CN105676939A - 应用于无线充电控制芯片的可调精确过温保护电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种应用于无线充电控制芯片的可调精确过温保护电路，其包括一运算放大器OP、一NMOS管N0、第一PMOS管P0、第二PMOS管P1、第三PMOS管P2、电阻Ra、电阻Rb、第一传输门、第二传输门、第一NPN三极管Q0、第二NPN三极管Q1、一比较器COMP、第一反相器、第二反相器、第三反相器、第四反相器、以及一个可调电阻电路。本发明通过采用负温度系数器件的电压与不受工艺、温度变化影响的电压比较，输出过温信号，可减少温度系数依赖器件，即降低温度影响因素及工艺的影响；通过调整可调电阻电路，实现更精确调整热关断温度。

Description

应用于无线充电控制芯片的可调精确过温保护电路

技术领域

本发明涉及电子技术领域，特别涉及一种应用于无线充电控制芯片的可调精确过温保护电路。

背景技术

随着半导体集成电路技术的不断发展以及半导体工艺的进步，集成电路的集成度越来越高，功耗也越来越大，从而使得芯片局部温度过高，对芯片损坏较大。为使集成电路芯片免受高温的损坏，需要设计专门的过温保护电路。温度超过一定阈值时，过温保护电路输出关断信号，从而使芯片部分或完全停止工作。

传统的过温保护电路一般通过电压比较器来实现，通过调节电阻的阻值来实现热关断、热开启以及迟滞量的调节。在不同的工艺条件下，电阻的阻值变化很大，且不同的电源电压下，电阻上的电压也会随之改变，不同的工艺和电源电压时，电路的温度阈值点和热迟滞量将发生较大变化。这种过温保护电路，同时受电阻以及正负温度系数器件影响，影响因素多，而且受工艺影响较大，不容易调节到精确的热关断温度，无法实现高精度过温保护。

为此，一篇申请号为200910236717.5的发明专利公开了一种抗工艺偏差的过温保护电路，该电路包括基准电压输入缓冲级、电阻分压阵列、负温度系数电压支路、比较器和输出整形电路，输入基准电压经该基准电压输入缓冲级缓冲成为不受负载影响的基准电压，然后经该电阻分压阵列分压产生温度设定电压并输出给比较器，在比较器中与负温度系数电压支路产生的电压进行比较，产生一控制信号经该输出整形电路整形输出。该发明通过将输入基准电压经基准电压输入缓冲级缓冲成为不受负载影响的基准电压，虽然在一定程度上削减了集成电路制造过程中工艺偏差的影响，但是对于要求更为严格的场合，仍然不够精确。另外，该发明没有磁滞功能，实用性不强。

发明内容

因此，针对上述的问题，本发明提出一种应用于无线充电控制芯片的可调精确过温保护电路，该过温保护电路通过采用负温度系数器件的电压与不受工艺、温度变化影响的电压比较，输出过温信号，可减少温度系数依赖器件，即降低温度影响因素及工艺的影响；通过调整相同类型电阻的比例，实现更精确调整热关断温度，即过温保护温度；通过比较器反馈信号控制两个传输门，选取两个不受工艺、温度变化影响的电压其中一个，实现磁滞功能。同时本发明通过调整可调电阻电路，即采用控制单元调整电阻网络阻值，调整过温保护之后的过温释放比较电压，该电压同样不受工艺、温度变化影响，且由比较器反馈信号控制两个传输门选取该电压，可精确调节温度磁滞量。

