CN105684256B - 限流电路 - Google Patents

限流电路 Download PDF

Info

Publication number
CN105684256B
CN105684256B CN201380080445.9A CN201380080445A CN105684256B CN 105684256 B CN105684256 B CN 105684256B CN 201380080445 A CN201380080445 A CN 201380080445A CN 105684256 B CN105684256 B CN 105684256B
Authority
CN
China
Prior art keywords
transistor
current
voltage
limit mode
during
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201380080445.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN105684256A (zh
Inventor
马蒂亚斯·安德森
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Original Assignee
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB filed Critical Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Publication of CN105684256A publication Critical patent/CN105684256A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN105684256B publication Critical patent/CN105684256B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/565—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
    • G05F1/569—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection
    • G05F1/573—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection with overcurrent detector
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H9/00—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/02—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess current
    • H02H9/025—Current limitation using field effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Emergency Protection Circuit Devices (AREA)

Abstract

提供一种限流电路(600)，包括晶体管(Q1)和控制器(630)，所述晶体管(Q1)连接在限流电路的输入端子(610)和限流电路的输出端子(620)之间，所述控制器被配置为监视流过晶体管(Q1)的电流，并且可操作在限流模式中以基于监视的电流来控制晶体管，从而限制电流，其中在限流模式的操作期间，晶体管(Q1)两端下降的电压在值的范围内改变。控制器(630)包括定时模块(632)，所述定时模块被配置为基于限流模式的操作期间的晶体管(Q1)两端的电压的值，控制晶体管在限流模式的操作期间对电流进行限制的时间段，其中，对于限流模式操作期间晶体管(Q1)两端能够下降的电压的所有范围，定时模块(632)被配置为控制针对每个范围的相应时间段，使得晶体管(Q1)基本上耗散其所能耗散的且不遭受损坏的能量的最大量。

