CN105656432B - 完全平衡微分差分放大器以及包括其的设备 - Google Patents

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Abstract

一种FBDDA放大器，包括：接收输入电压的第一差分输入级；接收共模电压的第二差分输入级；耦合到第一差分输入的第一电阻负反馈组；耦合到第二差分输入的第二电阻负反馈组；生成输出电压的差分输出级；并联耦合到第一电阻负反馈组的第一开关；以及并联耦合到第二电阻负反馈组的第二开关。第一开关和第二开关在电压输入假定第一值时被驱动到闭合状态中，使得所述第一输入级在线性区域中操作，并且在电压输入假定第二值时被驱动到打开状态，使得第一输入级在非线性区域操作。

Description

完全平衡微分差分放大器以及包括其的设备
技术领域
本公开内容涉及完全平衡的微分差分放大器(FDDA或者FBDDA)以及包括FBDDA放大器的设备。
背景技术
已知，各种类型电路被用作用于电容式传感器的前端读取电路。特别地，使用FDDA或者FBDDA放大器(完全平衡微分差分放大器)是已知的，其在需要高输入阻抗、全差分架构以及单位化或单位增益时是更优选的。这种类型的FBDDA放大器在图1中作为示例示出，并且由附图标记1整体地表示。电容式传感器2属于例如陀螺仪、压力传感器、加速度计、麦克风等，并且检测由传感器自身的移动部分的线性或旋转移动而生成的电容的变化。FBDDA放大器1检测由于期望的物理量(例如压力、旋转、加速度等)的变换而产生的输入的变化并且在输出处生成与所述变化成比例的电压。
在图1的示例中，FBDDA放大器1包括4个输入端子1a-1d以及2个输出端子1e、1f。端子1a是反相端子，端子1b是非反相端子。端子1b上存在输入信号(电压)Vin，包括由电容式传感器2生成的电压分量以及固定的电压分量VCM。通过电阻器3向端子1b施加的电压VCM是根据固定传感器2的操作点的需要而选择的用于偏置传感器2的电压(例如在被包括在电源电压VDD与例如接地参考等参考节点的电压之间的范围内来选择VCM)。电阻器3具有高的电阻值，例如100GΩ或更高。电压VCM是固定(d.c.)电压并且被进一步向FBDDA放大器的输入1c供应。以这种方式，已知FBDDA放大器1的输入通常被偏置在公共电压处。在传感器2的使用期间，变化的(即a.c.)输入信号Vin被叠加在电压VCM上。
端子1a上的信号被传输到输出端子1e上。换言之，输出端子1e被反馈连接到输入端子1a。同样，端子1d上的信号被传输到输出端子1f上，使得输出端子1f被反馈连接到输入端子1d。
以本身已知的方式，根据在电压跟随器配置中的FBDDA放大器的操作，在输出1e上存在信号Vin/2并且在输出1f上存在信号-(Vin/2)。
图1的实施例保证信噪比(SNR)方面的良好性能但是关于当信号Vin的电平增加时的总的谐波失真(THD)存在缺陷。这是由于以下事实：运算放大器没有根据传统类型的闭环配置而连接并且其输入实际上没有连接在一起。因此，在存在高的输入信号Vin的情况下，两个差分对明显不平衡，从而引起线性的恶化。
在本文的上下文中，线性是指通过晶体管获得的FBDDA放大器的差分输入对。对于小的输入信号(例如在-150mV到+150mV之间的范围内(包括端点值)的a.c.信号)，来自放大器的输出处的信号基本上是输入信号的(可能是放大的)副本。相反，对于具有高的峰值的信号(例如具有模量高于大约200mV的峰值的a.c.信号)，两个差分输入对的跨导增益开始明显不同，从而生成输出电压信号(或者差分输出信号)的谐波失真。
为了克服这一缺点，已知的是使用耦合到每个差分输入对(即在1a与1b之间，以及在1c与1d之间)的负反馈电阻器4，如图2中示意性地示出的。这一方式使得能够以噪声的代价来改善FBDDA放大器的输出信号的线性，即，噪声越大则负反馈电阻越大。
如图3中示意性地示出的另外的已知的解决方案设想使用动态偏置电路6，使得用于偏置差分对的电流不固定而是根据输入信号Vin变化。在这种情况下，当输入信号Vin增加超过门限值时，电流被引入到差分对中。虽然这一方法在输入噪声和谐波失真方面的具有优点，然而其存在需要过多的电流消耗和d.c.操作点的显著变化的缺点。