为了解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案如下：

一种应用于无线充电控制芯片的可调精确过温保护电路，包括一运算放大器OP、一NMOS管N0、第一PMOS管P0、第二PMOS管P1、第三PMOS管P2、电阻Ra、电阻Rb、第一传输门、第二传输门、第一NPN三极管Q0、第二NPN三极管Q1、一比较器COMP、第一反相器、第二反相器、第三反相器、第四反相器、以及一个可调电阻电路。运算放大器OP的正输入端连接基准电压V_ref，运算放大器OP的负输入端与所述NMOS管N0的源极及所述电阻Ra的输入端连接；运算放大器OP的输出端连接NMOS管N0的栅极；NMOS管N0的漏极与第一PMOS管P0的漏极及栅极连接；第一PMOS管P0的栅极分别与第二PMOS管P1的栅极及第三PMOS管P2的栅极连接；第一PMOS管P0的源极与电源电压VDD、第二PMOS管P1的源极及第三PMOS管P2的源极连接；电阻Ra的输入端与运算放大器OP的负输入端及NMOS管N0的源极连接，电阻Ra的输出端与电阻Rb的输出端及第二NPN三极管Q1的发射极连接，并接地；第二PMOS管P1的栅极与第一PMOS管P0的漏极及栅极及第三PMOS管P2的栅极连接；第二PMOS管P1的源极与电源电压VDD、第一PMOS管P0的源极及第三PMOS管P2的源极连接；第二PMOS管P1的漏极与所述可调电阻电路的输入端连接，所述可调电阻电路的输出端与电阻Rb的输入端连接，所述电阻Rb的输出端与电阻Ra的输出端及第二NPN三极管Q1的发射极连接，并接地，第三PMOS管P2的栅极与第一PMOS管P0的漏极及栅极及第二PMOS管P1的栅极连接；第三PMOS管P2的源极与电源电压VDD、第一PMOS管P0的源极及第二PMOS管P1的源极连接；第三PMOS管P2的漏极与与比较器COMP的负输入端V_inn及第一NPN三极管Q0的发射极连接，所述第一NPN三极管Q0的集电极和基极与第二NPN三极管Q1的发射极连接，所述第二NPN三极管Q1的集电极和基极与电阻Ra的输出端及电阻Rb的输出端连接，并接地；所述第一传输门的输入端与第二PMOS管P1的漏极及所述可调电阻电路的输入端连接，连接点为c；所述第一传输门的输出端与第二传输门的输出端及比较器COMP的正输入端V_inp连接；所述第一传输门的NMOS控制端C1与第一反相器的输入端、第三反相器的输出端、第四反相器的输入端及第二传输门的PMOS控制端连接；所述第一传输门的PMOS控制端与第二传输门的NMOS控制端C1及第一反相器的输出端连接；所述第二传输门的输入端与所述可调电阻电路的输出端及电阻Rb的输入端连接，连接点为d；所述第二传输门的输出端与第一传输门的输出端及比较器COMP的正输入端V_inp连接；所述第二传输门的NMOS控制端C1与第一传输门的PMOS控制端及第一反相器的输出端连接；所述第二传输门的PMOS控制端与第一传输门的NMOS控制端C1、第一反相器的输入端、第三反相器的输出端及第四反相器的输入端连接；所述比较器COMP的输出端与第二反相器的输入端连接，所述第二反相器的输出端与第三反相器的输入端连接；第三反相器的输出端与第四反相器的输入端连接；第四反相器的输出端输出TSD。

为了实现更精确调节温度磁滞量，作为一个优选方案，所述可调电阻电路包括多个并联连接的支路，每个支路由一电阻和开关串联实现。具体的，该可调电阻电路包括电阻R1、电阻R2、电阻R3、……、电阻Rn、开关K1、开关K2、开关K3、……和开关Kn，其中n为大于1的正整数；开关K1和电阻R1串联连接形成第一支路，开关K2和电阻R2串联连接形成第二支路，开关K3和电阻R3串联连接形成第三支路，……，开关Kn和电阻Rn串联连接形成第n支路，第一支路、第二支路、第三支路、……、第n支路并联连接。

为了减少温度系数依赖器件，即降低温度影响因素及工艺的影响，实现比较器COMP的正输入端V_inp不受温度影响。作为一个优选方案，所述电阻Ra、电阻Rb、以及可调电阻电路中的各电阻(电阻R1，电阻R2，电阻R3，电阻R4，电阻R5，电阻R6，电阻R7，…，电阻Rn)具有相同工艺类型且具有相同温度系数为相同工艺类型且具有相同温度系数的电阻(阻值根据设计需要选取)。

作为优选方式，所述第一NPN三极管Q0和第二NPN三极管Q1的基极、发射极电压差为负温度系数，即其随着绝对温度上升，电压绝对值减小。

本发明采用上述方案，与现有技术相比，具有如下有益效果：1、通过采用负温度系数器件的电压与基准电压比较，输出过温信号，可减少温度系数依赖器件，即降低温度影响因素及工艺的影响；2、通过调整相同类型电阻的比例，实现更精确调整热关断温度；3、本发明通过调整可调电阻电路，即采用控制单元调整电阻网络阻值，可精确调节温度磁滞量。

