CN105490980B - 一种载波频偏估计方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供了一种载波频偏估计方法和系统，对于来自不同发射机的多个上行链路发射的情况，由于存在多路载波频偏，一个载波频偏对应一个发射机，在这种情况下很难在接收端对载波频偏进行估计和校正。原因就在于接收端的复合时域信号是一个关于载波频偏的高度非线性函数。因此，为了降低复杂度，采用本发明实施例提供的方法和系统，可以在发送OFDM信号前对载波频偏进行校正，目的是在接收端唯一需要校正的偏差是一个公共残留载波频偏。这样接收端可以对接收到的N个OFDM信号进行统一的公共残留载波频偏补偿即可，与现有技术相比，不存在信道估计和载波频偏跟踪会一直受到载波间干扰的影响的现象。

Description

一种载波频偏估计方法和系统

技术领域

本发明涉及通信技术领域，具体的涉及一种载波频偏估计方法和系统。

背景技术

载波同步是通信系统中的重点技术之一，尤其对于OFDM(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，正交频分多路复用技术)体制的通信网络，载波同步技术是整个通信系统能否正常运行、各终端是否能够正常交互的关键所在。

在单用户系统中只存在一个载波频率偏移，接收端可以直接通过分析接收信号的连续相移对其进行估计。例如在时域上分析一个符号末尾处的信号相对于循环前缀的相移，或在频域上分析相邻符号之间导频点上接收信号的相移。

然而在MU-MIMO(Multi-UserMultiple-InputMultiple-Output，多用户多入多出技术)OFDM上行链路中，接收端需要同步多个用户各自不同的载波频偏。为了补偿多个用户各自的载波频偏，接收端首先需要根据信道信息来分离各用户信号，再分别对各自的载波频偏进行补偿。因此MU-MIMOOFDM上行链路中的补偿无在频域上的信道估计和载波频偏跟踪会一直受到载波间干扰的影响。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种载波频偏估计方法和系统，以解决现有技术中接收端首先需要根据信道信息来分离各用户信号，再分别对各自的载波频偏进行补偿。因此MU-MIMOOFDM上行链路中的补偿无在频域上的信道估计和载波频偏跟踪会一直受到载波间干扰的影响问题，其技术方案如下：

一种载波频偏估计方法，应用于上行链路多用户多入多出正交频分多路复用技术MU-MIMO OFDM系统，其特征在于，所述系统包括接收端以及无线台站，所述接收端包括N_r个接收天线，所述无线台站包括N个发射机，N为大于等于1的正整数，N_r为大于等于N的正整数，所述载波频偏估计方法包括：

第i发射机依据与其对应的下行链路的载波频偏估计对待发送的第iOFDM信号进行载波频偏预矫正，所述第i OFDM信号中承载有导频子载波，i为大于等于1小于等于N的正整数，N个所述发射机待发送的N个OFDM信号中承载的导频子载波相同；

接收端依据实际接收到的所述N个OFDM信号中的导频子载波以及所述N个所述发射机待发送的OFDM信号中原始的导频子载波估计出N个OFDM信号的公共残留载波频偏ξ＝(M’M)^-1M’y，其中所述估计公共残留载波频偏ξ＝(M’M)^-1M’y的方法包括：

确定第q个发射机对应的接收导频其中X_q＝diag(x_q,1,x_q,2,……,x_q,N)为来自N路发射机的第q个导频图案的联合导频信号矩阵，H_q是所述第q个导频图案的联合信道，n_q为第q个导频图案的噪声，q为大于等于1小于等于Q的正整数，K为大于等于1小于等于N的正整数；

对所有Q个导频图案的公共相位误差进行联合估计，所述Q个导频图案的输入输出关系为y＝M·p+n，其中，是全部接收导频图案，是与全部导频图案对应的噪声，M＝[(H₁X₁)^T,(H₂X₂)^T,……(H_QX_Q)^T]^T是包含了信道响应和导频信号的联合矩阵，Q为大于等于1的正整数；