发明内容
本公开内容的一个目的是提供一种完全平衡的微分差分放大器(FBDDA)以及一种包括FBDDA放大器的设备，其能够克服现有技术中的不利方面中的至少一些并且扩展其功能。
根据本公开内容，提供了一种FBDDA放大器以及一种包括FBDDA放大器的设备。
附图说明
为了更好地理解本公开内容，现参考附图、仅通过非限制性示例的方式来描述优选实施例，在附图中：
图1示出根据实施例的耦合到电容式传感器的已知类型的FBDDA放大器；
图2示出根据另外的实施例的包括耦合到输入用于改善输出信号的线性的负反馈电阻器的已知类型的FBDDA放大器；
图3示出根据另外的实施例的具有输入的动态偏置以改善输出信号的线性的已知类型的FBDDA放大器；
图4示出根据本公开的一个实施例的FBDDA放大器；
图5示出图4的FBDDA放大器的一个电路实施例；
图6示出用于图5的FBDDA放大器的控制电路的第一部分；
图7A和7B分别示出用于图5的FBDDA放大器的控制电路的第二部分和第三部分；
图8示出特别用于处理由电容式传感器生成的信号的包括图4的FBDDA放大器的电子设备；以及
图9示出包括图8的电子设备的系统。
具体实施方式
图4是根据本公开的一个方面的FBDDA放大器10的示意性表示。与图1的FBDDA放大器1的元件相同的图4的FBDDA放大器10的元件由相同的附图标记来表示并且不被进一步描述。
FBDDA放大器10包括耦合到FBDDA 10的第一输入级(即在输入端子1a与输入端子1b之间)的第一电阻负反馈组12以及并联耦合到第一电阻负反馈组12的旁路开关14。另外，FBDDA放大器10包括耦合到FBDDA放大器10的第二输入级(即在输入端子1c与输入端子1d之间)的第二电阻负反馈组16，以及并联耦合到第二电阻负反馈组16的旁路开关18。旁路开关14通过控制信号VCTRL1被驱动到打开/闭合状态，同样，旁路开关18通过控制信号VCTRL2被驱动到打开/闭合状态。
根据一个实施例，电阻负反馈组12和16通过串联连接在一起的相应的电阻器来获得，并且旁路开关14和18通过相应的传感器(具体是MOSFET)来获得。在这种情况下，控制信号VCTRL1是向旁路晶体管14的栅极端子施加的电压信号，并且具有使得根据期望的操作条件来接通或关断旁路晶体管14的值。控制信号VCTRL2是向旁路晶体管18的栅极端子施加的电压信号，并且具有使得根据期望的操作条件来接通或关断旁路晶体管18的值。
根据图4的实施例，电阻负反馈组12、16通过根据输入信号Vin的值并且特别地在使得FBDDA放大器10的差分输入示出非线性行为(即对于信号Vin的高的值)的Vin的值处来打开旁路开关14、18而被包括在电路中。相反，对于小的信号(低的Vin值)，通过闭合旁路开关14和18来排除电阻负反馈组12、16。
根据一个实施例，可以被识别为“小信号”的输入信号Vin(a.c.信号)的值被包括在-150mV到+150mV之间(包括端点值)的范围内；以使得生成FBDDA放大器10的非线性行为的输入信号Vin的(峰)值的模量高于大约200mV。
根据本公开的一个方面，当通过晶体管来实现旁路开关14、18时，FBDDA放大器10至少在两个不同的操作条件下工作。在第一、小信号操作条件(Vin具有第一电压值)下，晶体管14和18导通，以旁路电阻负反馈组12、16。在第二操作条件下，信号Vin的值较高(Vin具有大于第一电压值的第二电压值)并且旁路晶体管14和18断开(理论上的无穷大电阻)，引起电流唯一地通过电阻负反馈组12、16。
可以进一步标识第三操作条件，其中输入信号Vin具有在第一值与第二值之间的中间值(Vin具有大于第一电压值但是小于第二电压值的第三电压值)；旁路晶体管14和18处于中间操作条件，其中栅极至源极电压VGS大约等于相应的旁路晶体管的门限接通电压。旁路晶体管14和18因此形成用于穿过它们的电流的电阻路径，例如与相应的电阻负反馈组12、16的电阻值可比较。