Description

限流电路
技术领域
本发明总体上涉及包括限流晶体管的限流电路(也普遍称为“热插拔电路”或“突入电流限制器”)的领域，具体涉及控制晶体管以限制可能在例如当限流电路连接至现场背板时或响应于输入电压瞬变时出现的突入电流。
背景技术
很多应用中出现了限制电流的需要，例如，用于提供对所谓“热调换”或“热拔插”组件的保护，其中用户可以在不中断其操作的情况下将其连接至计算机系统。例如，突入电流限制的需要通常出现在插入式(plug-in)集成电路板中，例如，需要安全连接至诸如48V总线的现场背板的电信/数据通信插入式板。由于通常设置在插入式板上的输入电容器可能在其充电时从背板汲取高瞬变电流，需要对这些电容器的充电进行电流限制，以避免高瞬变电流引起的各种不期望的后果，例如，背板电压的下降，连接器、迹线或电路板电路中的其他组件的损坏，或者可能和背板相连的任何其他电路板中的断路器的跳闸。还可能需要电流限制，以避免由输入电压瞬变引起的可能在电路板连接至背板后出现的过高突入电流。参考图1，将描述提供这些保护功能的常规限流电路的结构和操作。
图1是具有常规限流电路200的插入式板100的示意图，所述限流电路200用于将现场背板300连接至负载电路，所述负载电路设置为例如隔离式DC/DC转换器模块400和下游低压电路500的形式。负载电路的输入电容用连接在DC/DC转换器模块400的输入之间的输入电容器Cin表示。该示例中，限流电路200中的限流组件是晶体管Q1，所述晶体管Q1与位于限流电路200的输入端子210和限流电路200的输出端子220之间的电流感测电阻器RS串联，从而在导通时提供端子210和220之间的电流路径。该示例中，晶体管Q1提供为功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的形式，但作为备选可以使用另一类型的晶体管，例如绝缘栅极双极性晶体管(IGBT)。
热插拔控制器230控制晶体管Q的开关和导通状态沟道电阻，所述插拔控制器230配置为监视晶体管的漏极-源极电流IDS(通过监视电流来感测电阻器RS两端的电压)并可操作在限流模式中，以便当晶体管的漏极-源极电流(以下称为晶体管电流)达到预设值IDSmax时对其进行限制。控制器230使用其中的反馈控制机制来限制IDS，以基于监视的电流控制晶体管Q1的栅极，以便将IDS保持在预设值IDSmax以下。限流期间，晶体管Q1的载流沟道两端的电压将在值的范围上变化。例如，当插入式板100连接至背板300时，大部分背板电压VB将初始地下降在限流晶体管Q1上，并且然后晶体管Q1两端的电压将随输入电容器Cin充电而降低。
限流期间，晶体管Q1耗散的功率可能超过晶体管可以耗散且不遭受使其性能变差的任何损坏的最大功率Pmax。为保护晶体管Q1不被这种方式损坏，该示例中，通过监视晶体管Q1的漏极-源极电压VDS，并且控制晶体管的栅极以不仅确保IDS不超过预设值IDSmax且监视的电压VDS和监视的电流IDS的乘积不超过最大功率PMAX，控制器230可以执行限流期间不可被超过的最大功率限制。
更具体地，当晶体管两端的电压变化时，通过改变由其反馈控制机制使用的目标电流值，控制器230限制功率耗散，使得晶体管Q1耗散的功率不超过最大允许水平Pmax。因此，当VDS在限流模式操作期间降低时，控制器的反馈控制机制使用的目标电流值最多上升至预设值IDSmax，而晶体管的功率耗散在更高的VDS值被限制为Pmax。当晶体管Q1两端的电压进一步降低时，目标电流值保持在IDSmax，以确保晶体管电流IDS保持在安全限内。
该示例中，作为额外的保护性措施，控制器230可以允许晶体管Q1执行的电流限制仅在设置的时间段中进行。在电流限制已执行设置的时间段(以下称为晶体管的“导通(ON)时间”)后，控制器230在一时间段中将晶体管Q1截止(OFF)，以允许晶体管Q1冷却，然后，直到输入电容器Cin被充分充电前，可以重复限流导通再冷却的这一循环，使得IDS不过高以致控制器230在限流模式下操作。
上述类型的限流电路(以下称为“类型1”)提供在许多商业可用的热插拔控制器板中，例如，德州仪器公司(Texas Instruments)LM5067EVAL评估板。
在例如Linear Technology热插拔控制器LTC4252中使用了第二种类型的限流电路(以下称为“类型2”)，其结合随VDS上升而降低的可变晶体管导通时间来施加电流限制(但无功率限制(如上述示例中))。
在第三种类型的限流电路(“类型3”，US 7,408,755 B1提供其示例)中，在限流模式的操作期间，使用具有可变晶体管导通时间的电流限制(但无功率限制(如上述第一种类型的限流电路中))。然而，在该示例中，针对最高为预定阈值的VDS值，限流期间使用的晶体管导通时间被设置为固定值，并在更高的VDS值处随着VDS上升而降低。
发明内容
本发明人研究了以上概述的在现有类型限流电路中使用的晶体管控制方案，认识到：对于限流模式操作期间可能遇到的许多晶体管电压VDS，所有这些控制方案都使晶体管耗散了比其能安全耗散的能量更少的能量。因此，当限流电路将背板连接至具有高输入电容的负载，继而如上所述在连接期间执行数次导通和冷却循环时，输入电容的充电不必要地慢。未能充分利用晶体管能量耗散能力的另一个后果是，晶体管往往过大，由此增加了制造成本并浪费了宝贵的板上空间。为进一步帮助理解，将参考图2进一步说明晶体管的脉冲能量能力。
图2示出了以MOSFET(具体为NXP半导体N.V公司生产的PSMN013-100YSE MOSFET)为示例形式的、可在限流应用中使用的晶体管的脉冲能量能力，其中，通过实验或检查晶体管的安全操作区(SOA)图，可以直观地确定该能力。更具体地，图2中的曲线示出了在不遭受损害的情况下MOSFET可以耗散的能量的最大量EMAX，作为当对MOSFET的栅极施加1ms电压脉冲时所施加的漏极-源极电压的函数。该示例中，在VDS低于约40V的第一电压区(“电压区1”)中，MOSFET可以安全耗散(即，不遭受对其性能产生可观察影响的任何损坏)的能量的最大量为约900MJ，和VDS的值无关。然而，在VDS＞40V的第二电压区(“电压区2”)中，EMAX随VDS上升而降低，如图2所示。EMAX在更高的VDS值处降低是因MOSFET进入正反馈区域而引起的，其中MOSFET阈值电压的温度相关偏移使其沟道电阻呈现出正温度系数；这导致MOSFET的电阻性发热，增加了针对给定VDS值的IDS，由此进一步对MOSFET进行加热，可能导致热崩溃。电压区2中的MOSFET的行为依赖于MOSFET的瞬时热阻抗，所述瞬时热阻抗随脉冲持续时间而改变。然而，发明人认识到，就突入电流限制应用的时间尺度而言(典型地，从约0.5ms至约2ms)，图2中示出的1ms脉冲的脉冲能量能力曲线提供了EMAX的良好指示，作为针对控制器230可以使用的所有晶体管导通时间的VDS的函数。
图3示出了在上述每一类型的常规限流电路中，在限流模式的操作期间限流晶体管Q1耗散的能量如何随漏极-源极电压而改变。在所有这些情形中，对晶体管的栅极施加单驱动脉冲，其幅值和持续时间由控制器230以上述相应方式来控制。在施加栅极驱动脉冲期间，这些示例中的晶体管Q1两端的电压在值的范围内改变，所述值的范围相对于电压区1和电压区2的宽度较小并且可近似恒定。当放宽该近似时，可以获得类似的图，其中耗散的能量被绘制为表示限流期间的VDS的值的函数，例如漏极-源极电压的起始值VDSi或者VDS的平均值(均值或中值)的函数。