确定出公共残留载波频偏ξ＝(M’M)^-1M’y。

其中，所述第i发射机依据与其对应的下行链路的载波频偏估计对待发送的第iOFDM进行载波频便预矫正包括：

所述第i发射机估计相对于所述接收端的载波频偏δ；

确定出所述载波频偏δ与所述第i个OFDM信号的连续时间信号的关系为其中，x_i[n]是所述第i个OFDM信号的第n个时域样本，K是FFT的点数，L是OFDM信号的长度，Ts是采样时间，n为大于等于1小于等于L的正整数，L,K均为大于等于1的正整数；

依据确定出所述第i个OFDM信号的第k个子载波受载波频偏影响得到的所述接收端接收到的信号Y_i,k，

依据所述对所述待发送的OFDM信号进行载波频偏预矫正。

其中，还包括：

所述接收端依据所述公共残留载波频偏ξ＝(M’M)^-1M’y对接收的信号进行补偿，得到最终补偿的信号Y_i,kξ。

一种应用于上行链路多用户多入多出正交频分多路复用技术MU-MIMOOFDM系统，其特征在于，所述系统包括接收端以及无线台站，所述接收端包括N_r个接收天线，所述无线台站包括N个发射机，N为大于等于1的正整数，N_r为大于等于N的正整数；

所述发射机包括预矫正模块，所述预矫正模块用于依据与其对应的下行链路的载波频偏估计对待发送的第i OFDM信号进行载波频偏预矫正，所述第i OFDM信号中承载有导频子载波，i为大于等于1小于等于N的正整数，N个所述发射机待发送的N个OFDM信号中承载的导频子载波相同；

所述接收端包括估计模块，所述估计模块用于依据实际接收到的所述N个OFDM信号中的导频子载波以及所述N个所述发射机待发送的OFDM信号中原始的导频子载波估计出N个OFDM信号的公共残留载波频偏ξ＝(M’M)^-1M’y，所述估计模块包括：

第一确定单元，用于确定第q路接收导频其中X_q＝diag(x_q,1,x_q,2,……,x_q,N)为来自N路发射机的第q个导频图案的联合导频信号矩阵，H_q是所述第q个导频图案的联合信道，n_q为第q个导频图案的噪声，q为大于等于1小于等于Q的正整数；

联合估计单元，用于对所有Q个导频图案的公共相位误差进行联合估计，所述Q个导频图案的输入输出关系为y＝M·p+n，其中，是全部接收导频图案，是与全部导频图案对应的噪声，M＝[(H₁X₁)^T,(H₂X₂)^T,……(H_QX_Q)^T]^T是包含了信道响应和导频信号的联合矩阵，Q为大于等于1的正整数，K为大于等于1小于等于N的正整数；

第二确定单元，用于确定出公共残留载波频偏ξ＝(M’M)^-1M’y。

其中，，其特征在于，所述预矫正模块包括：

载波频偏估计单元，用于所述第i发射机估计相对于所述接收端的载波频偏δ；

第三确定单元，用于确定出所述载波频偏δ与所述第i个OFDM信号的连续时间信号的关系为其中，x_i[n]是所述第i个OFDM信号的第n个时域样本，K是FFT的点数，L是OFDM信号的长度，Ts是采样时间，n为大于等于1小于等于L的正整数，L，K均为大于等于1的正整数；

第四确定单元，用于依据确定出，所述第i个OFDM信号的第k个子载波受载波频偏影响得到的所述接收端接收到的信号Y_i,k，

预矫正单元，用于依据所述对所述待发送的OFDM信号进行载波频偏预矫正。

其中，所述接收端还包括：

补偿模块，用于依据所述公共残留载波频偏ξ＝(M’M)^-1M’y对接收的信号进行补偿，得到最终补偿的信号Y_i,kξ。

上述技术方案具有如下有益效果：

对于来自不同发射机的多个上行链路发射的情况，由于存在多路载波频偏，一个载波频偏对应一个发射机，在这种情况下很难再接收端对载波频偏进行估计和矫正。为了降低复杂度，本发明实施例提供的载波频偏估计方法在发送OFDM信号前对载波频偏进行矫正，目的是在接收端唯一需要矫正的偏差是一个公共残留载波频偏。这样接收端可以对接收到的N个OFDM信号进行统一的公共残留载波频偏补偿即可，与现有技术相比，不需要根据信道信息来分离各用户信息，再分别对各自的载波频偏进行补偿，因此不存在信道估计和载波频偏跟踪会一直受到载波间干扰的影响的现象。

