CN105684338A - 带间载波聚合信号的波峰因数降低 - Google Patents

Abstract

公开了用于带间多标准载波聚合信号的波峰因数降低的方法、系统和电路。在一个实施例中，方法包括计算带间载波聚合信号的多个载波信号中的每个的振幅。基于多个载波信号的计算的振幅之和，产生载波信号的组合的包络的估计。将载波信号的组合的包络的估计和削波阈值进行比较以确定是否对所述多个载波信号中的每个进行削波。

Description

带间载波聚合信号的波峰因数降低

技术领域

本书面描述指向无线电传送器，并且具体而言，指向在通信系统的无线电传送器中的带间载波聚合信号的波峰因数降低。

背景技术

根据技术要求的特定集合，能够支持宽传送带宽的频谱带的缺少引起多个载波的带内或带间聚合。此类载波聚合信号具有诸如也通常称为波峰因数(CF)的高峰值平均功率比(PAPR)和宽带宽的特性。通过单个功率放大器(PA)的这些载波聚合信号的放大造成了几个挑战。要求PA在多个频带上保持良好的功率效率。这刺激了开发高效率、多频带和宽带装置(诸如DohertyPA和包络跟踪系统)的最近的研究尝试。另外，由于载波聚合信号的高CF，这些PA经常被要求在从它们的峰值功率的大回退区域中操作以满足线性要求。因此，这些PA产生了差的功率效率。几个技术已被设计用于单频带信号的波峰因数降低(CFR)，并且因此增强PA效率，并且降低对数模转换器施加的动态范围要求。这些技术能够分成两个类别：无失真方法(通常称为线性CFR技术)，例如选择的映射、部分传送序列、音调注入、音调保留和编码；以及基于失真的方法(也称为非线性CFR技术)，例如削波/加窗(windowing)、压缩扩展(companding)、活动星座扩展(ACE)以及一般化的ACE方法。

线性技术能够实现比其非线性对应物更大的CF降低而不改变信号质量。然而，线性技术通常要求对与现有通信系统可不兼容的接收器的修改。线性技术已通过适当的调制和编码应用到多载波/单标准信号。然而，由于在每个载波中采用的调制方案之间的不同，线性技术到载波聚合信号的普遍化是不可能的。

通常，小心地应用非线性CRF技术以获得最高可能的CF降低，同时不超过失真阈值。这些技术，并且具体而言，削波/加窗技术已被应用到共同处于相同谱带中的多载波信号。然而，削波/加窗技术到载波聚合信号的应用是非常有挑战的，特别是在每个载波位于不同并且间隔大的频带中时，这是因为削波/加窗技术可要求非常高并且因此不切实际的采样率。

诸如图1所示的在两个频带上的载波聚合信号能够表示为：

$x\left(t\right)=x_1\left(t\right)+x_2\left(t\right)={\tilde{x}}_1\left(t\right)e^{{\mathrm{j\ω}}_{1}t}+{\tilde{x}}_2\left(t\right)e^{{\mathrm{j\ω}}_{1}t}---\left(1\right)$

其中，x(t)是载波聚合信号，x₁(t)和x₂(t)是每个频带中的混合模式信号，并且表示分别在角频率ω₁和ω₂附近的x₁(t)和x₂(t)的基带包络。如图1所示，各个信号x₁(t)和x₂(t)分别具有带宽B1和B2，并且由频率间隙S分隔。

载波聚合信号能够表示为具有如下给出的角载波频率的宽带信号：

$\begin{array}{c}x\left(t\right)=x_1\left(t\right)+x_2\left(t\right)=\tilde{x}\left(t\right)\·e^{j\frac{{\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2}{2}t}\\ =\left({\tilde{x}}_1\right(t)e^{j\frac{{\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2}{2}t}+{\tilde{x}}_2(t\left)e^{j\frac{{\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_1}{2}t}\right)e^{j\frac{{\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2}{2}t}\end{array}---\left(2\right)$