旁路晶体管14和18在上述第一和第二操作条件下分别通过控制信号VCTRL1和VCTRL2来控制，控制信号将它们二者保持导通(相应的VGS高于相应的门限电压)或将它们二者保持断开(相应的VGS低于相应的门限电压)。
第三操作条件对应于从第一操作条件到第二操作条件的转变，反之亦然。在这一条件下，晶体管14、18分别通过控制信号VCTRL1和VCTRL2来驱动，使得旁路晶体管14和18呈现电阻行为并且示出基本上彼此相同的相应的电阻值。如果不是这样，则关于电流的通路的由旁路晶体管14、18示出的电阻的值的显著差异将引起FBDDA放大器10的线性的降低。
通过图7A和7B的电路来获得控制信号VCTRL1和VCTRL2的生成。图5更详细地示出根据图4的实施例的FBDDA放大器10的电路实现。图5的FBDDA放大器10的实施例仅是FBDDA放大器的可能的实施例之一。现有技术中已知鉴于本公开内容的各种电路实现。
不论被选择用于FBDDA放大器的电路实施例的本公开的一个方面，考虑了并联耦合到旁路开关14、18的电阻负反馈组12、16的布置，以及根据FBDDA放大器的不同操作条件(即根据输入信号Vin的值)选择性地引入电阻负反馈组12、16的。
如从图5可以注意到的，差分输入1a、1b被耦合到分别用附图标记22和24表示的相应输入晶体管(特别是P-MOSFET)的相应栅极端子。
输入晶体管22、24具有耦合到电流发生器25、26的相应的第一导电端子(源极)22a、24a；后者被耦合到处于VDD电压的电源端子。典型的供电值VDD被包括在1.5V到5V之间。
输入晶体管24的第二传导端子(漏极)24b被耦合到输出增益晶体管21(例如N-MOSFET)的控制端子(栅极)。特别地，晶体管21的栅极通过电压信号VOUT_INTN而被偏置。晶体管23(P-MOSFET)进一步连接在电源端子VDD与输出1e之间，并且流经其的电流通过预定义信号VB2来驱动。晶体管21和23以本身已知的方式部分地形成第二放大级。晶体管21是增益元件，而晶体管23具有电流发生器的功能。
同样，输入晶体管22的第二传导端子(漏极)22b耦合到输出增益晶体管27(例如N-MOSFET)的控制端子(栅极)。特别地，晶体管27的栅极通过电压信号VOUT_INTP被偏置。晶体管29(P-MOSFET)还连接在电源端子VDD与输出1f之间，并且流经其的电流通过信号VB2来驱动。晶体管27和29以本身已知的方式部分形成第二放大级。晶体管27是增益元件，而晶体管29具有电流发生器的功能。
因此，晶体管23和29可以被示意性地表示为一般电流发生器并且具有设置操作点以平衡所考虑的支路的电流的唯一功能。
电源电压VDD例如由附图中未示出的电池来提供。在图5中，耦合在电源节点VDD与每个输入晶体管22、24的第二传导端子之间的是相应的电流发生器25、26，其以本身已知的方式识别在使用时在FBDDA放大器10的相应的输入支路中流动的电流。
根据本公开内容的一个方面，耦合在输入晶体管22的第一传导端子22a与输入晶体管24的第一传导端子24a之间的是电阻负反馈组12和旁路开关14。在本示例中，电阻负反馈组12由串联连接在一起的两个电阻器12a和12b形成，并且旁路开关14用具有通过电压VCTRL1被偏置的控制端子(栅极)的P-MOSFET来实现。
输入1c和1d被耦合到分别用附图标记32和34指代的相应P-MOSFET的相应栅极端子。
输入晶体管32、34的相应的第一传导端子32a、34a经由相应的N-MOSFET 35、36被耦合到在电压Vref(例如0V)处的参考端子(例如接地参考)，以使得相应的栅极端子以预定义的且固定的电压VB1被偏置，以具有使得保持晶体管35和36处于导通状态的值。可以被表示为一般电流发生器的晶体管35和36具有设置操作点以平衡电流的功能。
输入晶体管32、34的相应的第二传导端子32b、34b耦合到电源节点VDD。耦合在每个输入晶体管32、34的第二传导端子与电源节点VDD之间的是相应的电流发生器37、38，其以本身已知的方式标识在使用时在FBDDA放大器10的相应的输入支路中流动的电流。