附图说明

图1为本发明实施例提供的一种载波频偏估计方法的一种实现方式的方法流程示意图；

图2为本发明实施例提供的一种载波频偏估计方法中的第i发射机依据与其对应的下行链路的载波频偏估计对待发送的第iOFDM信号进行载波频偏预矫正的一种实现方式的方法流程示意图；

图3为本发明实施例提供的一种MU-MIMO中上行链路中的发射机与接收端的系统框图；

图4为本发明实施例提供的一种应用于上行链路多用户多入多出正交频分多路复用技术MU-MIMOOFDM系统的结构示意图；

图5为本发明实施例提供的一种应用于上行链路多用户多入多出正交频分多路复用技术MU-MIMOOFDM系统中的预矫正模块的一种实现方式的结构示意图。

具体实施方式

为了引用和清楚起见，下文中使用的技术名词的说明、简写或缩写总结如下：

OFDM：OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，正交频分多路复用技术；

MU-MIMO：Multi-UserMultiple-InputMultiple-Output，多用户多入多出技术；

FFT：FastFourierTransformation，快速傅氏变换；

QAM：QuadratureAmplitudeModulation，正交振幅调制；

FEC：ForwardErrorCorrection，前向纠错。

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明可以满足MU-MIMOOFDM系统中载波同步的要求，克服现有技术的不足，提供应用于上行链路MU-MIMOOFDM系统的载波频偏估计方法。对于802.11中传统的单发射机单接收机传输情况，载波频偏通常采用训练样本进行估计随后在接收端进行校正。对于下行链路MU-MIMO的情况，由于无线台站存在多路接收机，每一路接收机会分别进行频偏估计和校正。然而，对于上行链路MU-MIMO的情况，很难在接收端对载波频偏进行估计和校正。原因就在于接收端的复合时域信号是一个关于载波频偏的高度非线性函数。因此，为了降低复杂度，有必要在发送OFDM信号前对载波频偏进行预校正，目的是在接收端唯一需要校正的偏差是一个公共残留载波频偏。本发明给出了上行链路MU-MIMO体制下载波频率同步的详尽步骤描述，结合载波频偏预估计与公共残留载波频偏估计算法实现对于载波频偏的跟踪和校正，以达到载波同步的目的。

本发明的发明思想包括：首先依据发射机对应的下行链路载波频偏估计对发射机的上行链路载波频偏预校正，其次在接收端的对公共残留载波频偏进行误差估计。

请参阅图1，为本发明实施例提供的一种载波频偏估计方法的一种实现方式的方法流程示意图，该方法应用于上行链路多用户多入多出正交频分多路复用技术MU-MIMOOFDM系统，所述系统包括接收端以及无线台站，所述接收端包括Nr个接收天线，所述无线台站包括N个发射机，N为大于等于1的正整数，Nr为大于等于N的正整数，所述载波频偏估计方法包括：

步骤S101：第i发射机依据与其对应的下行链路的载波频偏估计对待发送的第iOFDM信号进行载波频偏预矫正。

本发明实施例中有N个发射机，第i发射机对应的待发送信号为第iOFDM信号。

所述第iOFDM信号中承载有导频子载波，i为大于等于1小于等于N的正整数，N个所述发射机待发送的N个OFDM信号中承载的导频子载波相同。

在上行链路MU-MIMO体制下，由于存在多个发射机即多路数据源，每一路发射机发送的数据源会产生不同的残留载波频偏，因而跟踪残留载波频偏和相位噪声的过程是非常困难的。为了解决这一问题，本发明实施例巧妙的利用了存在于每一个OFDM信号中已知的导频子载波。

步骤S102：接收端依据实际接收到的所述N个OFDM信号中的导频子载波以及所述N个所述发射机待发送的OFDM信号中原始的导频子载波估计出N个OFDM信号的公共残留载波频偏ξ＝(M’M)^-1M’y。

其中ζ＝[ξ₁Kξ_N]^T，其中K为大于等于1小于等于N的正整数，其中，所述估计公共残留载波频偏ξ＝(M'M)-1M'y的方法包括：

步骤S1021：确定第q个发射机对应的接收导频其中X_q＝diag(x_q,1,x_q,2,……,x_q,N)为来自N路发射机的第q个导频图案的联合导频信号矩阵。