其中，是载波聚合信号的基带包络。基带包络x(t)能够使用双频带或宽带PA而不是两个单频带PA来放大以便降低传送器的成本和大小。载波聚合能够导致增大的CF，所述增大的CF除非被降低，否则将要求设计员在其大的回退区域中低效地操作双频带PA。

经典的削波/加窗非线性CFR技术能够应用到在此类情况下，CFR模块可以是处理以频率f_s′采样的的数字化版本的单输入单输出(SISO)单元，其中，f_s′≥2·(S+max(B₁/2，B₂/2))，并且S、B₁和B₂分别表示两个信号的频率间距和带宽。数字化的基带信号则能够被表示如下：

$\tilde{x}\left(n^{\′}\right)={\tilde{x}}_1\left(n^{\′}\right)e^{j\frac{{\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2}{2}\frac{n^{\′}}{{f_3}^{\′}}}+{\tilde{x}}_2\left(n^{\′}\right)e^{j\frac{{\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_1}{2}\frac{n^{\′}}{{f_3}^{\′}}}---\left(3\right)$

经典削波/加窗方法由以下组成：监视信号包络的瞬时振幅，并且将它限制到预设阈值以获得目标的CF。图2中示出了用于实现经典削波/加窗方法的装置。如能够看到的，除削波12和过滤模块14外，图2的SISOCFR还包括上采样器16、数字上变频器18、下采样器20和下变频器22。由于此技术是非线性操作，因此，引起了带内失真和带外谱再生。为了实现可接受的邻近信道功率比(ACPR)，对削波信号进行过滤。设置削波阈值使得CF被降低，同时符合误差向量幅度(EVM)和ACPR规范。

在两个载波之间的频率间距S通常显著大于x₁(t)和x₂(t)的带宽，即，B₁和B₂，特别是在带间聚合情形的情况下。因此，f_s′将需要远远大于对和数字化分别需要的频率f_s1和f_s2(f_s1≥2·B₁，f_s2≥2·B₂)。

例如，假设载波聚合信号由在2.1GHz附近的15MHz宽带码分多址(WCDMA)信号和以2.4GHz为中心的10MHz长期演进(LTE)信号组成。对于此类组合，最小理论采样频率f_s′必须高于610MHz。此采样频率显著高于单独表示WCDMA和LTE信号所需的采样频率。SISO削波/加窗到的直接应用因此视为暗示高的并且不切实际的采样率。与常规削波和加窗方法相关联的高采样率要求使此解决方案在带间载波聚合信号的情况下是次优的。

发明内容

本发明有利地提供了用于带间多标准载波聚合信号的波峰因数降低的方法和系统。根据一方面，本发明提供一种降低带间载波聚合信号的波峰因数的方法，带间载波信号包括多个载波信号。方法包括计算带间载波聚合信号的多个载波信号中的每个的振幅。基于所述多个载波信号的计算的振幅之和，产生载波信号的组合的包络的估计。将载波信号的组合的包络的估计和削波阈值进行比较以确定是否对所述多个载波信号中的每个进行削波。

根据此方面，在一些实施例中，形成所述多个载波信号的第一载波信号的计算的振幅与所述多个载波信号中的每个的振幅的估计和的比率。将比率乘以削波阈值以对所述多个载波信号的第一载波信号进行削波。在一些实施例中，所述多个载波信号的第一载波信号被调制为宽带码分多址WCDMA载波信号，并且所述多个载波信号的第二载波信号被调制为长期演进LTE载波信号。在一些实施例中，方法还包括过滤所述多个载波信号的每个削波的载波信号以降低带外谱再生。在一些实施例中，方法还包括分别对所述多个载波信号中的每个载波信号进行削波。在一些实施例中，所述多个载波信号的量超过二。在一些实施例中，方法还包括以所述多个载波信号的带宽中最大带宽至少两倍的速率，对所述多个载波信号中的每个载波信号进行采样。采样率可充分小于在任何两个载波信号之间的最小频率间距。