如图3所示，上文讨论的第一类型(类型1)常规限流器施加电流限制和功率限制，并使用固定的晶体管导通时间。因而，在较高的VDS值处，控制器230控制晶体管Q1的栅极以防止晶体管Q1耗散的功率超过Pmax，使得耗散能量(“脉冲能量”)不依赖于VDS。在较低的VDS值处，控制器230控制晶体管Q1的栅极以防止IDS超过IDSmax，使得耗散功率随VDS线性增加。因此，类型1限流器的脉冲能量曲线具有VDS≈35V处的膝部。
在上述第二类型(类型2)的常规限流器的情形中，其以随1/VDS而改变的晶体管导通时间来施加电流限制(但无功率限制)，晶体管Q1耗散的能量不依赖于VDS。
此外，在上述第三类型(类型3)的常规限流器的情形中，其以具有近似为A/(max(VDS-V’，0)+B)的变化的晶体管导通时间来施加电流限制(但无功率限制)，其中V’是固定的电压值，A和B是常数，当VDS＜V’时，脉冲能量随VDS而线性增加，然后随VDS增加而降低，如图3所示。
从图3可以认识到，就以上讨论的所有三种类型的常规限流电路而言，晶体管Q1耗散的能量达不到其在对于限流期间可被覆盖的全部VDS的范围(即，从任何VDSi值至刚截止前在晶体管两端出现的最终漏极-源极电压)同时还保持在由MOSFET脉冲能量能力曲线(图3中标为“MOSFET”)设置的安全限内的情况下所能达到的高度。认识到常规限流电路的这一缺点，设计本发明的限流电路，其在限流模式下，针对电路操作期间可被覆盖的任何VDS的范围，更好地发掘了晶体管能量耗散潜力，其中，作为VDS的函数的晶体管导通时间与晶体管的脉冲能量能力曲线更好地匹配。图4中示出了本发明的两个实施例(下文详细描述)中由晶体管耗散的脉冲能量的图，并且观察到比图3所示的图更接近地匹配晶体管的脉冲能量能力曲线。
具体地，发明人已设计一种限流电路，包括：连接在限流电路的输入端子和限流电路的输出端子之间的晶体管；以及控制器，所述控制器被配置为监视流过晶体管的电流，并且可操作在限流模式中以基于监视的电流来控制晶体管以限制电流，其中在限流模式的操作期间，晶体管两端下降的电压在值的范围内改变。控制器包括定时模块，所述定时模块被配置为基于限流模式的操作期间晶体管两端的电压的值，控制晶体管在限流模式的操作期间对电流进行限制的时间段，其中，对于限流模式操作期间晶体管两端能够下降的电压的所有范围，定时模块被配置为控制针对每个范围的相应时间段，使得晶体管基本上耗散其所能耗散的且不遭受损坏的能量的最大量。
藉由晶体管脉冲能量能力曲线的知识(如上所述，可以通过实验或检查晶体管的安全操作区(SOA)图而容易地确定)，本领域技术人员将认识到，定时模块可以被配置成上文用许多不同方法阐述的方式。然而，以下在具体实施方式中通过示例描述了定时模块的两个有利的实现。
还提供一种配置限流电路的方法，所述限流电路包括连接在限流电路的输入端子和限流电路的输出端子之间的晶体管，以及控制器，所述控制器被配置为监视流过晶体管的电流，并且可操作在限流模式中以基于监视的电流来控制晶体管以限制电流，其中在限流模式的操作期间，晶体管两端下降的电压在值的范围内改变。所述方法包括：对于限流模式的操作期间晶体管两端能够下降的电压的所有范围，确定针对每个范围的相应时间段，在所述时间段内，晶体管可以限制电流并同时基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量。所述方法还包括：配置控制器以控制晶体管在限流模式的操作期间对电流进行限制，使得对于限流模式的操作期间晶体管两端能够下降的电压的所有范围，晶体管被控制为在每个电压范围中在所确定的相应时间段内对电流进行限制。
附图说明
现参考附图示例性地描述本发明的实施例，附图中：
图1示出了形成插入式集成电路板的一部分的常规限流电路的示例；
图2示出了限流电路中使用典型MOSFET的脉冲能量能力；
图3示出了当MOSFET被本文描述的不同类型常规限流控制器控制时，MOSFET耗散的脉冲能量随漏极-源极电压的改变，还示出了图2的MOSFET的脉冲能量能力，以便比较；
图4示出了本发明的实施例中MOSFET耗散的脉冲能量随漏极-源极电压的改变，还示出了图2的MOSFET的脉冲能量能力，以便比较；
图5示出了根据本发明实施例的具有限流电路的插入式板；
图6示出了根据本发明第一实施例的限流电路的细节；
图7示出了第一实施例的限流电路中的定时模块的细节；
图8示出了根据第一实施例的配置限流电路的方法；
图9示出了第一实施例的限流电路的变型，其基于晶体管导通时间的计算值来控制限流晶体管；
图10是示出可编程信号处理装置的组件的示意图，所述可编程信号处理装置可被配置为用作第一实施例的变型中的定时模块；
图11示出了根据本发明第二实施例的限流电路；以及
图12示出了第二实施例的限流电路中的定时模块的细节。
具体实施方式
[第一实施例]
图5示出了根据本发明第一实施例的限流电路600，如在图1的背景示例中一样，其设置为具有和图1相同的DC/DC转换器模块400和低压电路500的插入式集成电路板100的一部分。因此，这里将不再重复对它们以及图1和图5中其他相同组件(标为相似的附图标记)的描述。作为替代，以下描述将着重于本发明实施例和图1的背景示例之间的差异。应当注意，根据本发明实施例的限流电路可以设置在除图5所示以外的不同类型的插入式板中，作为背板电路的一部分或者作为可以单独出售的独立模块。
图6是该实施例的限流电路600的示意图，其中控制器630包括定时模块632和限流晶体管控制器634。定时模块632被配置为与限流晶体管控制器634通信，以便控制晶体管Q1在限流模式中控制器630的操作期间晶体管电流IDS进行限制的时间段。此外，定时模块632被配置为，基于限流模式的操作期间晶体管Q1两端下降的电压的至少一个值，确定晶体管导通时间，使得对于限流模式操作期间晶体管Q1两端能够下降的所有范围的电压VDS，针对每个范围的相应时间段都使晶体管Q1基本上耗散其所能耗散的且不遭受损坏的能量的最大量。
在该实施例中，定时模块632被配置为感测晶体管Q1和电流感测电阻器RS的串联组合两端的电压，由于RS的值比针对在该实施例的限流期间中使用的任何栅极电压的MOSFET沟道电阻小得多，该电压和晶体管Q1两端的电压降基本相同。备选地，定时模块632可以配置为独自确定晶体管Q1两端的电压。在这两种情形中，定时模块632感测的电压指示VDS(换句话说，提供VDS的测量)。
定时模块632可以物理上用各种不同方式来实现。如在该实施例中，定时模块632依赖于电容器的充电用于其对晶体管导通时间(tON)的控制，并且包括：充电电路，被配置为以依赖于限流模式的操作期间晶体管Q1两端的电压的速率，对电容器进行充电；以及控制信号发生器，被配置为当电容器两端的电压达到预定电容器电压阈值时，产生控制信号，以使控制器停止在限流模式中操作。在该情形中，充电电路被配置为对电容器充电，使得电容器两端的电压在晶体管在限流模式的操作期间基本上耗散其所能耗散的且不遭受损坏的能量的最大量所需的时间段中达到预定电容器电压阈值。根据其需要如何根据限流模式的操作期间的晶体管(Q1)两端下降的电压来确定晶体管导通时间，这种定时模块可以以各种不同的方式来实现。以下将参考图7，描述在该实施例中使用的且具有用很少组件就能简单制造的优点的这种定时模块的一个示例。