耦合在输入晶体管32的第二传导端子32b与输入晶体管34的第二传导端子34b之间的是电阻负反馈组16和旁路开关18。在本示例中，电阻负反馈组16由串联连接在一起的两个电阻器16a和16b形成，并且旁路开关18用具有通过电压VCTRL2被偏置的控制端子(栅极)的P-MOSFET来实现。
现参考图6、图7A和图7B描述用于生成控制电压VCTRL1和VCTRL2的相应的子电路。
参考图6，示出用于生成向图7A和图7B的电路供应的控制电流IS的电路40。电流IS具有将取决于输入信号Vin的值的值，如随后的内容中所描述的。电路40包括具有耦合到FBDDA放大器10的输入1b(即接收输入信号Vin)的控制端子(栅极)的晶体管42(特别是P-MOSFET)。晶体管42的第一传导端子(漏极)被耦合到具有参考电压VREF_N的节点，而晶体管42的第二传导端子(源极)被耦合到具有参考电压VREF_P的节点，其中VREF_P的电压值大于VREF_N的相应电压值。根据一个实施例，电压VREF_P对应于电源电压VDD，并且电压VREF_N对应于图5的参考电压VREF，例如接地电压。
更详细地，晶体管42的第二传导端子通过晶体管44耦合到节点VREF_P，晶体管44也是P-MOSFET并且与另外的晶体管45(特别地是P-MOSFET)一起形成第一电流镜46。晶体管44的栅极端子和漏极端子连接在一起并且连接到晶体管42的源极端子。另外，根据电流镜配置，晶体管44和45的栅极端子连接在一起。晶体管44和45的源极端子连接到节点VREF_P(例如VDD)。晶体管42和电流镜46形成电路40的第一支路40a，电流IDOWN在使用时流经第一支路40a。电流镜83具有增益比1:1(但是如果需要则可以甚至具有另一比率1:M)，并且具有在晶体管45的漏极端子中、在加法器节点50a处生成电流IDOWN的功能。
在输入节点1b上的电压Vin降至值VREF_P-2VTH_P以下时，第一支路40a因此将输入端子1b上的电压Vin变换成与电压Vin成比例的电流信号IDOWN，其中VTH_P是晶体管42和44的门限电压。
门限VTH_P取决于技术并且通常在0.5V到0.7V之间变化。例如，如果假定VTH_P＝0.6V，VDD＝2V并且VCM＝1V，则在输入节点1b上的电压Vin低于0.8V(VDD-2VTH_P)时，生成电流。由于输入节点1b上的电压Vin可以被视为(d.c.)电压VCM与由电容式传感器2供应的a.c.电压之和，所以在VIN的a.c.分量低于-200mV(即VCM+VIN<0.8V)时生成电流IDOWN。
电路40的第二支路40b包括具有通过输入信号Vin被偏置的控制端子(栅极)的晶体管52(例如N-MOSFET)，如已经参考晶体管42所描述的。晶体管52的源极端子通过晶体管53(例如N-MOSFET)耦合到具有电压VREF_N的节点，而晶体管52的漏极端子通过晶体管54(例如P-MOSFET)耦合到具有电压VREF_P的节点。
晶体管54形成第二电流镜56的部分，第二电流镜56还包括具有连接到晶体管54的栅极端子的栅极端子的晶体管55(例如P-MOSFET)。晶体管55被耦合在电压VREF_P处的节点与加法器节点50a之间。
如在支路40a的情况下，当电压Vin的a.c.分量上升到VREF_N+2VTH_N以上时，支路40b将存在于输入1b上的信号变换成电流信号IUP，从而接通晶体管52和53。该电流被注入到由晶体管54和55构成的第二电流镜的节点50a。因此，如在流经第一支路40a的电流IDOWN的情况下，向加法器节点50a发送在节点VREF_P与VREF_N之间的流经电路40的第二支路40b的电流IUP。
在输入节点1b上的电压Vin上升至VREF_N+2VTH_N以上时，第二支路40b因此将输入端子1b上的电压Vin变换成与电压Vin成比例的电流信号IUP，其中VTH_N是晶体管52和53的门限电压。
如在针对VTH_P所描述的情况下，门限VTH_N取决于技术并且通常在0.5V到0.7V之间变化。