根据另一方面，本发明提供一种用于降低带间载波聚合信号的波峰因数的设备，带间载波聚合信号包括多个载波信号。设备包括多个信号振幅计算器，对于所述多个载波信号中的每个载波信号有一个信号振幅计算器。所述多个信号振幅计算器中的每个配置成计算所述多个载波信号的对应载波信号的振幅。加法器配置成将计算的载波信号振幅相加以产生作为所述多个载波信号的包络的估计的复合信号。多个削波器配置成对所述多个载波信号的相应载波信号执行削波操作，对于所述多个载波信号中的每个载波信号有一个削波器。

根据此方面，在一些实施例中，削波器的削波操作的性能取决于超过削波阈值的复合信号。在一些实施例中，削波是基于所述多个载波信号的相应载波信号的计算的振幅和复合信号的比率，并且比率乘以削波阈值以对所述多个载波信号的相应载波信号进行削波。在一些实施例中，根据第一调制方案调制所述多个载波信号的第一载波信号，并且根据与第一调制方案不同的第二调制方案调制所述多个载波信号的第二载波信号。在一些实施例中，采样率充分小于在所述多个载波信号的任何两个载波信号之间的最近间距。在一些实施例中，以充分小于在所述多个载波信号的任何两个载波信号之间的最近间距的速率对每个载波进行采样。

根据另一方面，本发明提供一种波峰因数降低电路。电路包括多个输入，对于多个载波信号中的每个载波信号有一个输入。电路也包括多个信号振幅计算器。每个信号振幅计算器耦合到所述多个输入的不同输入以接收所述多个载波信号中的不同载波信号，并且配置成计算接收的载波信号的振幅。加法器配置成将来自所述多个信号振幅计算器的计算的振幅相加以产生复合信号，所述复合信号产生各个载波信号振幅估计的包络的估计。比较器配置成将复合信号和阈值进行比较以确定是否对所述多个载波信号的振幅进行削波。

根据此方面，在一些实施例中，电路还包括用于所述多个载波信号中的每个载波信号的削波器以便如果复合信号超过阈值，则对对应载波信号的振幅进行削波。在一些实施例中，每个削波器形成所述多个载波信号中的载波信号的估计的振幅和复合信号的比率，并且将比率乘以阈值以对载波信号进行削波。在一些实施例中，电路包括以充分小于在所述多个载波信号的任何两个载波信号之间的最小频率间距的速率对所述多个载波信号中的每个载波信号进行采样的采样器。在一些实施例中，电路包括应用到每个削波信号以降低由于削波造成的谱再生的低通滤波器。

附图说明

图1是由频率跨度分隔的两个载波信号的图；

图2是已知波峰因数降低电路的框图；

图3是根据本发明的原理构建的波峰因数降低电路的框图；

图4是两个载波信号和由它们的组合产生的信号的图；

图5是单输入单输出(SISO)波峰因数降低电路和双输入双输出(DIDO)波峰因数降低电路的实验误差向量幅度(EVM)性能的图；

图6是用于SISO和DIDO的波峰因数降低电路的功率输出的图；

图7是用于SISO和DIDO波峰因数降低电路的实验EVM性能的图；

图8是用于SISO和DIDO的波峰因数降低电路的功率输出的图；

图9是用于SISO和三频带波峰因数降低电路的实验EVM性能的图；

图10是用于SISO和三频带电路的波峰因数降低电路的功率输出的图；

图11是根据本发明的原理，用于实现波峰因数降低的示范过程的流程图；以及

图12是根据本发明的原理，用于实现波峰因数降低的示范过程的另外的步骤的流程图。

具体实施方式

在详细描述根据本发明的示范实施例前，要注意的是，实施例主要存在于与带间多标准载波聚合信号的波峰因数降低有关的设备组件和处理步骤的组合。相应地，系统和方法组件已在适当之处通过附图中的常规符号表示，只示出与理解本发明的实施例有关的那些特定细节，以便不通过受益于本文中的描述的本领域普通技术人员将容易明白的细节使本公开变得模糊。

如本文中使用的，诸如“第一”和“第二”、“顶部”和“底部”等的关系术语可用于仅区分一个实体或元素与另一实体或元素，而不一定要求或暗示在此类实体或元素之间的任何物理或逻辑关系或顺序。