附图说明

图1为本发明的可调精确过温保护电路的电路原理图；

图2为本发明的实施例的比较器V_out随V_inn变化的输出波形示意图；

图3为本发明的实施例的TSD随温度变化的输出波形示意图。

具体实施方式

现结合附图和具体实施方式对本发明进一步说明。

作为一个具体的实例，参见图1，本发明的一种应用于无线充电控制芯片的可调精确过温保护电路，包括一运算放大器OP、一NMOS管N0、第一PMOS管P0、第二PMOS管P1、第三PMOS管P2、电阻Ra、电阻Rb、第一传输门102、第二传输门103、第一NPN三极管Q0、第二NPN三极管Q1、一比较器COMP、第一反相器101、第二反相器104、第三反相器105、第四反相器106、以及可调电阻电路。运算放大器OP的正输入端连接基准电压V_ref，运算放大器OP的负输入端与所述NMOS管N0的源极及所述电阻Ra的输入端连接；运算放大器OP的输出端连接NMOS管N0的栅极；NMOS管N0的漏极与第一PMOS管P0的漏极及栅极连接；第一PMOS管P0的栅极分别与第二PMOS管P1的栅极及第三PMOS管P2的栅极连接；第一PMOS管P0的源极与电源电压VDD、第二PMOS管P1的源极及第三PMOS管P2的源极连接；电阻Ra的输入端与运算放大器OP的负输入端及NMOS管N0的源极连接，电阻Ra的输出端与电阻Rb的输出端及第二NPN三极管Q1的发射极连接，并接地；第二PMOS管P1的栅极与第一PMOS管P0的漏极及栅极及第三PMOS管P2的栅极连接；第二PMOS管P1的源极与电源电压VDD、第一PMOS管P0的源极及第三PMOS管P2的源极连接；第二PMOS管P1的漏极与可调电阻电路的输入端连接，可调电阻电路的输出端与电阻Rb的输入端连接，电阻Rb的输出端与电阻Ra的输出端及第二NPN三极管Q1的发射极连接，并接地，第三PMOS管P2的栅极与第一PMOS管P0的漏极及栅极及第二PMOS管P1的栅极连接；第三PMOS管P2的源极与电源电压VDD、第一PMOS管P0的源极及第二PMOS管P1的源极连接；第三PMOS管P2的漏极与与比较器COMP的负输入端V_inn及第一NPN三极管Q0的发射极连接，第一NPN三极管Q0的集电极和基极与第二NPN三极管Q1的发射极连接，第二NPN三极管Q1的集电极和基极与电阻Ra的输出端及电阻Rb的输出端连接，并接地；第一传输门102的输入端与第二PMOS管P1的漏极及可调电阻电路的输入端连接，连接点为c；第一传输门102的输出端与第二传输门103的输出端及比较器COMP的正输入端V_inp连接；第一传输门102的NMOS控制端C1与第一反相器101的输入端、第三反相器105的输出端、第四反相器106的输入端及第二传输门103的PMOS控制端连接；第一传输门102的PMOS控制端与第二传输门103的NMOS控制端C1及第一反相器101的输出端连接；第二传输门103的输入端与可调电阻电路的输出端及电阻Rb的输入端连接，连接点为d；第二传输门103的输出端与第一传输门102的输出端及比较器COMP的正输入端V_inp连接；第二传输门103的NMOS控制端C1与第一传输门102的PMOS控制端及第一反相器101的输出端连接；第二传输门103的PMOS控制端与第一传输门102的NMOS控制端C1、第一反相器101的输入端、第三反相器105的输出端及第四反相器106的输入端连接；比较器COMP的输出端与第二反相器104的输入端连接，第二反相器104的输出端与第三反相器105的输入端连接；第三反相器105的输出端与第四反相器106的输入端连接；第四反相器106的输出端输出TSD。

为了实现更精确调节温度磁滞量，本实施例中，可调电阻电路包括电阻R1、电阻R2、电阻R3、……、电阻Rn和开关K1、开关K2、开关K3、……、开关Kn，其中n为大于1的正整数。开关K1和电阻R1串联连接形成第一支路，开关K2和电阻R2串联连接形成第二支路，开关K3和电阻R3串联连接形成第三支路，……，开关Kn和电阻Rn串联连接形成第n支路，第一支路、第二支路、第三支路、……、第n支路并联连接。