该实施例中，限流晶体管控制器634被配置为监视IDS并且可操作在限流模式中，基于监视的电流来控制晶体管Q1，以便在由定时模块632控制的时间段中限制流过晶体管Q1的电流。因此，和上文参考图1描述的背景示例不同，该实施例的控制器630不控制晶体管Q1将耗散功率(即，乘积IDS·VDS)保持在最大允许功率Pmax以下。
当限流晶体管Q1是MOSFET的形式时，如该实施例，或者是呈现相似脉冲能量能力的另一类型晶体管(例如，NPN晶体管)时，由于这些类型晶体管的脉冲能量能力的形状，定时模块632优选被配置为控制晶体管Q1在限流模式的操作期间对电流进行限制的时间段，使得对于限流模式的操作期间低于阈值电压的VDS的范围，相应时间段使晶体管Q1耗散对所有电压范围都基本相同的能量的量。因此，对于图2中示出的第一电压区内的所有VDS值，耗散的能量的量和晶体管Q1所能够耗散且不遭受损坏的最大能量Emax基本相同。此外，对于限流模式的操作期间晶体管Q1两端高于阈值压的的电压的范围(即，图2中示出的第二区)，相应时间段使得随着电压的范围远离阈值电压时，晶体管Q1耗散的能量的量降低。换句话说，对于限流模式的操作期间晶体管Q1两端高于阈值电压的电压的范围，定时模块632被配置为控制相应的时间段，使得电压的范围离阈值电压越远，晶体管Q1耗散的能量的量越小。因此，对于图2中示出的第二电压区内的所有VDS值，耗散的能量的量也和晶体管Q1所能够耗散且不遭受损坏的最大能量基本相同。
通过将定时模块632配置为以这种方式操作，晶体管Q1被控制为无论其两端下降的电压如何，在其可以不遭受损坏的情况下在最大时间段内导通突入电流。这允许晶体管Q1以其全部潜力被使用，由此实现上文阐述的优点。
具体地，如该实施例，定时模块632可以被配置为控制tON随VDS而改变，如下：
tON＝A/(B*VDS+C*max[VDS-VTH，0])+D，等式1
其中VTH是上述阈值电压(不可与MOSFET的栅极阈值电压相混)，A、B、C和D是常数(常数偏移D可以设置为等于0)。等式1中的VDS值可以是，例如，在检测到晶体管电流IDS超过IDSmax限制后，当控制器630开始在限流模式中操作时的VDS的初始值。A、B、C、D和VTH的值使得，对于在限流模式的操作期间晶体管Q1两端能够下降的电压的所有范围，定时模块632控制针对每个范围的相应时间段，以使晶体管Q1基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量。
注意，等式1中的函数形式tON(VDS)仅作为示例给出，并且更一般地定时模块632可以以任何其他方式控制依赖于VDS的tON，使得对于限流模式的操作期间中晶体管Q1两端能够下降的电压VDS的所有范围，针对每个范围的相应时间段使晶体管Q1基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量。然而，等式1给出的tON(VDS)形式所具有的优点是其可以实现在具有很少组件的简单定时模块电路中，现在将进行说明。
该实施例中，定时模块632可采用图7中632-1示出的尤为简单的形式，依赖于对电容器CT的充电以控制tON，如上所述。由于该实施例中的tON(VDS)的形式(等式1)，定时模块可以实现为简单电路，其包括具有电阻器R1和R2、齐纳二极管Z1和受控电流源635的充电电路。受控电流源635产生的充电电流等于流过电阻器R1和R2的电流之和。该示例中，充电电路包括用作电流镜像的运算放大电路，以感测流过电阻器R1和R2的电流ITIMER并用该电流对电容器CT充电。
通过上述配置，即使VDS在限流期间改变，定时模块也能够提供精确的定时。充电电路被配置为以依赖于限流模式的操作期间晶体管Q1两端的电压的速率来对电容器CT充电。定时模块632-1还包括控制信号发生器(示例形式为比较器636)，所述控制信号发生器被配置为，当电容器CT两端的电压达到预定电容器电压阈值时，产生控制信号，以使限流晶体管控制器634停止在限流模式中操作。电容器电压阈值由施加于放大器输入之一的参考电压Vtimeout确定，如图7所示。
当限流晶体管控制器634不在限流模式中操作时，开关Sw1闭合，并且开关Sw2打开，从而不对电容器CT充电。然而，一旦限流晶体管控制器634开始在限流模式中操作，其立即产生用于打开开关Sw1并闭合开关Sw2的开关控制信号，以便允许电容器CT被受控电流源635充电。此外，一旦电容器CT两端的电压达到预定电容器电压阈值，则开关Sw2打开且开关Sw1闭合，以复位(放电)电容器CT。CT的放电可以不是瞬间发生的，具体地，放电速率可以被配置为随晶体管Q1的温度而降低。例如，有可能发生控制器进入限流模式但在达到预定电容器电压阈值前离开限流模式。该情形中，可以优选缓慢地将电容器CT放电(例如，使用和开关Sw1相连的受控限流器，如图7所示)，使得如果控制器再次进入限流模式，则充电将不从0V而开始，而是从更高电平开始；该情形中，将用较少的时间达到预定电容器电压阈值，因而保护了晶体管Q1。
该实施例中，充电电路被配置为对电容器CT充电，使得电容器CT在以上等式1给出的时间段中达到预定电容器电压阈值。通过适当选择充电电路中的组件和施加于比较器636的参考电压Vtimeout，可以实现所需的tON(VDS)形式，以下将进行说明。
电容器CT两端的电压VCT可以表示如下：
其中VTH是齐纳二极管Z1的阈值电压。齐纳二极管Z1仅在其两端的电压大于VTH时才导通。对于固定的VDS(即，VDS不随时间改变)，对于以上积分，原函数可以计算如下：
由于当导通(ON)时间结束后，VCT等于Vtimeout。
因此，该示例中，等式1中的常数如下：A＝VtimeoutCT，B＝1/R2，C＝1/R1，D＝0。
该示例中，控制器执行的电流限制ILIM被设置为15A。齐纳二极管Z1的齐纳电压VTH应选择为与脉冲能量能力图中出现膝部时的电压相同的电压。根据图2，VTH＝40V，并且电压区1中的能量脉冲能力EVR1为900mJ。当在电压区1中操作时，VDS*ILIM*tON＝EVR1。由此，
由于电压区1中VDS＜VTH，
由于VDSILIMtON＝EVR1，根据等式3，Vtimeout可以表示如下：
作为典型值，取Vtimeout＝4V，CT＝10nF：
使用CT、Vtimeout、EVR1和ILIM的上述值，R2是1.5MΩ。为确定R1，需要确定VDS的最大允许值(通常是电路的最大输入电压)。该示例中，假设VDS的最大允许值VDSMAX是75V。根据图2，对应的最大脉冲能量EVDSMAX(由VDSMAX*ILIM*tON得到)为约425mJ。当VDS＝VDSMAX时，求等式2，得到以下Vtimeout的表达式：
由于VDSMAXILIMtON＝EVDSMAX，晶体管导通时间tON可以表示为EVDSMAX/(VDSMAXILIM)。将该tON表达式插入等式4中，可以获得如下的R1的值：
可以使用现在将参考图8描述的配置方法来配置该实施例的控制器630。