现在参照附图，其中，类似的标号指的是类似的元素，图3中示出双输入双输出(DIDO)波峰因数降低(CFR)系统24，CFR系统24包括信号振幅估计器(SAE)26，作为CFR过程的第一步，SAE26使用两个载波的基带信号计算载波聚合信号的瞬时振幅。SAE26可使用各种类型的硬件(包括但不限于专用集成电路、数字信号处理器)来实现，或者由执行程序软件以执行本文中所述处理功能的处理器实现。此类程序软件可存储在非暂时性存储器装置中。

首先，等式(2)中给出的载波聚合信号表达式的包络能够重新写为如下：

其中，和分别是和的瞬时相位。指数中的项和暗示在与之间的另外的相位差，其以比和远远更高的速度发生。实际上，等式(4)右侧的两个项能够在两个基带包络明显演变前在给定瞬间t₀是同相的，即：

在时刻t0，载波聚合信号包络由给出。因此，即使两个载波的包络不同相，载波聚合过程也产生瞬时完全建设性添加，即，载波聚合信号的包络因此由以下给出：

$envelope\left({\tilde{x}}_1\right(t)e^{j\frac{{\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2}{2}t}+{\tilde{x}}_2(t\left)e^{j\frac{{\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_1}{2}t}\right)\≅\left|{\tilde{x}}_1\left(t\right)\right|+\left|{\tilde{x}}_2\left(t\right)\right|.---\left(5\right)$

因此，通过监视两个载波的基带信号的幅度，能够估计载波聚合信号的CF。此外，等式(5)暗示的包络能够使用以速率f_s＝max(f_s1，f_s2)采样的和的包络来获得。

$envelop\left(\tilde{x}\right(n\left)\right)\≅\left(\right|{\tilde{x}}_1\left(n\right)|+|{\tilde{x}}_2\left(n\right)\left|\right).---\left(6\right)$

因此，包络能够估计为以作为各个载波信号的尼奎斯特速率的最大值的尼奎斯特速率采样的多个载波信号的振幅之和。由于与载波信号相关联的带宽充分小于在载波信号之间的间距，因此，包络的采样是以充分小于载波信号之间的间距的速率。例如，与载波信号相关联的典型带宽可以是15兆赫兹，而在载波信号之间的间距可以是300兆赫兹。以基于与载波信号相关联的带宽的尼奎斯特速率采样将导致以大约30MHz的速率采样，这充分小于基于载波信号之间的间距的330MHz的采样率，即，比该采样率低1个数量级。振幅由幅度运算器23计算，并且所述多个载波信号的振幅之和通过加法器25获得。用于计算等式(6)的表达式的幅度运算器23和加法器25可共同称为信号振幅估计器(SAE)或信号振幅计算器26。

因此，一个实施例是一种用于降低带间载波聚合信号的波峰因数的设备，带间载波聚合信号包括多个载波信号。所述设备包括多个信号振幅计算器26，对于所述多个载波信号中的每个载波信号有一个信号振幅计算器。所述多个信号振幅计算器26的每个配置成计算所述多个载波信号的对应载波信号的振幅。加法器25配置成将计算的载波信号振幅相加以产生作为所述多个载波信号的包络的估计的复合信号。多个削波器27配置成在所述多个载波信号的相应载波信号上执行削波操作，对于所述多个载波信号中的每个载波信号有一个削波器。低通滤波器29降低带外谱再生。要注意的是，虽然图3示出用于仅两个频带的波峰因数降低的功能性，但实施例可通过直接扩展参照图3所述的原理，提供用于具有三个或更多个频带的信号的波峰因数降低。

图4示出被组合以产生结果信号32的两个正弦波28和30。两个正弦波28和30的两个幅度的和提供了载波聚合信号32的包络34的良好估计。因此，给出任意削波阈值Pk，通过如下对每个载波基带信号进行削波，能够获得由相应包络和的两个载波组成的载波聚合信号的CFR：

