CN105659869B - 一种基于数传信号的甚长基线干涉测量处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于数传信号的甚长基线干涉测量处理方法，其方法是，首先求取时延小于一个数传信号互相关周期的部分，具体步骤如下：1)通过两站接收信号的时域互相关求取整数采样间隔的时延；2)对两接收信号进行整数采样间隔时延的补偿后，进行条纹率搜索，得到两信号的时延率；3)对两信号进行整数采样间隔时延和条纹率补偿，利用互谱相位求取小于一个采样间隔的时延。然后利用航天器-测站的粗略相对位置关系估算整周期模糊度。基于上述处理即可得到要求的航天器信号到两测站的时延。本发明在接收不到专门的VLBI信标信号且无实时先验模型的情况下，利用航天器最常播发的数传信号进行自主的VLBI处理，实现了航天器到达地面测站的时延估算。<pb pnum="1" />

Description

一种基于数传信号的甚长基线干涉测量处理方法

技术领域：

本发明涉及信号处理技术领域，是一种针对数传信号的VLBI处理方法。

技术背景：

VLBI(甚长基线干涉)测量技术是在传统射电干涉基础上发展起来的射电天文测量新技术。其本质特点在于两测站的本地晶振、接收信号间不存在任何直接、实时的连接，以高稳定的氢原子钟信号作为频率标准，采样后的数据采用宽带磁带设备进行记录用作事后相关处理。因此VLBI技术的基线长度可以达到上万公里，从而极大地提高了测量精度。VLBI技术近年来在天体测量、地球动力学、深空探测跟踪等领域得到了广泛的应用。

图1是VLBI技术的原理示意图。其中地面两个测站的编号分别为1、2，两站之间的距离为B，称为基线长度。以2号测站为基准，两测站接收信号间的相对时延(简称时延)用τ_g表示，可以写为：

${\mathrm{\&tau;}}_g={\mathrm{\&tau;}}_{gm}+\frac{f_r}{f_c}t---\left(1\right)$

其中τ_gm表示时延中不随时间变化的部分；f_c为已知的射频频率，f_r称为条纹率，即为时延的变化率，简称时延率。时延τ_g是VLBI技术的关键观测量，通过对τ_gm和f_r的测量来获得。

一般的VLBI测量计算需要首先获得时延模型和条纹率模型其中是对τ_gm的估计。该模型是利用轨道数据和大气模型等计算得到的，要求实时且精确。在VLBI处理过程中，首先需要对非基准站的接收信号按照时延模型和条纹率模型进行补偿，即将其于基准站接收信号尽可能“对齐”，然后将两测站接收信号进行相关处理，估算残余的时延和条纹率，从而得到更为精确地时延和条纹率估计值

因此，对于一般的宽带信号的VLBI处理流程，准确的时延和条纹率模型是十分重要的。而且由于信号的时延与条纹率随时间变化，要求模型也必须是实时更新的。另外为了提高估计精度，要求信号的带宽尽可能宽，因此需要航天器播发专用的VLBI信标信号(带宽通常为数MHz)。若上述两个前提条件不能满足，将会严重影响VLBI处理的精度，这使得对航天器的干涉测量受到VLBI信标播发时间和先验模型精度的限制。

发明内容：

本发明需解决的技术问题在于给出一种无实时先验模型辅助的数传信号VLBI处理方法。这种方法不需要航天器专门下发VLBI信标信号，不需要实时获得先验的时延与时延率模型，而能自主运行。

为解决上述技术问题，本发明采取技术方案如下：

1)求取时延小于一个数传信号互相关周期T_c的时延τ_gc和条纹率

(a)通过两测站接收信号的时域互相关求取整数采样间隔的时延

计算在一个数传信号互相关周期内两个测站信号的互相关结果，以最大互相关值所在位置对应的时间为整数间隔时延的估计，即若

R(M)＝max[R(-K)，R(-K+1)，...R(0)，R(1)，...R(K)]

则有

${\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_{gI}=M\mathrm{\&Delta;}T$