步骤S10，对于限流模式的操作期间晶体管Q1两端能够下降的电压的所有范围，确定针对每个范围的相应时间段，在所述时间段内，晶体管Q1可以限制电流并同时基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量。这可以通过例如对插入式板100施加多个输入电压VB，并确定这些输入电压中的每个电压的最大可能晶体管导通时间(即，晶体管Q1可以执行电流限制且不遭受损坏的最长时间段)来完成。如需要或希望，通过在实验确定的最大导通时间的值之间插值，可以获得针对最初施加的输入电压的其他值的晶体管导通时间。
步骤S20，控制器630被配置为控制晶体管Q1以限制限流模式的操作期间的电流IDS，使得对于限流模式的操作期间晶体管Q1两端能够下降的电压的所有范围，晶体管Q1被控制为在每个电压范围中在所确定的相应时间段对电流进行限制。该实施例中，这可以通过适当选择充电电路中的组件和施加于定时模块632-1的比较器636的参考电压Vtimeout来完成。
[第一实施例的变型]
在上述本发明的第一实施例中，定时模块632设置为简单电路632-1的形式，其依赖于电容器的充电来确定tON。然而，备选地，定时模块632可以通过适当配置数字信号处理装置以作为VDS的函数计算tON来实现。因此，备选地，定时模块632可以包括：计算器，被配置为使用限流模式的操作期间的VDS和一个或多个参数的函数来计算晶体管在限流模式的操作期间对电流进行限制的时间段；以及控制信号发生器，被配置为当所计算的时间段过去时，产生控制信号以使控制器停止在限流模式中操作。该情形中，所述一个或多个参数使得，对于限流模式的操作期间晶体管Q1两端能够下降的电压的所有范围，定时模块被配置为控制针对每个范围的相应时间段，以使晶体管基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量。现在将参考图9和图10描述使用该一般类型的定时模块的第一实施例的变型。
图9示出了第一实施例的变型，包括具有电压监视器637、导通时间计算器638和控制信号发生器639的定时模块632-2，以及和第一实施例中相同且用相似附图标记表示的其他组件。电压监视器637被配置为监视晶体管Q1两端的电压并确定在限流模式的操作期间晶体管两端下降的电压的初始值VDSi。这可以通过当控制器开始限流时立即执行VDS的测量来完成，或者可以通过对开始限流后立即连续测量的两个或更多个VDS的值求平均来完成。该变型中，导通时间计算器638被配置为，根据等式1使用确定的VDSi值，计算晶体管Q1在限流模式的操作期间限制电流的时间段(tON)。如该实施例，A、B、C、D和VTH的值使得，对于限流模式的操作期间晶体管Q1两端能够下降的电压的所有范围，定时模块632-2控制针对每个范围的相应时间段，以使晶体管Q1基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量。
第一实施例的上述变型的定时模块632-2可以例如实现在图10所示的可编程信号处理装置800中。可编程信号处理装置800包括处理器810、工作存储器820和存储计算机可读指令的指令存储830，所述计算机可读指令当被处理器810执行时使处理器810执行上述处理操作，以产生使限流晶体管控制器634停止在限流模式中操作的控制信号。指令存储830还存储用于计算tON的A、B、C、D和VTH的值。可编程信号处理装置800还包括输入/输出(I/O)模块840，其操作为向限流晶体管控制器634发送产生的控制信号。指令存储830可以包括预装载有计算机可读指令和参数值的ROM。备选地，指令存储830可以包括RAM或类似类型的存储器，并且计算机可读指令和参数可以从计算机程序产品(例如，诸如CD-ROM等的非瞬时计算机可读存储介质850，或者承载计算机可读指令的计算机可读信号860)输入至其中。
与上文参考图8描述的方法相似的方法可以用于配置第一实施例的该变型的控制器。然而，该情形中，控制器630将被配置为(在图8的步骤S20的类似步骤中)：通过选择A、B、C、D和VTH的适当值(即，使得对于限流模式的操作期间晶体管Q1两端能够下降的电压的所有范围，控制器630控制针对每个范围的相应时间段，以使晶体管基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量)，以上文描述的方式来控制晶体管Q1，并将选择的值存储在指令存储830中。
[第二实施例]
图11中示出了根据本发明第二实施例的限流电路。该实施例的限流电路700包括控制器730，所述控制器730具有定时模块732以及限流和限功率晶体管控制器734。
定时模块732被配置为与控制器734通信，以便控制晶体管Q1在限流模式的控制器630的操作期间对晶体管电流IDS进行限制的时间段。此外，定时模块732被配置为，基于限流模式的操作期间晶体管Q1两端下降的电压的至少一个值，确定晶体管导通时间，使得对于限流模式操作期间晶体管Q1两端能够下降的所有范围的电压VDS，针对每个范围的相应时间段使晶体管Q1基本上耗散其所能耗散的且不遭受损坏的能量的最大量。
如第一实施例中，定时模块732被配置为感测晶体管Q1和电流感测电阻器RS的串联组合两端的电压，由于RS的值比针对在该实施例的限流期间中使用的任何栅极电压的MOSFET沟道电阻小得多，该电压和晶体管Q1两端的电压降基本相同。备选地，定时模块732可以配置为独自确定晶体管Q1两端的电压。在这两种情形中，定时模块732感测的电压指示VDS(换句话说，提供VDS的测量)。
如在该实施例中，定时模块732被配置为依赖于电容器的充电用于其对晶体管导通时间(tON)的控制，并且包括：充电电路，被配置为以依赖于限流模式的操作期间晶体管Q1两端的电压的速率，对电容器进行充电；以及控制信号发生器，被配置为当电容器两端的电压达到预定电容器电压阈值时，产生控制信号，以使控制器停止在限流模式中操作。在该情形中，充电电路被配置为对电容器充电，使得电容器两端的电压在晶体管在限流模式的操作期间基本上耗散其所能耗散的且不遭受损坏的能量的最大量所需的时间段中达到预定电容器电压阈值。根据其需要如何根据限流模式的操作期间晶体管Q1两端下降的电压来确定晶体管导通时间，这种定时模块可以以各种不同的方式来实现。以下将参考图12，描述在该实施例中使用的且具有用很少组件就能简单制造的优点的这种定时模块的一个示例。
该实施例中，限流和限功率晶体管控制器734被配置为监视IDS并且可以操作在限流模式中，基于监视的电流来控制晶体管Q1，以便在由定时模块732控制的时间段中限制流过晶体管Q1的电流。此外，控制器734被配置为控制晶体管Q1，将耗散的功率(即，乘积IDS·VDS)保持在最大允许功率PMAX以下。因此，控制器734可操作在限流模式中，基于监视的电流IDS和监视电压VDS二者来控制晶体管Q1，以限制经过晶体管Q1的电流和晶体管Q1耗散的功率二者。
当限流晶体管Q1是MOSFET的形式时，如该实施例，或者是呈现相似脉冲能量能力的另一类型晶体管时，则由于这些类型晶体管的脉冲能量能力的形状，定时模块732优选被配置为控制晶体管Q1在限流模式的操作期间对电流进行限制的时间段，使得对于限流模式的操作期间低于阈值电压的VDS的范围，相应时间段使晶体管Q1耗散对所有电压范围都基本相同的能量的量。因此，对于图2中示出的第一电压区内的所有VDS值，耗散的能量的量和晶体管Q1所能够耗散且不遭受损坏的最大能量Emax基本相同。此外，对于限流模式的操作期间的晶体管Q1两端高于阈值电压的电压的范围(即，图2中示出的第二区)，相应的时间段使得电压的范围离阈值电压越远，晶体管Q1耗散的能量的量越小。因此，对于图2中示出的第二电压区内的所有VDS值，耗散的能量的量也和晶体管Q1所能够耗散且不遭受损坏的最大能量基本相同。通过将定时模块732配置为以这种方式操作，晶体管Q1被控制为无论下降的电压如何，在其可以不遭受损坏的最大时间段导通突入电流。这允许晶体管Q1以其全部潜力使用，由此实现上文阐述的优点。