$\begin{array}{c}If\left|{\tilde{x}}_1\left(n\right)\right|+\left|{\tilde{x}}_2\left(n\right)\right|>P_k\\ =>\begin{array}{c}\left|{\tilde{x}}_{1\_clipped}\left(n\right)\right|=\frac{\left|{\tilde{x}}_1\left(n\right)\right|}{\left|{\tilde{x}}_1\left(n\right)\right|+\left|{\tilde{x}}_2\left(n\right)\right|}\·P_k\\ \left|{\tilde{x}}_{2\_clipped}\left(n\right)\right|=\frac{\left|{\tilde{x}}_2\left(n\right)\right|}{\left|{\tilde{x}}_1\left(n\right)\right|+\left|{\tilde{x}}_2\left(n\right)\right|}\·P_k\end{array}\end{array}---\left(7\right)$

削波功能可由削波器27对于每个载波信号执行。削波例如可由专用集成电路或上述硬件和/或软件的其它组合执行。

要注意的是，用于上述两个载波的结果能够直接扩展到多于两个载波。在多频带上的载波聚合信号由以下给出：

$x\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{x}_i\left(t\right)=\mathrm{Re}\left(\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{\tilde{x}}_i\right(t\left){e^{{\mathrm{j\ω}}_i}}^t\right),$

其中，N是载波聚合频带的数量，x(t)是载波聚合信号，x_i(t)是第i个频带中的混合模式信号，表示在角频率ω_i附近的基带包络x_i(t)。

为了通过常规手段对信号x(t)进行削波，可将它建模为在由两个谱极限值的中点给出的载波角频率ω₀附近的一个包络信号：

${\mathrm{\ω}}_0=\frac{1}{2}\left(max\right({\mathrm{\ω}}_i;i=\mathrm{1..}N)+min({\mathrm{\ω}}_i;i=\mathrm{1..}N\left)\right),$

在此情况下，信号的采样率应为

${f_3}^{\′}\≥2\·(s+max(\frac{B_i}{2}\left)\right),$

其中，f_s′是混合信号的所需采样率， $S=\frac{1}{2\·\mathrm{\π}}\·\left(\max \right({\mathrm{\ω}}_i;i=\mathrm{1..}N)-,\min ({\mathrm{\ω}}_i;i=\mathrm{1..}N\left)\right),$ 并且B_i是信号的带宽。备选地，能够示出

$envelop\left(x\right(t\left)\right)\≅\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}\left|{\tilde{x}}_i\left(t\right)\right|,$

因此，通过监视不同载波的基带信号的幅度，能够估计载波聚合信号的CF。能够使用以速率f_s＝max(f_(s_i)＝1/B_i；i＝1..N)采样的的包络来获得的包络，其中，B_i是信号x_i(t)的带宽。

因此，给出任意削波阈值Pk，通过如下对每个载波基带信号进行削波，能够获得载波聚合信号的CFR：

$\begin{array}{c}\∀k\∈\left\{\mathrm{1..}N\right\},If{\Σ}_{i=1}^N\left|{\tilde{x}}_i\left(t\right)\right|>Pk\\ =>\left|{\tilde{x}}_{k\_clipped}\left(n\right)\right|=\frac{\left|{\tilde{x}}_k\left(t\right)\right|}{{\Σ}_{i=1}^N\left|{\tilde{x}}_i\left(t\right)\right|}\·Pk\end{array}.$