其中互相关函数N表示一次VLBI处理所分析的数据长度；

(b)利用多段数据的互谱相位进行条纹率估计

对非基准站接收信号进行整数间隔时延补偿后，求取两站信号的互谱，即完成以下计算：

P₁₂(n，f)＝FFT(d₁(n-M))·(FFT(d₂(n)))^*

其中运算符FFT(·)表示求傅里叶(FFT)变换，“*”表示求共轭

连续求取L段N点数据的互谱，即得到P₁₂(n，f)(n＝1，N+1，...LN+1)，取固定频率f_x＝f_s/4处的互谱相位组成数组若不考虑噪声影响，则相邻数组元素之间满足以下关系：

因此条纹率可用下式进行估计：

考虑到噪声影响，可对相位数组进行二次多项式拟合，求取其关于时间轴的斜率，再除以2π即得到条纹率的估计；

(c)利用互谱相位求取小于一个小数采样间隔的时延

对非基准站信号做条纹率补偿并求取两站信号的互谱，即完成以下计算：

$P_{12}(n,f)=FFT\left(d_1\right(n-M\left)e^{-j2\mathrm{\&pi;}{\hat{f}}_r(n-M)}{e}^{-j2{\mathrm{\&pi;f}}_{LO}{\mathrm{\&tau;}}_{gI}}\right)\&CenterDot;{\left(FFT\right(d_2\left(n\right)\left)\right)}^{*}$

其中f_LO表示下变频时本地晶振的频率，取互谱的相位，对于FFT的频率轴做二次多项式拟合，得到关于频率轴的斜率，再除以2π即得到小数采样间隔时延的估计

数传信号互相关周期T_c的时延τ_gc的估计值为

2)利用航天器-测站的粗略相对位置关系估算整数传信号互相关周期模糊度

${\hat{N}}_c=\frac{r}{c\&CenterDot;T_c}$

其中r表示航天器-测站之间的距离估算，c表示光速，由于数传信号信号的周期一般在10^-5秒量级，因此对航天器-测站距离的估算精度在千米量级；

3)基于上述处理，通过以下公式即可得到要求的航天器信号到两测站的时延

其中f_c为已知的射频频率，t为时间。

本发明在接收不到专门的VLBI信标信号且无实时先验模型的情况下，利用航天器最常播发的数传信号进行自主的VLBI处理，实现了航天器到达地面测站的时延估算。

附图说明：

图1是VLBI技术的原理示意图；

图2所示为两个测站接收到的嫦娥二号卫星播发的数传信号FFT图；

图3表示两站接收信号的时域互相关函数图；

图4为两个测站信号在一个数传信号互相关周期内的互相关函数图；

图5表示补偿整数采样间隔时延后某固定频率对应相位随时间变化的曲线；

图6表示补偿整数采样间隔时延和条纹率后的两站接收信号的互谱相位曲线；

图7为无实时先验模型辅助的数传信号VLBI处理方法流程图。

具体实施方式：

相比VLBI信标信号，数传信号作为航天器与地面测站进行通信的信号载体，播发更为经常，播发时间也更长；而且数传信号是扩频信号，带宽也在MHz量级，因此可以用于进行VLBI干涉测量。同时数传信号与VLBI信标信号相比最大的特点是其自相关函数是周期性的(设其周期为T_c)，根据数传信号的这一特点，设计其VLBI处理流程如下。

设两测站接收的中频数传信号经过采样率为f_s的数字化后，具有以下形式：

其中x(n)表示调制的数据信号，f₀表示中频频率，分别表示下变频后的载波初相，ΔT为采样间隔。根据数传信号互相关函数的周期性，将时延τ_g表示为：

${\mathrm{\&tau;}}_g=N_c{T}_c+{\mathrm{\&tau;}}_{gc}+\frac{f_r}{f_c}t---\left(4\right)$

其中将恒定时延τ_gm分为两部分：小于T_c的部分τ_gc(即|τ_gc|＜T_c)和T_c的整数倍(N_c表示整数)。而τ_gc又可写为：

τ_gc＝τ_gl+τ_gF(5)

其中τ_gI＝n_I·ΔT表示整数倍采样间隔的时延，τ_gF表示不满一个采样间隔的时延，采样间隔ΔT＝1/f_s。因此公式(4)可以进一步改写为：

${\mathrm{\&tau;}}_g=N_c{T}_c+{\mathrm{\&tau;}}_{gI}+{\mathrm{\&tau;}}_{gF}+\frac{f_r}{f_c}t---\left(6\right)$