Hq是所述第q个导频图案的联合信道，nq为第q个导频图案的噪声，q为大于等于1小于等于Q的正整数。

步骤S1022：对所有Q个导频图案的公共相位误差进行联合估计，所述Q个导频图案的输入输出关系可以表示如下：y＝M·p+n。

其中，

是全部接收导频图案，

是与全部导频图案对应的噪声，M＝[(H₁X₁)^T,(H₂X₂)^T,……(H_QX_Q)^T]^T是包含了信道响应和导频信号的联合矩阵，Q为大于等于1的正整数。

对于独立相位估计，接收端的接收天线数Nr需要大于或等于发射机数。另一方面，对于联合相位估计，需要Q·Nr大于或者等于发射机数。因此，在使用相同数目的导频序列的前提下，对于相同的公共残留载波频偏，联合相位误差估计方法会带来更好的效果。

步骤S1023：确定出公共残留载波频偏ξ＝(M’M)^-1M’y。

对于来自不同发射机的多个上行链路发射的情况，由于存在多路载波频偏，一个载波频偏对应一个发射机，在这种情况下很难在接收端对载波频偏进行估计和校正。原因就在于接收端的复合时域信号是一个关于载波频偏的高度非线性函数。因此，为了降低复杂度，本发明实施例提供的载波频偏估计方法在发送OFDM信号前对载波频偏进行校正，目的是在接收端唯一需要校正的偏差是一个公共残留载波频偏。这样接收端可以对接收到的N个OFDM信号进行统一的公共残留载波频偏补偿即可，与现有技术相比，不需要根据信道信息来分离各用户信号，再分别对各自的载波频偏进行补偿，因此不存在信道估计和载波频偏跟踪会一直受到载波间干扰的影响的现象。

请参阅图2，为本发明实施例提供的一种载波频偏估计方法中的第i发射机依据与其对应的下行链路的载波频偏估计对待发送的第iOFDM信号进行载波频偏预矫正的一种实现方式的方法流程示意图，该方法包括：

步骤S201：所述第i发射机估计相对于所述接收端的载波频偏δ。

发射机隶属于无线台站，无线台站还具有接收机，接收机接收信号的信道和发射机发送信号的信道是一样的，因此可以利用802.11接收机处理下行链路数据、控制或配置帧时已经完成的载波频偏对上行链路进行估计。

步骤S202：确定出所述载波频偏δ与所述第i个OFDM信号的连续时间信号的关系：

其中，x_i[n]是所述第i个OFDM信号的第n个时域样本，K是FFT的点数，L是OFDM信号的长度，Ts是采样时间，n为大于等于1小于等于L的正整数，L,K均为大于等于1的正整数。

可以为第i个OFDM信号的连续时间信号受到一个连续相位的影响而旋转的关系式。

可以令φ＝πδ·(2i+1)·(K+L)/K，注意到由载波频偏引起的相位旋转φ独立于子载波参数，但会从一个OFDM信号变化到下一个。

步骤S202可以使用短训练样本实现粗频偏估计。

步骤S203：依据确定出所述第i个OFDM信号的第k个子载波受载波频偏影响得到的所述接收端接收到的信号Y_i,k，

步骤S204：依据所述

对所述待发送的OFDM信号进行载波频偏预矫正。

在多个载波频偏被独立地估计出来后，每一个无线台站会在发射端对载波频偏进行预校正，载波频偏预校正通常位于逆FFT变换之后，也就是在时域完成。

第i发射机可以将待发送的第iOFDM信号依次进行FEC编码、调制、iFFT、循环前缀、载波频偏预矫正、功率控制、加窗、采样率变换、DAC、功率放大、定时提前后在发射出去。

第i发射机在对第iOFDM信号进行载波频偏估计后的公共残留载波频偏是接收信噪比的函数，因为初始频偏在可以被短训练样本和长训练样本校正的范围内，所以公共残留载波频偏可以近似看作是零均值、方差同信噪比成反比的高斯分布模型。