对于三频带信号的情况，三输入三输出CFR实现为：

$\begin{array}{c}If\left|{\tilde{x}}_1\left(n\right)\right|+\left|{\tilde{x}}_2\left(n\right)\right|+\left|{\tilde{x}}_3\left(n\right)\right|>Pk\\ =>\begin{array}{c}\left|{\tilde{x}}_{1\_clipped}\left(n\right)\right|=\frac{\left|{\tilde{x}}_1\left(n\right)\right|}{\left|{\tilde{x}}_1\left(n\right)\right|+\left|{\tilde{x}}_2\left(n\right)\right|+\left|{\tilde{x}}_3\left(n\right)\right|}\·Pk\\ \left|{\tilde{x}}_{2\_clipped}\left(n\right)\right|=\frac{\left|{\tilde{x}}_2\left(n\right)\right|}{\left|{\tilde{x}}_1\left(n\right)\right|+\left|{\tilde{x}}_2\left(n\right)\right|+\left|{\tilde{x}}_3\left(n\right)\right|}\·Pk\\ \left|{\tilde{x}}_{3\_clipped}\left(n\right)\right|=\frac{\left|{\tilde{x}}_3\left(n\right)\right|}{\left|{\tilde{x}}_1\left(n\right)\right|+\left|{\tilde{x}}_2\left(n\right)\right|+\left|{\tilde{x}}_3\left(n\right)\right|}\·Pk\end{array}\end{array}$

为测试上述方法，合成由300MHz分隔的10MHz2CWCDMA信号和15MHzLTE信号组成的带间载波聚合信号。DIDO和SISOCFR方法被应用到合成的载波聚合信号。SISOCFR技术以等于f_s′＝610MH2的采样频率执行。接着，DIDOCFR技术被应用到两个单独的基带分量，并且以等于f_s＝92.16MHz的采样频率执行。图5中示出两个方法的EVM性能对目标PAPR，并且图6中示出由于非线性削波操作造成的谱再生。图5示出使用SISOCFR36的频带1的误差向量幅度(EVM)性能、使用SISOCFR38的频带2的EVM性能、使用DIDOCFR40的频带1的EVM性能以及使用DIDOCFR42的频带2的EVM性能。清楚地，使用本文中所述波峰因数降低方法导致误差向量幅度的大幅降低。类似地，图6示出SISOCFR44、DIDOCFR46和具有过滤的DIDOCFR48的功率对频率。清楚地，本文中所述的波峰因数降低方法导致由于失真引起的带外信号的大幅降低。

为了消除DIDOCFR46的带外谱再生，通过过滤/加窗过程29对削波信号进行过滤。过滤结果由曲线48给出。要注意的是，由于SISOCFR的差的性能，过滤未应用到SISOCFR。表1概述原始信号特性以及使用和未使用过滤的DIDOCFR的结果。原始频率聚合信号的PAPR以大约0.7％EVM从10.5dB减小到9dB。削波/加窗迭代允许去除谱再生，代价是将EVM增大到1.3％，这仍然是由例如MSK、BPSK等的不同调制方案可接受的。

关于SISOCFR性能，除了其高达输入信号的尼奎斯特速率的五倍的高采样率外，图5和图6中还示出，在与DIDOCFR情况相比时，EVM和谱再生相当差。图7中示出两个方法的EVM性能对目标PAPR，并且图8中示出由于非线性削波操作造成的谱再生。图7示出使用SISOCFR50的频带1的EVM、使用SISOCFR52的频带2的EVM、使用DIDOCFR54的频带1的EVM以及使用DIDOCFR56的频带2的DIDO。图8示出SISOCFR58、DIDOCFR60和具有过滤的DIDOCFR62的功率对频率。

下面在表2中示出上面讨论的合成带间载波聚合信号的原始信号特性、削波信号特性以及削波且过滤的信号特性。虽然结果可比得上高频率分隔情况，但图8中SISOCFR信号的频谱图揭示由于同时在两个信号上作用的非线性削波操作而存在互调失真分量。这不同于DIDOCFR情况60、62，其中分别对每个信号进行削波。因此，SISO技术在带内和带外均生成更多失真。

在另一示例中，合成由15MHzLTE信号、20MHz2CWCDMA信号和5MHzLTE信号组成的带间载波聚合信号。第一和第二信号由100MHz分隔。第二和第三信号也由100MHz分隔。因此，总信号分隔是200MHz。三频带和SISOCFR方法被应用到合成的载波聚合信号。SISOCFR技术以等于f_s′＝420MHz的采样频率执行。接着，三频带CFR技术被应用到两个单独的基带分量，并且以等于f_s＝92.16MHz的采样频率执行。图9中示出两个方法的EVM性能对目标PAPR，并且图10中示出由于非线性削波操作造成的谱再生。图9示出使用SISOCFR64的频带1的EVM、使用SISOCFR66的频带2的EVM、使用SISOCFR68的频带3的EVM、使用三频带CFR70的频带1的EVM、使用三频带CFR72的频带2的EVM以及使用三频带CFR74的频带3的EVM。图10示出SISOCFR76、三频带CFR78和具有过滤的三频带CFR80的功率对频率。