例如，如果假定VTH_N＝0.6V，VREF_N＝0V并且VCM＝1V，则在输入1b上的电压高于1.2V(VREF_N+2VTH_N)时，生成电流。由于输入1b上的信号可以被视为VCM的d.c.分量与VIN的a.c.分量之和，所以在Vin的a.c.分量具有高于200mV(即VCM+VIN>1.2V)的峰值时生成电流IDOWN。
由于电流IS被供应而不论使用图7A的电路还是图7B的电路，所以提供另外的电流镜47、48，其中电流镜47包括晶体管54和晶体管49，并且电流镜48包括晶体管44和晶体管51。电流镜47、48的操作类似于已经参考用于在加法器节点50b处生成电流IS的电流镜46、56所描述的。
在此指出，用于生成电流IDOWN和IUP的条件彼此相反，因此根据输入电压Vin的符号，在使用时，备选地，存在于加法器节点50a上的仅是电流IDOWN与电流IUP之中的一个电流。
(输入)节点1b通常在用于小信号和大信号二者的VCM周围振荡。以如下方式来选择共模电压VCM的值，该方式使得第一支路40a的晶体管42、44以及第二支路40b的晶体管52、53在存在零输入电压信号Vin时(当VCM>VREF_P-2VTH_P且VCM<VREF_N+2VTH_N时，该条件被满足)保持在关断状态；在这一操作条件下，加法器节点50a处的电流IS基本上为零。相反，当电压Vin的值由于电容式传感器2的操作而增加时，加法器节点50a处的电流IS增加，假定一个值，该值越大，电压信号Vin的值越大(高至饱和值)。
现参考图7A和7B给出对用于使用由图6的电路40生成的电流信号IS来分别生成控制信号CTRL1和CTRL2的两个电路60和70的描述。
参考图7A，通过控制电阻器61来供应电流IS，其具有例如400kΩ的电阻RCTRL1的值。跨电阻器RCTRL1，存在由IS·RCTRL1给定的电势差。中间电压VTAIL1-ΔVT1由电平移位器63生成。电平移位器63在输入处接收存在于图5的电阻器12a与12b之间(图5中的节点N1)的电压VTAIL1并且在输出处生成具有等于VTAIL1减去值ΔVT1的值的中间电压。
控制电压VCTRL1由中间电压VTAIL1-ΔVT1与由于电流IS而生成的跨电阻器61的电压之和来给出。如先前已经提及的，对于小信号，即对于基本上为零的电流IS的值，VCTRL1的值大约为VTAIL1-ΔVT1，并且旁路晶体管14被驱动到打开状态，以排除电阻负反馈组12。因此，选择信号VTAIL1的平移ΔVT1的值使得控制电压VCTRL1的值在电流IS为零时用以将旁路晶体管14驱动到打开状态(在此提示，旁路晶体管14在示出的示例中为P型)。当输入信号Vin的值增加时，电流IS也增加，如先前已经描述的。因此，由于电流IS通过电阻器61，控制电压VCTRL1也增加。在这些条件下，旁路晶体管14渐进地关断，从而仅对于明显很高的信号Vin的值逐渐包括电阻负反馈组12。
作为示例，使得旁路晶体管14在线性区域操作的Vin的a.c.分量被包括在0.15V到0.2V之间。使得旁路晶体管14关断的Vin的a.c.分量大于0.2V。
用于生成控制信号VCTRL2的电路70类似于图7A的电路60。特别地，电路70包括具有例如400kΩ的电阻RCTRL2的值的控制电阻器71以及电压电平移位器73。
在电路70的情况下，在图5的电阻器16a与16b之间(图5的节点N2)获得到电平移位器73的输入处的电压值VTAIL2，而电平移位器73执行所述电压值VTAIL2的减小，并在输出处生成中间电压VTAIL2-ΔVT2。
控制电压VCTRL2由中间电压VTAIL2-ΔVT2与由于电流IS而生成的跨电阻器71的电压之和来给出。如先前已经提及的，对于小信号，即对于基本上为零的电流IS的值，VCTRL2的值大致等于VTAIL2-ΔVT2，并且旁路晶体管18被驱动到打开状态，以排除电阻负反馈组16。因此，选择信号VTAIL2的平移ΔVT2的值使得控制电压VCTRL2的值在电流IS为零时用以将旁路晶体管18驱动到打开状态(在此提示，旁路晶体管18在示出的示例中P型)。当输入信号Vin的值增加时，电流IS也增加，如先前已经描述的。因此，由于电流IS通过电阻器71，控制电压VCTRL2也增加。在这些条件下，旁路晶体管18渐进地关断，从而仅对于明显很高的信号Vin的值逐渐包括电阻负反馈组16。