为了减少温度系数依赖器件，即降低温度影响因素及工艺的影响，实现比较器COMP的正输入端V_inp不受温度影响。作为一个优选方案，Ra，Rb，R1，R2，R3，R4，R5，R6，R7，…，Rn为相同工艺类型且具有相同温度系数的电阻(阻值根据设计需要选取)。

作为优选方式，第一NPN三极管Q0和第二NPN三极管Q1的基极、发射极电压差为负温度系数，即其随着绝对温度上升，电压绝对值减小。

如图1所示，下面阐述本发明的运行原理。假设常温条件下，系统通电。根据运算放大器OP正负输入端虚短，电阻Ra的压降为基准电压V_ref，

则流过第一PMOS管P0的源漏极的电流I_DS.P0＝V_ref/Ra，

作为优选方案，第一PMOS管P0尺寸与第二PMOS管P1尺寸及第三PMOS管P2尺寸相等，设定第n个PMOS管P(n-1)的尺寸为(W/L)_P(n-1)(其中n为1，2，3)，则(W/L)_P0＝(W/L)_P1＝(W/L)_P2。

若第一PMOS管P0、第二PMOS管P1、第三PMOS管P2全部导通，则I_DS.P0＝I_DS.P1＝I_DS.P2＝V_ref/Ra，其中I_DS.P1为流过第二PMOS管P1的源漏极电流，I_DS.P2为流过第三PMOS管P2的源漏极电流。

设定

Ra＝Rb＝A，

R1＝R2＝R3＝R4＝R5＝R6＝R7＝...＝Rn＝B,(n＝1,2,3,4,5,6,7,...)，

假定开关K1、K2、K3、K4、K5、K6、K7、…、Kn全部闭合，则

V1＝I_DS.P1*(Rb+B/n)＝(V_ref/Ra)*(Rb+B/n)＝(V_ref/A)*(A+B/n)，

＝V_ref*[1+(B/A)*(1/n)]

V2＝I_DS.P1*Rb＝(V_ref/Ra)*Rb＝V_ref。

其中V1为图1中节点c的电压，V2为图1中节点d的电压。

常温条件下，当第一传输门102导通、第二传输门103断开时，比较器COMP的正输入端电压：

V_inp1＝V1＝V_ref*[1+(B/A)*(1/n)]，(1)

比较器104的负输入端电压：

V_inn＝X*|V_BE|,(X＝1,2,3...5)，

其中V_BE为三极管基极与发射极电压差，呈负温度系数(随绝对温度上升，电压绝对值减小)，X代表三极管个数，以图1为例，图1中三极管为第一PNP三极管Q0和第二PNP三极管Q1，即X＝2，则

V_inn＝2*|V_BE|，

常温条件下，当第一传输门102断开、第二传输门103导通时，

比较器COMP的正输入端电压：

V_inp2＝V2＝V_ref，(2)

比较器104的负输入端电压：

V_inn＝2*|V_BE|。

因此，当第一传输门102从导通状态切换到断开状态和第二传输门103从断开状态切换到导通状态时，比较器COMP正输入端电压磁滞量为ΔV＝(V_inp1-V_inp2)，即

ΔV＝V_ref*[1+(B/A)*(1/n)]-V_ref＝V_ref*(B/A)*(1/n)(3)

作为优选方案，Ra，Rb，R1，R2，R3，R4，R5，R6，R7，…，Rn为相同工艺类型且具有相同温度系数的电阻(阻值根据设计需要选取)。

因此，由上述式(1)(2)(3)可知，Ra，Rb，R1，R2，R3，R4，R5，R6，R7，…，Rn受温度变化产生的偏差将相互抵消，即比较器COMP正输入端电压V_inp及电压磁滞量ΔV不受温度影响，减少温度系数依赖器件，降低温度影响因素及工艺的影响。

本发明的过温保护电路采用负温度系数器件的电压与不受工艺、温度变化影响的电压即比较器COMP正输入端电压比较，即通过温度变化，影响比较器COMP负输入端电压变化，并与比较器COMP正输入端电压比较，输出过温信号，实现精确过温保护，具体过程如下：