具体地，如该实施例，定时模块732可以被配置为控制tON随VDS而改变，如下：
tON＝E/VDS+F， 等式5
其中E和F是常数(偏移量F可以设置为等于0)。等式5中的VDS值可以是，例如，在检测到晶体管电流IDS超过IDSmax限后，当控制器730开始在限流模式中操作时的VDS的初始值。E和F的值使得，对于限流模式的操作期间晶体管Q1两端能够下降的电压的所有范围，定时模块732控制针对每个范围的相应时间段，以使晶体管Q1基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量。
该实施例中，定时模块732具体可采用图12中732-1示出的简单形式，依赖于对电容器CT的充电以控制tON，如上所述。由于该实施例中的tON(VDS)的形式(等式5)，定时模块可以实现为特别简单的电路，其包括具有电阻器R1以及受控电流源735充电电路。受控电流源735产生的充电电流等于流过电阻器R1的电流ITIMER。该示例中，充电电路包括用作电流镜像的运算放大电路，以感测流过电阻器R1的电流ITIMER并用该电流对电容器CT充电。
通过上述配置，即使VDS在限流期间改变，定时模块也能够提供精确的定时。充电电路被配置为以依赖于限流模式的操作期间晶体管Q1两端的电压的速率来对电容器CT充电。定时模块732-1还包括以比较器636为示例形式的控制信号发生器，这和第一实施例相同。控制开关Sw1和Sw2被限流和限功率晶体管控制器734控制，以和第一实施例相同的方式操作。
该实施例中，充电电路被配置为对电容器CT充电，使得电容器CT在以上等式5给出的时间段中达到预定电容器电压阈值。通过适当选择充电电路中的组件和施加于比较器636的参考电压Vtimeout，可以实现所需的tON(VDS)形式，以下将进行说明。
电容器CT两端的电压VCT可以表示如下：
对于限流模式的操作期间不随时间改变的固定VDS，VCT可以表示如下：
由于当导通(ON)时间过去后，VCT等于Vtimeout。
因此，该示例中，tON(VDS)取等式的形式，其中E＝VtimeoutCTR1，且F＝0。
该示例中，限流和限功率晶体管控制器734将要执行的电流限制ILIM被设置为15A。根据图2，电压区1中的晶体管Q1的脉冲能量能力EVR1是900mJ。当在电压区1中操作时，VDS*ILIM*tON＝EVR1，我们得到
插入以上
为确定要被限流和限功率晶体管控制器734执行的功率限制PLIM，该示例中将最大允许VDS(典型地，电路的最大输入电压)VDSMAX取75V。图2得到EVDSMAX＝425mJ。由于PLIM*tON＝EVDSMAX，且R1已确定，可以导出PLIM，如下：
插入
PLIMtON＝EVDSMAX并且得到
可以使用上文参考图8描述的配置方法来配置该实施例的控制器730。
[第二实施例的变型]
在上述第二实施例中，定时模块732设置为简单电路732-1的形式，其依赖于电容器的充电来确定tON。然而，备选地，定时模块732可以通过适当配置数字信号处理装置以计算作为VDS的函数的tON来实现。因此，备选地，定时模块732可以包括：计算器，被配置为使用限流模式的操作期间的VDS和一个或多个参数的函数来计算晶体管在限流模式的操作期间对电流进行限制的时间段；控制信号发生器，被配置为当所计算的时间段结束时，产生控制信号以使控制器停止在限流模式中操作。该情形中，一个或多个参数使得，对于限流模式的操作期间晶体管Q1两端能够下降的电压的所有范围，定时模块被配置为控制针对每个范围的相应时间段，以使晶体管基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量。
因此，第二实施例的变型可以包括与参考图9和图10的描述相同的具有电压监视器的定时模块和控制信号发生器。然而，与图9和图10的示例不同，该变型的导通时间计算器被配置为根据等式5计算晶体管在限流模式的操作期间对电流进行限制的时间段。
可以使用结合第一实施例的变型描述的类似配置方法来配置该实施例的控制器730。然而，该情形中，控制器730将被配置为(在图8的步骤S20的类似步骤中)：通过选择E和F的适当值(即，使得对于限流模式的操作期间晶体管Q1两端能够下降的电压的所有范围，控制器730控制针对每个范围的相应时间段，以使晶体管基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量)，以上文描述的方式来控制晶体管Q1，并将选择的值存储在指令存储830中。
[修改]
可以不偏离本发明的范围，对实施例做出许多修改。
例如，上述实施例和变型的限流电路被配置为控制限流晶体管的导通时间，以在给定晶体管温度下(例如，25℃)基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量。然而，可以修改这些实施例，以不仅能够在单个温度，还能够在限流电路所使用的整个温度范围上对晶体管的导通时间进行接近最佳的控制。因此，限流电路还可以包括被配置为测量晶体管Q1的温度的温度传感器。该情形中，对于限流模式的操作期间晶体管Q1两端能够下降的电压的所有范围，控制器可被配置为：基于温度传感器测量的温度控制针对每个范围的相应时间段，使得晶体管基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量。例如，如以上实施例的变型，当控制器被实现为数字信号处理器(DSP)的形式时，导通时间计算器可以存储针对多个不同温度范围中的每个温度范围的相应的一个或多个参数的集合，并且被配置为选择参数的集合，以用于根据温度传感器测量的温度计算tON。
此外，尽管上述变型的数字信号处理装置包括用于计算晶体管Q1在限流模式的操作期间对电流进行限制的时间段的导通时间计算器，但该数字信号处理装置可以备选地被配置为模仿实施例的定时模块的操作。具体地，在另一个变型中，可以使用具有模数转换器(ADC)的微控制器来实现该控制。微控制器可以经由ADC以规则间隔对VDS进行采样。当限流模式的操作开始时，微控制器运行的程序可以累加函数g(VDS)的值：
当累加的值达到电平CTIMEOUT时，晶体管Q1截止。在第一实施例的变型中，加权函数g可以是A*VDS+B*max(VDS-VTH，0)，得到与1/(A*VDS+B*max(VDS-VTH，0))成正比的导通时间。备选地，在第二实施例的变型中，其可以是VDS的常数倍，得到与1/VDS成正比的导通时间。备选地，还可以使用与晶体管的脉冲能力曲线(例如，如图2所示)相匹配的任何其他函数。
已经呈现了本发明的实施例的上述说明，用于说明和描述的目的。不是旨在是穷尽性的或将公开的当前形式作为对本发明的限制。可以不离开本发明的精神和范围来做出替代、修改和变型。