以上述数学模型为基础，将数传信号的VLBI处理流程划分为两部分：

1.首先估计小于一个数传信号互相关周期的时延τ_gc和条纹率f_r

(a)通过两站接收信号的时域互相关估计整数采样间隔的时延

计算在一个数传信号互相关周期内两个测站信号的互相关结果，以最大互相关值所在位置对应的时间为整数间隔时延的估计，即若

R(M)＝max[R(-K)，R(-K+1)，...R(0)，R(1)，...R(K)](7)

则有

${\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_{gI}=M\mathrm{\&Delta;}T---\left(8\right)$

其中互相关函数N表示一次VLBI处理所分析的数据长度。

(b)利用多段数据的互谱相位进行条纹率估计

对非基准站接收信号进行ISTC(整数间隔时延补偿)后，求取两站信号的互谱，即完成以下计算：

P₁₂(n，f)＝FFT(d₁(n-M))·(FFT(d₂(n)))^*(9)

其中运算符FFT(·)表示求傅里叶(FFT)变换，“*”表示求共轭。

连续求取L段N点数据的互谱，即得到P₁₂(n，f)(n＝1，N+1，...LN+1)，取固定频率f_x＝f_s/4处的互谱相位组成数组若不考虑噪声影响，则相邻数组元素之间满足以下关系：

因此条纹率可用下式进行估计：

考虑到噪声影响，可对相位数组进行二次多项式拟合，求取其关于时间轴的斜率，再除以2π即得到条纹率的估计。

(c)利用互谱相位估计小于一个采样间隔的时延

对非基准站信号做条纹率补偿并求取两站信号的互谱，即完成以下计算：

$P_{12}(n,f)=FFT\left(d_1\right(n-M\left)e^{-j2\mathrm{\&pi;}{\hat{f}}_r(n-M)}{e}^{-j2{\mathrm{\&pi;f}}_{LO}{\mathrm{\&tau;}}_{gI}}\right)\&CenterDot;{\left(FFT\right(d_2\left(n\right)\left)\right)}^{*}---\left(12\right)$

其中f_LO表示下变频时本地晶振的频率。取互谱的相位，对于FFT的频率轴做二次多项式拟合，得到关于频率轴的斜率，再除以2π即得到小数间隔时延的估计

因此对τ_gc的估计值可以写为

(2)利用航天器-测站的粗略相对位置关系估算整周期(数传信号互相关周期)模糊度N_c

${\hat{N}}_c=\frac{r}{c\&CenterDot;T_c}---\left(13\right)$

其中r表示航天器-测站之间的距离估算，c表示光速。由于数传信号信号的周期一般在10^-5秒量级，因此对航天器-测站距离的估算精度只要在千米量级即可。由此航天器信号到达两测站的相对时延估计值就可以表示为：

${\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_g={\hat{N}}_c{T}_c+{\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_{gI}+{\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_{gF}+\frac{{\hat{f}}_r}{f_c}t---\left(14\right)$

基于上述处理即可得到要求的航天器信号到两测站的时延与条纹率。这种方法直接采用航天器最常播发的数传信号，且利用数传信号自身的周期性，逐步估计时延和条纹率，不需要外部实时提供时延和条纹率模型，为我国以嫦娥探月、萤火一号为代表的深空探测任务提供了有力技术支撑。

以下通过嫦娥二号卫星的实测数据为例对本发明作进一步阐述。

图2所示为两个测站接收到的嫦娥二号卫星播发的数传信号FFT图，图(a)为测站A的接收信号，图(b)为测站B的接收信号。由图中可以看出，两幅图像的中心频率均为70MHz，中心64MHz～76MHz范围内较为突出的部分即为数传信号的频谱。数传信号射频频率为f_c＝2.1GHz。

对两站接收信号做时域互相关，如图3所示，横轴表示两信号初始时刻的时间差。可以看出数传信号的互相关函数呈现明显的周期性，周期约为T＝4.25*10-5秒。取两个测站信号在一个数传信号互相关周期的互相关函数，如图4所示，以最大互相关值所在位置为整数间隔时延估计因此得到(采样率为56MHz)。