下面在表3中概述上面讨论的合成三频带载波聚合信号的原始和削波信号特性。示出由于上面详细描述的相同原因，三频带CFR性能优于SISOCFR。

作为本文中描述的技术的应用，CFR的输出信号被应用到两个功率放大器，45WGaN单端PA和250WLDMOSDohertyPA。因此，使用2％的阈值作为最大可容许EVM，三频带CFR允许PAPR中大约2dB的降低，而SISO方法限于PAPR中0.5dB的降低。效率结果在表4中示出。示出，测试信号的实现的CFR允许有效平均功率等级大约2dB的大幅改进，并且在测试信号应用到在测试中的两个放大器时，功率效率高达5％的增大。

已描述适合用于在两个和三个频带上的带间多标准载波聚合信号的多输入多输出(MIMO)CFR技术。与常规单输入单输出CFR方法相比，提议的MIMOCFR允许大幅减小采样率，使得采样率与两个载波的带宽的最大值而不是与它们之间的间距成比例。提议的CFR方法在由LTE和WCDMA信号组成的300MHz双频带和200MHz三频带多标准载波聚合波形上演示。聚合信号的CF成功地从11.3dB降低到9.5dB，同时最小化对输出信号的ACPR和EVM的影响。要注意的是，虽然本文中示出用于仅两个和三个频带的波峰因数降低的示例，但实施例不限于两个和三个频带。用于多于三个频带的波峰因数降低的实施例是预期的并且是本文中讨论的实施例的直接扩展。

图11是用于降低带间载波聚合信号的波峰因数的示范过程的流程图。估计多个载波信号中的每个载波信号的振幅(框S100)。基于所述多个载波信号的估计的振幅之和，产生载波信号的组合的包络的估计(框S102)。将载波信号的组合的包络的估计和削波阈值进行比较以确定是否对所述多个载波信号中的每个载波信号进行削波(框S104)。继续到图12，如果包络超过削波阈值(框S105)，则形成第一载波信号的估计的振幅与所述多个载波信号中的每个载波信号的振幅之和的比率；对于每个载波信号形成此比率(框S106)。将每个比率乘以削波阈值(框S108)。然后，应用低通滤波器以降低谱再生(框S110)。

通过基于各个载波的估计的振幅之和来估计载波信号的组合的包络，可确定何时使用大约等于各个载波信号的带宽的两倍的采样率来对载波信号进行削波，而不是以大约等于载波信号之间的间距的采样率。

本领域技术人员将领会的是，本发明不限于本文中上面具体示出和描述的内容。另外，除非上面相反地提到，否则，应注意的是，不是所有附图都按比例。鉴于仅由随附权利要求限制的上面的教导，各种修改和变化是可能的。

Claims (21)

1.一种降低带间载波聚合信号的波峰因数的方法，所述带间载波信号包括多个载波信号，所述方法包括：

计算所述带间载波聚合信号的所述多个载波信号中的每个的振幅(S100)；

基于所述多个载波信号的所述计算的振幅之和，产生所述载波信号的组合的包络的估计(S102)；以及

将所述载波信号的所述组合的所述包络的所述估计和削波阈值进行比较以确定是否对所述多个载波信号中的每个载波信号进行削波(S104)。

2.如权利要求1所述的方法，还包括：

形成所述多个载波信号的第一载波信号的计算的振幅与所述多个载波信号中的每个载波信号的所述振幅的估计和的比率(S106)；以及

将所述比率乘以所述削波阈值以对所述多个载波信号的所述第一载波信号进行削波(S108)。

3.如权利要求1所述的方法，其中所述多个载波信号的第一载波信号被调制为宽带码分多址WCDMA载波信号，并且所述多个载波信号的第二载波信号被调制为长期演进LTE载波信号。