Claims (13)

1.一种限流电路(600；700)，包括：
晶体管(Q1)，连接在限流电路的输入端子(610；710)和限流电路的输出端子(620；720)之间；以及
控制器(630；730)，被配置为监视流过晶体管(Q1)的电流，并且可操作在限流模式中以基于监视的电流来控制晶体管(Q1)，从而限制流过晶体管(Q1)的电流，其中在限流模式的操作期间，晶体管(Q1)两端下降的电压在值的范围内改变，所述控制器(630；730)包括：
定时模块(632；732)，被配置为基于限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端的电压的值，控制晶体管在限流模式的操作期间对电流进行限制的时间段，其中，对于限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端低于阈值电压的电压的范围，定时模块(632；732)被配置为控制相应的时间段，使得晶体管(Q1)针对电压的所有范围耗散基本上相同的能量的量；以及对于限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端高于阈值电压的电压的范围，定时模块(632；732)被配置为控制相应的时间段，使得电压的范围离阈值电压越远，晶体管(Q1)耗散的能量的量越小。
2.根据权利要求1所述的限流电路(600；700)，其中定时模块(632-1；732-1)包括：
电容器(CT)；
充电电路(R1，R2，Z1，635；R1，635)，被配置为以依赖于限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端的电压的速率来对电容器(CT)充电；以及
控制信号发生器(636)，被配置为当电容器(CT)两端的电压达到预定电容器电压阈值时，产生控制信号，以使控制器(634；734)停止在限流模式中操作，
其中，充电电路被配置为对电容器(CT)充电，使得电容器(CT)两端的电压在晶体管(Q1)在限流模式的操作期间基本上耗散其所能耗散且不遭受损坏的能量的最大量所需的时间段中达到预定电容器电压阈值。
3.根据权利要求2所述的限流电路(600)，其中所述充电电路(R1，R2，Z1，635)被配置为对电容器(CT)充电，使得电容器(CT)两端的电压在由以下给出的时间段中达到预定电容器电压阈值：
A/(B*VDS+C*max[VDS-VTH，0])+D，
其中，VDS表示限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端的电压的值，VTH是阈值电压，A、B、C、D是常数，A、B、C、D和VTH的值使得：对于限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端能够下降的电压的所有范围，定时模块(632-1)被配置为控制针对每个范围的相应时间段，使得晶体管(Q1)基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量。
4.根据权利要求2所述的限流电路(700)，其中：
所述控制器(730)还被配置为监视限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端的电压，并且可操作在限流模式中以基于监视的电流和监视的电压二者来控制晶体管(Q1)，以限制经过晶体管的电流和晶体管耗散的功率二者；以及
充电电路(R1；635)被配置为对电容器(CT)充电，使得电容器在由以下给出的时间段中达到预定电容器电压阈值：
E/VDS+F
其中，VDS表示限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端的电压的值，E和F是常数，E和F的值使得，对于限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端能够下降的电压的所有范围，定时模块(732-1)被配置为控制针对每个范围的相应时间段，使得晶体管(Q1)基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量。
5.根据权利要求1所述的限流电路(600)，其中所述定时模块(632-2)包括：
计算器(638)，被配置为使用限流模式的操作期间的晶体管(Q1)两端的电压和一个或多个参数的函数，计算晶体管(Q1)在限流模式的操作期间对电流进行限制的时间段；以及
控制信号发生器(639)，被配置为当所计算的时间段过去时，产生控制信号以使控制器停止在限流模式中操作，
其中所述一个或多个参数使得，对于限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端能够下降的电压的所有范围，定时模块(632-2)被配置为控制针对每个范围的相应时间段，使得晶体管(Q1)基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量。
6.根据权利要求5所述的限流电路(600)，其中所述定时模块(632-2)还包括：
电压监视器(637)，被配置为监视晶体管(Q1)两端的电压降，并确定在限流模式的操作期间晶体管两端下降的电压的初始值VDSi，
其中所述计算器(638)被配置为如下计算晶体管(Q1)在限流模式的操作期间对电流进行限制的时间段：
A/(B*VDSi+C*max[VDSi-VTH，0])+D
其中，VTH是阈值电压，A、B、C、D是常数，A、B、C、D和VTH的值使得：对于限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端能够下降的电压的所有范围，定时模块(632-2)被配置为控制针对每个范围的相应时间段，使得晶体管(Q1)基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量。
7.根据权利要求5所述的限流电路(700)，其中：
所述控制器还被配置为监视限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端的电压，并且可操作在限流模式中以基于监视的电流和监视的电压二者来控制晶体管(Q1)，以限制经过晶体管的电流和晶体管耗散的功率二者；
所述定时模块还包括电压监视器，所述电压监视器被配置为监视晶体管(Q1)两端的电压降并确定在限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端下降的电压的初始值VDSi；
所述计算器被配置为如下计算晶体管(Q1)在限流模式的操作期间对电流进行限制的时间段：
E/VDSi+F，
其中E和F是常数，E和F的值使得：对于限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端能够下降的电压的所有范围，定时模块被配置为控制针对每个范围的相应时间段，使得晶体管基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量。
8.根据权利要求1所述的限流电路(600)，其中所述定时模块(632)被配置为控制晶体管(Q1)在限流模式的操作期间对电流进行限制的时间段以如下变化：
A/(B*VDS+C*max[VDS-VTH，0])，
其中，VDS表示限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端的电压的值，VTH是阈值电压，A、B、C是常数，A、B、C和VTH的值使得：对于限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端能够下降的电压的所有范围，定时模块(632)被配置为控制针对每个范围的相应时间段，使得晶体管基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量。
9.根据权利要求1所述的限流电路(700)，其中：
所述控制器(730)还被配置为监视限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端的电压，并且可操作在限流模式中以基于监视的电流和监视的电压二者来控制晶体管(Q1)，以限制经过晶体管的电流和晶体管耗散的功率二者；以及
所述定时模块(732)被配置为控制晶体管对限流模式的操作期间的电流进行限制的时间段以如下变化：
E/VDS+F
其中，VDS表示限流模式的操作期间的晶体管两端的电压的值，E和F是常数，E和F的值使得：对于限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端能够下降的电压的所有范围，定时模块(732)被配置为控制针对每个范围的相应时间段，使得晶体管(Q1)基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量。
10.根据前述权利要求中任一项所述的限流电路(600；700)，还包括：
温度传感器，被配置为测量晶体管(Q1)的温度；
其中，对于限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端能够下降的电压的所有范围，控制器(630；730)被配置为基于温度传感器测量的温度来控制针对每个范围的相应时间段，使得晶体管(Q1)基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量。
11.一种配置限流电路(600；700)的方法，所述限流电路包括：晶体管(Q1)，所述晶体管(Q1)连接在限流电路的输入端子(610；710)和限流电路的输出端子(620；720)之间；以及控制器(630；730)，被配置为监视流过晶体管(Q1)的电流，并且可操作在限流模式中以基于监视的电流来控制晶体管(Q1)以限制流过晶体管(Q1)的电流，其中在限流模式的操作期间，晶体管两端下降的电压在值的范围内改变，所述方法包括：
对于限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端能够下降的电压的所有范围，确定(S10)针对每个范围的相应时间段，在所述时间段内，晶体管(Q1)能够限制电流，同时基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量；以及
配置(S20)控制器以控制晶体管(Q1)在限流模式的操作期间对电流进行限制，使得对于限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端低于阈值电压的电压的范围，相应的时间段使得晶体管(Q1)针对电压的所有范围耗散基本相同的能量的量；以及对于限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端高于阈值电压的电压的范围，相应时间段使得随着电压的范围远离阈值电压，晶体管(Q1)耗散的能量的量降低。
12.根据权利要求11所述的方法，其中所述控制器被配置(S20)为，控制晶体管(Q1)在限流模式的操作期间对电流进行限制的时间段以如下变化：
A/(B*VDS+C*max[VDS-VTH，0])+D，
其中，VDS表示限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端的电压的值，VTH是阈值电压，A、B、C、D是常数，而且在控制器(630；730)的配置期间，A、B、C、D和VTH的值被选择为使得：对于限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端能够下降的电压的所有范围，所述控制器控制针对每个范围的相应时间段，使得晶体管基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量。
13.根据权利要求11所述的方法，其中：
所述控制器(730)还被配置为监视限流模式的操作期间的晶体管(Q1)两端的电压，并且可操作在限流模式中以基于监视的电流和监视的电压二者来控制晶体管(Q1)，以限制经过晶体管的电流和晶体管耗散的功率二者；以及
所述方法包括：配置所述控制器(730)，以控制晶体管(Q1)在限流模式的操作期间对电流进行限制的时间段以如下变化：
E/VDS+F
其中，VDS表示限流模式的操作期间的晶体管(Q1)两端的电压的值，E和F是常数，并且在控制器的配置期间，E和F的值被选择为使得：对于限流模式的操作期间晶体管(Q1)两端能够下降的电压的所有范围，所述控制器(730)控制针对每个范围的相应时间段，使得晶体管基本上耗散其所能够耗散且不遭受损坏的能量的最大量。
CN201380080445.9A 2013-10-22 2013-10-22 限流电路 Active CN105684256B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/EP2013/072046 WO2015058789A1 (en) 2013-10-22 2013-10-22 Current-limiting circuit