对测站B为基准站，测站A为非基准站。对测站A的信号进行整数采样间隔时延补偿后，取连续N*N点长数据，得到N组互谱，每组互谱取固定频率f_x＝f_s/4对应的相位值，组成N点长数组，如图5所示。此相位数组代表了由于条纹率的存在而引起的相位变化，对其进行二项式拟合(如图5中斜直线所示)即可得到条纹率的估计值

对测站A信号进行条纹率补偿后，再次求取两站接收信号N点长数据的互谱相位曲线。可以将多段数据的互谱结果进行累加，以达到降低噪声影响、提高估计精度的目的。累加消噪后的互谱相位曲线如图6所示，在其中数传信号带宽范围内进行二项式拟合，通过计算斜率即可得到小数间隔时延估计值

由于本例中两测站相距仅数百米，卫星信号到达两站的时延不会超过一个数传信号互相关周期，因此整数模糊度为0。因此可以得到卫星-测站的时延估计值为

Claims (2)

1.一种基于数传信号的甚长基线干涉测量处理方法，处理步骤如下：

1)求取时延小于一个数传信号互相关周期T_c的时延τ_gc和条纹率

(a)通过两测站接收信号的时域互相关求取整数采样间隔的时延

计算在一个数传信号互相关周期内两个测站信号的互相关结果，以最大互相关值所在位置对应的时间为整数间隔时延的估计，即若

R(M)＝max[R(-K)，R(-K+1)，…R(0)，R(1)，…R(K)]

则有

${\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_{gI}=M\mathrm{\&Delta;}T$

其中互相关函数n＝-K，-K+1，.....，K，N表示一次VLBI处理所分析的数据长度；

(b)利用多段数据的互谱相位进行条纹率估计

对非基准站接收信号进行整数间隔时延补偿后，求取两站信号的互谱，即完成以下计算：

P₁₂(n，f)＝FFT(d₁(n-M))·(FFT(d₂(n)))^*

其中运算符FFT(·)表示求傅里叶(FFT)变换，“*”表示求共轭

连续求取L段N点数据的互谱，即得到P₁₂(n，f)(n＝1，N+1，…LN+1)，取固定频率f_x＝f_s/4处的互谱相位组成数组若不考虑噪声影响，则相邻数组元素之间满足以下关系：

因此条纹率可用下式进行估计：

考虑到噪声影响，可对相位数组进行二次多项式拟合，求取其关于时间轴的斜率，再除以2π即得到条纹率的估计；

(c)利用互谱相位求取小于一个采样间隔的时延

对非基准站信号做条纹率补偿并求取两站信号的互谱，即完成以下计算：

$P_{12}(n,f)=FFT\left(d_1\right(n-M\left)e^{-j2\mathrm{\&pi;}{\hat{f}}_r\left(n-M\right)}{e}^{-j2{\mathrm{\&pi;f}}_{LO}{\mathrm{\&tau;}}_{gI}}\right)\&CenterDot;{\left(FFT\right(d_2\left(n\right)\left)\right)}^{*}$

其中f_LO表示下变频时本地晶振的频率，取互谱的相位，对于FFT的频率轴做二次多项式拟合，得到关于频率轴的斜率，再除以2π即得到小数采样间隔时延的估计

数传信号互相关周期T_c的时延τ_gc的估计值为

2)利用航天器-测站的粗略相对位置关系估算整数传信号互相关周期模糊度

${\hat{N}}_c=\frac{r}{c\&CenterDot;T_c}$

其中r表示航天器-测站之间的距离估算，c表示光速，由于数传信号的周期一般在10^-5秒量级，因此对航天器-测站距离的估算精度在千米量级；

3)基于上述处理，通过以下公式即可得到要求的航天器信号到两测站的时延

其中f_c为已知的射频频率，t为时间。

2.根据权利要求1所述的一种基于数传信号的甚长基线干涉测量处理方法，其特征在于：所述的整数采样间隔时延求取方法为：计算在一个数传信号互相关周期内两个测站信号的互相关结果，以最大互相关值所在位置对应的时间为整数间隔时延的估计，即若

R(M)＝max[R(-K)，R(-K+1)，…R(0)，R(1)，…R(K)]

则有

${\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_{gI}=M\mathrm{\&Delta;}T$

其中T_c为数传信号互相关周期，ΔT为采样间隔，互相关函数d₁、d₂为两测站的中频接收信号，n＝-K，-K+1，.....，K，N表示一次VLBI处理所分析的数据长度。