为了保证在一个操作条件与另一操作条件之间的转换期间旁路晶体管14和18具有相同的等效电阻，支路60和70尽可能彼此相同以使得ΔVT1＝ΔVT2并且RCTRL1＝RCTRL2是有利的。以这一方式，使得VCTRL1-VTAIL1＝VCTRL2-VTAIL2。
作为示例，使得旁路晶体管18在线性区域内操作的Vin的值被包括在0.15V到0.2V之间。使得旁路晶体管14关断的Vin的值大于0.2V。
先前概括的特性使得FBDDA放大器10在如图8所示的MEMS麦克风90中的使用是特别有利的。
图8示出MEMS麦克风90，其包括两个不同的块：基本上由对声学刺激(通过至少两个电极获得，其中一个是移动的)敏感的传感器2构成的机械块91；以及被配置成适当地将传感器偏置以及适当地处理由传感器2生成的电信号以在MEMS麦克风90的输出上产生模拟或数字信号的信号处理块92(ASIC)。
信号处理块92又包括多个功能子块。特别地，信号处理块92包括：使得生成用于将机械块91的传感器偏置的合适的电压的电荷泵93；根据先前描述的内容获得的被配置成放大由传感器生成的电信号的FBDDA放大器10(前置放大器)；被配置成接收由FDBBA放大器10放大的模拟类型的电信号并且将其变换成数字信号的例如sigma-delta类型的模拟-数字变换器94；连接到模拟-数字变换器94的根据本公开的参考信号生成器电路97；以及被配置成用作模拟-数字变换器94与外部系统之间的接口的驱动器95(例如微控制器)。
另外，MEMS麦克风90可以包括例如从外部可编程以使能对根据不同配置(例如不同的增益配置)的MEMS麦克风90的使用的存储器96(易失性类型或者非易失性类型)。
以上列出的特性尤其使得MEMS麦克风90在如图9所示的电子设备100(所述电子设备可以可能以未图示的方式包括另外的MEMS麦克风)中的有利使用。电子设备100优选地是移动通信设备，诸如例如手机、PDA、笔记本计算机，但是也可以是语音记录仪、具有语音记录功能的音频文件阅读器等。备选地，电子设备100可以是能够用于水下工作的水诊器、或者助听设备。
电子设备100包括微处理器101以及例如设置有键盘和显示器的同样连接到微处理器101的输入/输出接口103。MEMS麦克风90经由信号处理块92与微处理器101通信。另外，可以存在扬声器106，用于在电子设备100的音频输出(未示出)处生成声音。
通过检查根据本公开获得的实施例的特性，其提供的优点是明显的。
特别地，根据本公开，FDBBA放大器设置有仅在存在具有高值的输入信号时被激活的电阻式动态负反馈，对此，对可接受的噪声的要求通常没有在小的输入信号的情况下严格。因此，与现有技术相比，特别是与图2的实施例相比，总的谐波失真(THD)减小。
最后，清楚的是，可以对本文中所描述和图示的公开内容做出修改和变化，而不偏离如所附权利要求中定义的其范围。
可以组合以上描述的各种实施例以提供另外的实施例。本说明书中提及的和/或申请数据表中列出的所有美国专利、美国专利申请公开、美国专利申请、外国专利、外国专利申请和非专利公开的全部内容通过引用合并于此。可以根据需要来修改实施例的方面以采用各种专利、申请和公开的概念来提供另外的实施例。
可以鉴于以上详述的描述来对实施例做出这些和其他变化。总之，在下面的权利要求中，所使用的术语不应当被理解为将权利要求限定在说明书和权利要求中所公开的特定实施例，而是应当被理解为将所有可能的实施例连同等同方案的整个范围包括到这样的权利要求所赋予的范围。因此，权利要求不受本公开内容的限制。

Claims (20)

1.一种完全平衡微分差分放大器，包括：
第一差分输入级，被配置成接收输入电压信号，所述输入电压信号包括交流分量和直流分量；
第二差分输入级，被配置成接收直流共模电压信号，所述输入电压信号的所述直流分量是所述共模电压信号；
第一电阻负反馈组，被耦合到所述第一差分输入级；
第二电阻负反馈组，被耦合到所述第二差分输入级；以及
差分输出级，被配置成供应输出电压信号，
第一开关，被并联地耦合到所述第一电阻负反馈组；以及
第二开关，被并联地耦合到所述第二电阻负反馈组；
其中所述第一开关和所述第二开关在其中所述输入电压信号具有第一值的第一操作条件期间处于闭合状态，从而旁路所述第一电阻负反馈组和所述第二电阻负反馈组并且在其中所述输入电压信号具有高于所述第一值的第二值的第二操作条件期间处于打开状态，从而减小所述输出电压信号的谐波失真。
2.根据权利要求1所述的完全平衡微分差分放大器，其中所述输入电压信号的所述第一值是在-150mV到+150mV之间的所述输入电压信号的交流分量的值，并且所述输入电压信号的所述第二值是模量高于200mV的所述输入电压信号的交流分量的值。
3.根据权利要求1所述的完全平衡微分差分放大器，其中所述第一差分输入级包括第一输入端子和第二输入端子，并且所述第二差分输入级包括第三输入端子和第四输入端子，
所述第一电阻负反馈组和所述第一开关被彼此并联地电连接地电耦合在所述第一输入端子与所述第二输入端子之间，并且所述第二电阻负反馈组和所述第二开关被彼此并联地电连接地电耦合在所述第三输入端子与所述第四输入端子之间。
4.根据权利要求3所述的完全平衡微分差分放大器，其中所述差分输出级包括第一输出端子和第二输出端子，所述第一输出端子与所述第一输入端子负反馈地耦合，并且所述第二输出端子与所述第四输入端子负反馈地耦合，所述第二输入端子被配置成接收所述输入电压信号，并且所述第三输入端子被配置成接收所述共模电压信号。
5.根据权利要求1所述的完全平衡微分差分放大器，还包括：
第一控制电路，被配置成接收所述输入电压信号并且根据所述输入电压信号生成第一控制信号，所述第一控制信号被配置成当所述输入电压信号具有所述第一值时闭合所述第一开关并且在所述输入电压信号具有所述第二值时打开所述第一开关；以及
第二控制电路，被配置成接收所述输入电压信号并且根据所述输入电压信号生成第二控制信号，所述第二控制信号被配置成当所述输入电压信号具有所述第一值时闭合所述第二开关并且在所述输入电压信号具有所述第二值时打开所述第二开关。
6.根据权利要求5所述的完全平衡微分差分放大器，其中所述第一电阻负反馈组包括第一负反馈电阻器，所述第一负反馈电阻器被串联地耦合到第二负反馈电阻器并且在所述第一负反馈电阻器与所述第二负反馈电阻器之间定义第一中间节点，并且所述第二电阻负反馈组包括第三负反馈电阻器，所述第三负反馈电阻器被串联地耦合到第四负反馈电阻器并且在所述第三负反馈电阻器与所述第四负反馈电阻器之间定义第二中间节点，
其中所述第一控制电路被进一步配置成接收存在于所述第一中间节点处的第一中间电压信号并且根据所述输入电压信号的值和所述第一中间电压信号的值生成所述第一控制信号，
其中所述第二控制电路被进一步配置成接收存在于所述第二中间节点处的第二中间电压信号并且根据所述输入电压信号的值和所述第二中间电压信号的值生成所述第二控制信号。
7.根据权利要求6所述的完全平衡微分差分放大器，其中：
所述第一控制电路包括用于将所述输入电压信号变换成控制电流信号的第一子电路，和用于将所述控制电流信号变换成第一控制电压的第二子电路；以及
所述第二控制电路包括用于将所述控制电流信号变换成第二控制电压的第三子电路。
8.根据权利要求7所述的完全平衡微分差分放大器，其中：
所述第一控制电路包括第一电平移位器，所述第一电平移位器被耦合到所述第一中间节点以接收所述第一中间电压信号并且输出被平移以第一量的第一信号，使得在所述第一操作条件期间所述第一控制信号具有被配置成闭合所述第一开关的值；以及
所述第二控制电路包括第二电平移位器，所述第二电平移位器被耦合到所述第二中间节点以接收所述第二中间电压信号并且输出被平移以第二量的第二信号，使得在所述第一操作条件期间所述第二控制信号具有被配置成闭合所述第二开关的值。
9.根据权利要求8所述的完全平衡微分差分放大器，其中：
所述第一控制电路包括第一电阻元件，所述第一电阻元件被配置成被所述控制电流穿过并且协作以在所述第二操作条件期间生成所述第一控制信号，以使得所述第一控制信号具有适于打开所述第一开关的值；以及