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN105684256A CN105684256A (zh) 2016-06-15
CN105684256B true CN105684256B (zh) 2019-06-28

Family

ID=49447570

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201380080445.9A Active CN105684256B (zh) 2013-10-22 2013-10-22 限流电路

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9825520B2 (zh)
EP (1) EP3061171A1 (zh)
CN (1) CN105684256B (zh)
WO (1) WO2015058789A1 (zh)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106951051B (zh) * 2017-05-10 2018-09-28 郑州云海信息技术有限公司 一种服务器背板的运行保护方法
US11263508B2 (en) * 2017-09-22 2022-03-01 Samsung Electronics Co., Ltd. Modular NGSFF module to meet different density and length requirements
US11251607B2 (en) * 2018-12-06 2022-02-15 Hewlett Packard Enterprise Development Lp Fuse having parallel transorb device with switch
CN115902567B (zh) * 2023-02-15 2023-06-13 苏州联讯仪器股份有限公司 一种高压晶体管测试电路及系统

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5550702A (en) * 1994-11-21 1996-08-27 Texas Instruments Incorporated Adaptive duty-cycle limiting for overload protection of integrated circuits

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE20010283U1 (de) * 2000-06-08 2001-07-19 Siemens Ag Stromversorgung mit verlustarmer Einschaltstrombegrenzung
EP1261121A3 (en) * 2001-05-22 2004-02-04 Powerdsine Limited Power distribution with digital current control
US7738266B2 (en) * 2006-05-26 2010-06-15 Cambridge Semiconductor Limited Forward power converter controllers
GB0610422D0 (en) * 2006-05-26 2006-07-05 Cambridge Semiconductor Ltd Forward power converters
US7408755B1 (en) 2007-06-12 2008-08-05 Honeywell International Inc. Advanced inrush/transient current limit and overload/short circuit protection method and apparatus for DC voltage power supply
EP2562896A3 (de) * 2011-08-23 2013-11-06 Magna E-Car Systems GmbH & Co OG Steuerschaltung zur Begrenzung eines Laststroms, Ladeschaltung und Kraftfahrzeug
US8994347B2 (en) * 2012-06-04 2015-03-31 R2 Semiconductor, Inc. Assisting a load current of a switching voltage regulator

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5550702A (en) * 1994-11-21 1996-08-27 Texas Instruments Incorporated Adaptive duty-cycle limiting for overload protection of integrated circuits

Also Published As

Publication number Publication date
WO2015058789A1 (en) 2015-04-30
CN105684256A (zh) 2016-06-15
US9825520B2 (en) 2017-11-21
US20160254741A1 (en) 2016-09-01
EP3061171A1 (en) 2016-08-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10418805B2 (en) Inrush control with multiple switches
JP5427193B2 (ja) スイッチングレギュレータ
CN107276571B (zh) 用于高侧功率开关的系统和方法
US9397503B2 (en) Providing power in an electronic device
CN105684256B (zh) 限流电路
US20170214313A1 (en) Drive circuit for semiconductor switching element
US20150372601A1 (en) Power supply system and short circuit and/or bad connection detection method thereof, and power converter thereof
TW201228198A (en) Controller for power converter and method for controlling power converter
JP5636386B2 (ja) スイッチング電源装置およびその制御回路
US9634480B1 (en) MOSFET protection using resistor-capacitor thermal network
KR101723477B1 (ko) 전자 시스템에서 2개의 노드를 연결하기 위한 스위칭 토폴러지
US9627962B2 (en) Fast blocking switch
CN111490682A (zh) 反激式电源系统
KR20070064447A (ko) 직류 변환기를 사용하는 통신 시스템의 전원 공급 장치
TW201123693A (en) Control method and controller
TW201320519A (zh) 自給的耐受高電壓電源供應
US20180351348A1 (en) Protection circuit for brushless dc motor, and control device
JP2011083043A (ja) 電源電圧制御回路
WO2016203234A1 (en) Voltage regulators
JP2013128372A (ja) 直流電源回路
JP6369890B2 (ja) 電源用スイッチング回路、システム、及びプログラム
TWI474592B (zh) 負溫度係數熱敏電阻之旁路裝置
US9083268B2 (en) Controlling circuit for fan
CN109990830B (zh) 电源中的电压和温度监视
CN106329483B (zh) 开关电源

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant