号，该第二输入频率信号包括一对差动信号，以及该第一对切换装置的该第一和第二切换装置分别受控于该第二输入频率信号的该对差动信号的相应互补信号分量；以及
其中该第二对切换装置受控于该第二输入频率信号的一对应相位偏移信号，以及该第二对切换装置的该第一和第二切换装置分别受控于该第二输入频率信号的该对应相位偏移信号的一对差动信号的相应互补信号分量。
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