常温条件下，设定V1<V_inn，即V_ref*[1+(B/A)*(1/n)]＜2*|V_BE|

因为V_ref＜V_ref*[1+(B/A)*(1/n)]＜2*|V_BE|，

所以由上式可知，常温条件下，V_ref*[1+(B/A)*(1/n)]＜2*|V_BE|，系统通电初始阶段，无论第一传输门102导通、第二传输门103断开状态或者第一传输门102断开、第二传输门103导通状态，比较器COMP的正输入端电压小于负输入端电压，即V_inp＜V_inn，比较器COMP的输出端V_OUT输出低电平，则第一传输门102断开、第二传输门103导通，那么，V_inp＝V2＝V_ref，此时，电路输出端TSD输出高电平。

因此，常温条件下，设定V1<V_inn，即V_ref*[1+(B/A)*(1/n)]＜2*|V_BE|时，比较器COMP的正输入端电压为：

V_inp＝I_DS.P1*Rb＝V_ref，(4)

比较器COMP的负输入端电压为：

V_inn＝2*|V_BE|，

此时，V_inp＜V_inn。

由于V_BE为三极管基极与发射极电压差，呈负温度系数(随绝对温度上升，电压绝对值减小)，所以，当温度不断上升，V_inn＝2*|V_BE|，数值不断减小，

当温度超过过温保护温度T_SHUTDOWN时，出现V′_inp＞V′_inn，比较器COMP输出端V_OUT输出高电平，第一传输门102导通、第二传输门103断开，TSD变为低电平。此时，比较器COMP正输入端电压V′_inp＝V1，即

V′_inp＝V_ref*[1+(B/A)*(1/n)]，(5)

比较器COMP负输入端电压：

V′_inn＝2*|V′_BE|，

由上述式(4)、(5)可知V′_inp＞V_inp，V′_inn＜V_inn，此时，比较器COMP输出端V_OUT稳定输出高电平，TSD稳定输出低电平；

当温度超过T_SHUTDOWN之后开始降低，随着温度下降，V"_inn＝2*|V"_BE|数值逐渐增大；

当温度下降到释放温度(即退出过温保护的温度)T_RELEASE时，即V"_inn＝2*|V"_BE|增大至V_ref*[1+(B/A)*(1/n)]，比较器COMP输出端V_OUT从高电平翻转为低电平，则TSD从低电平变为高电平，第一传输门102断开、第二传输门103导通。此时，比较器COMP的正输入端电压减小为V"_inp＝V2＝V_ref，比较器104输出端V_OUT稳定输出低电平，TSD稳定输出高电平，参照图2。

由于温度变化，导致比较器COMP负输入端电压变化，影响比较器COMP输出端VOUT的高低电平变化，从而影响第一传输门102和第二传输门103的导通与关断状态，进而产生比较器COMP正输入端电压的变化，出现TSD输出波形的磁滞现象，参照图3所示。

此时，比较器COMP正输入端电压：

V"_inp＝V2＝V_ref，(6)

比较器COMP负输入端电压：

V"_inn＝2*|V"_BE|，

综上，由式(4)(5)(6)可知，本发明通过采用具有相同工艺类型、相同温度系数的电阻，可实现Ra，Rb，R1，R2，R3，R4，R5，R6，R7，…，Rn受温度变化产生的偏差相互抵消，保证比较器COMP的正输入端电压V_inp不受温度影响，对比较器而言，仅负输入端电压V_inn即(2*|V_BE|)是受温度影响，大大减少了温度影响的变量，实现更精确调整过温保护温度。设定不同的参考基准电压V_ref，可调节过温保护温度T_SHUTDOWN。

本发明中，由于温度变化导致两个三极管基极与发射极电压差V_BE变化，引起比较器COMP负输入端V_inn((2*|V_BE|))电压变化，使比较器COMP输出端发生翻转，通过反相器控制调整COMP正输入端V_inp电压变化，使比较器COMP正输入端电压产生磁滞。

由式(5)、(6)可知，比较器COMP正输入端电压磁滞量

ΔV′＝V′_inp-V"_inp＝V_ref*[1+(B/A)*(1/n)]-V_ref＝V_ref*(B/A)*(1/n)，(7)

由式(7)可知，通过实时控制开关闭合个数n值，调节可调电阻电路，可实时精确调整比较器COMP正输入端电压磁滞量，进而实现可精确调节温度磁滞量。

相应地，为使比较器COMP正输入端电压发生变化的温度变化量也会变化。

尽管结合优选实施方案具体展示和介绍了本发明，但所属领域的技术人员应该明白，在不脱离所附权利要求书所限定的本发明的精神和范围内，在形式上和细节上可以对本发明做出各种变化，均为本发明的保护范围。