4.如权利要求1所述的方法，还包括分别对所述多个载波信号中的每个载波信号进行削波（27，S110）。

5.如权利要求4所述的方法，还包括过滤(29)所述多个载波信号中的每个削波的载波信号以降低带外谱再生。

6.如权利要求1所述的方法，其中所述多个载波信号的数量超过二。

7.如权利要求1所述的方法，还包括以是所述多个载波信号的所述带宽中的最大带宽至少两倍的速率对所述多个载波信号中的每个载波信号进行采样。

8.如权利要求7所述的方法，其中所述采样率充分小于在任何两个载波信号之间的最小频率间距。

9.如权利要求1所述的方法，还包括：

以充分小于在所述多个载波信号的任何两个载波信号之间的最小频率间距的采样率对每个载波信号进行采样。

10.一种用于降低带间载波聚合信号的波峰因数的设备，所述带间载波聚合信号包括多个载波信号，所述设备包括：

多个信号振幅计算器(23)，对于所述多个载波信号中的每个载波信号有一个信号振幅计算器，所述多个信号振幅计算器中的每个配置成计算所述多个载波信号的对应载波信号的振幅；

加法器(25)，配置成将所述计算的载波信号振幅相加以产生作为所述多个载波信号的包络的估计的复合信号；以及

多个削波器(27)，对于所述多个载波信号中的每个载波信号有一个削波器，所述多个削波器中的每个配置成在所述多个载波信号的相应载波信号上执行削波操作。

11.如权利要求10所述的设备，其中削波器的所述削波操作的性能取决于超过削波阈值的所述复合信号(S104)。

12.如权利要求11所述的设备，其中所述削波是基于所述多个载波信号的所述相应载波信号的计算的振幅和所述复合信号的比率，并且将所述比率乘以所述削波阈值以对所述多个载波信号的所述相应载波信号进行削波(S208)。

13.如权利要求10所述的设备，其中根据第一调制方案调制所述多个载波信号的第一载波信号，并且根据与所述第一调制方案不同的第二调制方案调制所述多个载波信号的第二载波信号。

14.如权利要求10所述的设备，其中以是所述各个载波信号的尼奎斯特速率中的最大尼奎斯特速率的速率对所述多个载波信号中的每个载波信号进行采样。

15.如权利要求14所述的设备，其中所述采样率充分小于在所述多个载波信号的任何两个载波信号之间的最近间距。

16.如权利要求10所述的设备，其中以充分小于在所述多个载波信号的任何两个载波信号之间的最近间距的速率对每个载波进行采样。

17.一种波峰因数降低电路，包括：

多个输入，对于多个载波信号中的每个信号有一个输入；

多个信号振幅计算器(23)，每个信号振幅计算器耦合到所述多个输入中的不同输入以接收所述多个载波信号中的不同载波信号并且配置成计算所述接收的载波信号的振幅；

加法器(25)，配置成将来自所述多个信号振幅计算器的计算的振幅相加以产生复合信号，所述复合信号产生各个载波信号振幅估计的包络的估计；以及

比较器，配置成将所述复合信号和阈值进行比较以确定是否对所述多个载波信号的振幅进行削波(27)。

18.如权利要求17所述的电路，还包括用于所述多个载波信号中的每个载波信号的削波器(27)，用于如果所述复合信号超过所述阈值，则对所述对应载波信号的振幅进行削波(S105)。

19.如权利要求18所述的电路，其中每个削波器(27)形成所述多个载波信号中的载波信号的估计的振幅和所述复合信号的比率，并且将所述比率乘以所述阈值以对所述载波信号进行削波（S106，S108）。

20.如权利要求17所述的电路，还包括以充分小于在所述多个载波信号的任何两个载波信号之间的最小频率间距的速率对所述多个载波信号中的每个载波信号进行采样的采样器。

21.如权利要求17所述的电路，还包括应用到每个削波信号以降低由于所述削波造成的谱再生的低通滤波器（29，S110）。