所述第二控制电路包括第二电阻元件，所述第二电阻元件被配置成被所述控制电流穿过并且协作以在所述第二操作条件期间生成所述第二控制信号，以使得所述第二控制信号具有适于打开所述第二开关的值。
10.根据权利要求9所述的完全平衡微分差分放大器，其中所述第一控制信号是由所述第一电阻元件在被所述控制电流穿过时生成的电压值与第一平移信号的电压值之和，并且其中所述第二控制信号是由所述第二电阻元件在被所述控制电流穿过时生成的电压值与第二平移信号的电压值之和。
11.一种电子设备，包括：
信号处理块电路装置，被配置成将电容式传感器偏置并且获取由所述电容式传感器在输出处生成的输入电压信号，所述信号处理块电路装置包括：
电荷泵，被配置成将所述电容式传感器偏置；
完全平衡微分差分放大器，被配置成从所述电容式传感器接收所述输入电压信号并且生成作为所述输入电压信号的函数的输出电压信号，所述完全平衡微分差分放大器包括：
第一差分输入级电路，被配置成从所述电容式传感器接收所述输入电压信号，所述输入电压信号包括交流分量和直流分量；
第二差分输入级电路，被配置成接收直流共模电压信号，所述输入电压信号的直流分量是所述共模电压信号；
第一电阻负反馈组电路，被耦合到所述第一差分输入级；
第二电阻负反馈组电路，被耦合到所述第二差分输入级；以及
差分输出级电路，被配置成生成输出电压信号；
第一开关电路，被并联地耦合到所述第一电阻负反馈组电路；
第二开关电路，被并联地耦合到所述第二电阻负反馈组电路；
其中所述第一开关电路和所述第二开关电路在其中所述输入电压信号具有第一值的第一操作条件期间处于闭合状态以旁路所述第一电阻负反馈组电路和所述第二电阻负反馈组电路，并且所述第一开关电路和所述第二开关电路在其中所述输入电压信号具有大于所述第一值的第二值的第二操作条件期间处于打开状态；以及
模拟-数字变换器，被配置成接收由所述完全平衡微分差分放大器生成的所述输出电压信号并且将所述输出电压信号变换成对应的输出电压数字信号。
12.根据权利要求11所述的电子设备，其中所述电容式传感器包括被配置成根据所接收的声波生成电检测信号的声换能器。
13.根据权利要求12所述的电子设备，其中所述声换能器包括电容类型的MEMS麦克风。
14.根据权利要求11所述的电子设备，其中所述电子设备包括手机、PDA、笔记本计算机、语音记录仪、具有语音记录功能的音频阅读器、用于视频游戏的操纵台、水诊器和助听设备之一。
15.一种控制完全平衡微分差分放大器的方法，包括：
在第一差分输入级上接收输入电压信号，所述输入电压信号包括静止分量和变化分量；
在第二差分输入级上接收共模电压信号，所述共模电压信号具有对应于所述输入电压信号的所述静止分量的值；
响应于所述输入电压信号具有第一值来将第一电阻耦合到所述第一差分输入并且将第二电阻耦合到所述第二差分输入，使得所述第一差分输入级在非线性区域内操作；以及
响应于所述输入电压信号具有小于所述第一值的第二值来旁路所述第一电阻和所述第二电阻，使得所述第一差分输入级在线性区域内操作。
16.根据权利要求15所述的控制完全平衡微分差分放大器的方法，其中旁路所述第一电阻和所述第二电阻包括分别闭合与所述第一电阻和所述第二电阻并联地耦合的第一开关和第二开关。
17.根据权利要求15所述的控制完全平衡微分差分放大器的方法，其中所述输入电压信号的所述第一值是大于200mV的所述输入电压信号的所述变化分量的值，并且所述输入电压信号的所述第二值是在-150mV到+150mV之间的所述输入电压信号的所述变化分量的值。
18.根据权利要求17所述的控制完全平衡微分差分放大器的方法，进一步包括响应于所述输入电压信号的所述变化分量在所述第一值与所述第二值之间来将第三电阻与所述第一电阻并联地耦合并且将第四电阻与所述第二电阻并联地耦合。
19.根据权利要求15所述的控制完全平衡微分差分放大器的方法，进一步包括响应于加速度、压力或声波之一来生成所述输入电压信号。
20.根据权利要求15所述的控制完全平衡微分差分放大器的方法，进一步包括响应于变化的电容值来生成所述输入电压信号。
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