Claims (4)

1.应用于无线充电控制芯片的可调精确过温保护电路，其特征在于：包括一运算放大器OP、一NMOS管N0、第一PMOS管P0、第二PMOS管P1、第三PMOS管P2、电阻Ra、电阻Rb、第一传输门、第二传输门、第一NPN三极管Q0、第二NPN三极管Q1、一比较器COMP、第一反相器、第二反相器、第三反相器、第四反相器以及一个可调电阻电路；

运算放大器OP的正输入端连接基准电压V_ref，运算放大器OP的负输入端与所述NMOS管N0的源极及所述电阻Ra的输入端连接；运算放大器OP的输出端连接NMOS管N0的栅极；NMOS管N0的漏极与第一PMOS管P0的漏极及栅极连接；第一PMOS管P0的栅极分别与第二PMOS管P1的栅极及第三PMOS管P2的栅极连接；第一PMOS管P0的源极与电源电压VDD、第二PMOS管P1的源极及第三PMOS管P2的源极连接；电阻Ra的输入端与运算放大器OP的负输入端及NMOS管N0的源极连接，电阻Ra的输出端与电阻Rb的输出端及第二NPN三极管Q1的发射极连接，并接地；第二PMOS管P1的栅极与第一PMOS管P0的漏极及栅极及第三PMOS管P2的栅极连接；第二PMOS管P1的源极与电源电压VDD、第一PMOS管P0的源极及第三PMOS管P2的源极连接；第二PMOS管P1的漏极与所述可调电阻电路的输入端连接，所述可调电阻电路的输出端与电阻Rb的输入端连接，所述电阻Rb的输出端与电阻Ra的输出端及第二NPN三极管Q1的发射极连接，并接地，第三PMOS管P2的栅极与第一PMOS管P0的漏极及栅极及第二PMOS管P1的栅极连接；第三PMOS管P2的源极与电源电压VDD、第一PMOS管P0的源极及第二PMOS管P1的源极连接；第三PMOS管P2的漏极与与比较器COMP的负输入端V_inn及第一NPN三极管Q0的发射极连接，所述第一NPN三极管Q0的集电极和基极与第二NPN三极管Q1的发射极连接，所述第二NPN三极管Q1的集电极和基极与电阻Ra的输出端及电阻Rb的输出端连接，并接地；所述第一传输门的输入端与第二PMOS管P1的漏极及所述可调电阻电路的输入端连接，连接点为c；所述第一传输门的输出端与第二传输门的输出端及比较器COMP的正输入端V_inp连接；所述第一传输门的NMOS控制端C1与第一反相器的输入端、第三反相器的输出端、第四反相器的输入端及第二传输门的PMOS控制端连接；所述第一传输门的PMOS控制端与第二传输门的NMOS控制端C1及第一反相器的输出端连接；所述第二传输门的输入端与所述可调电阻电路的输出端及电阻Rb的输入端连接，连接点为d；所述第二传输门的输出端与第一传输门的输出端及比较器COMP的正输入端V_inp连接；所述第二传输门的NMOS控制端C1与第一传输门的PMOS控制端及第一反相器的输出端连接；所述第二传输门的PMOS控制端与第一传输门的NMOS控制端C1、第一反相器的输入端、第三反相器的输出端及第四反相器的输入端连接；所述比较器COMP的输出端与第二反相器的输入端连接，所述第二反相器的输出端与第三反相器的输入端连接；第三反相器的输出端与第四反相器的输入端连接；第四反相器的输出端输出TSD。

2.根据权利要求1所述的应用于无线充电控制芯片的可调精确过温保护电路，其特征在于：所述可调电阻电路包括多个并联连接的支路，每个支路由一电阻和开关串联实现。

3.根据权利要求2所述的应用于无线充电控制芯片的可调精确过温保护电路，其特征在于：所述电阻Ra、电阻Rb、以及可调电阻电路中的各电阻具有相同工艺类型且具有相同温度系数。

4.根据权利要求1或2或3所述的应用于无线充电控制芯片的可调精确过温保护电路，其特征在于：所述第一NPN三极管Q0和第二NPN三极管Q1的基极、发射极电压差为负温度系数。