在上述任一方法实施例中，还可以包括；所述接收端依据公共残留载波频偏ξ＝(M’M)^-1M’y对接收的信号

进行补偿，得到最终补偿的信号Y_i,kξ。

为了本领域技术人员更加理解本发明实施例，本发明实施例提供了一种信道估计的方法。请参阅图3，为本发明实施例提供的一种MU-MIMO中上行链路中的发射机与接收端的系统框图。

图3中显示了4个发射机，分别为发射机401至发射机304，发射机401包括第1OFDM信号模块3011、第一基带处理模块3012、第一射频链路模块3013；发射机302包括第2OFDM信号模块3021、第二基带处理模块3022、第二射频链路模块3023；发射机303包括第3OFDM信号模块3031、第三基带处理模块3032、第三射频链路模块3033；发射机401包括第4OFDM信号模块3041、第四基带处理模块3042、第四射频链路模块3043。图3中还示出了分别与第一射频链路模块3013、第二射频链路模块3023、第三射频链路模块3033、第四射频链路模块3043的发送天线。

接收端312包括至少4个接收天线，图3中只显示了4个接收天线，分别为接收天线305至接收天线308；每一接收端都对应以射频链路，与接收天线305对应的是第五射频链路309；与接收天线306对应的是第六射频链路310；与接收天线307对应的是第七射频链路311；与接收天线308对应的是第八射频链路312。接收端312会将接收到的信号通过处理模块313进行处理。

发送端是N个发射机，接收端具备N_r个接收天线，其中N_r应该大于或者等于N(图3中仅示出了4个发射机和4个接收天线)。由于每一个发射机均采用OFDM调制，设x_i,k为来自第i个无线站台的第k个子载波的QAM发送符号，同时定义发送符号向量为x_k＝[x_1,k,x_2,k,…,x_N,k]^T。设h_i,k为来自第i个发射机的第k个子载波的长度为N_r的频域无线信道响应向量，同时定义联合信道矩阵H_k＝[h_1,k,h_2,k,……,h_N,k]，大小为Nr×N。第k个子载波的接收信号向量可以表示为y_k＝H_kx_k+n_k。上式中，y_k是N_r×1的接收信号向量，n_k是N_r×1的零均值加性高斯白噪声向量。

假设功率控制、定时提前以及采样率变换模块都已实现，因此剩余主要考虑的问题是信道估计误差和载波频偏误差。

当多个发射机同时向同一个接收端发送数据时，每一个子载波的接收信号包含了同时来自于所有发射机的数据。为了将这些发送信号区分开来，需要对所有的发射机做精确的信道估计。在802.11协议中，信道估计是通过在分组前导中插入长训练样本实现的。通过测量接收到的长训练样本，接收机能够根据每一个频率成分在不同的发送接收对之间对无线信号进行估计。

类似于802.11n/ac中正交长训练样本被用来做单用户MIMO情况下的信道估计，正交长训练样本也可以被用于上行链路多用户MIMO的情况。下面给出了针对4个同步无线台站的正交矩阵P：

其中P矩阵的每一行代表不同的无线台站，每一列代表时域上不同的长序列样本符号。根据上述矩阵，在训练周期内第一个无线台站发送LTF，-LTF，LTF，LTF，在相同的训练周期内，第2个无线台站发送LTF，LTF，-LTF，LTF，依次类推。信道估计可以采用同单用户MIMO相同的方式完成。设训练周期内第k个子载波的接收符号为：

Y_k＝H_kP·s_k+N_k

其中，s_k是第k个子载波的长训练样本符号，通常取1或者-1，P代表正交映射矩阵，H_k是第k个子载波上待估计的联合信道矩阵。该信道被估计为如下形式：

对于802.11中传统的单发射机单接收机传输情况，载波频偏通常采用训练样本进行估计随后在接收端进行校正。对于下行链路MU-MIMO的情况，由于存在多路接收机，每一路接收机会分别进行频偏估计和校正。然而，对于上行链路MIMO的情况，来自多路发射端的载波频偏必须在接收端进行估计和校正。

上述本发明公开的实施例中详细描述了方法，对于本发明的方法可采用多种形式的装置实现，因此本发明还公开了多种装置，下面给出具体的实施例进行详细说明。

请参阅图4，为本发明实施例提供的一种应用于上行链路多用户多入多出正交频分多路复用技术MU-MIMOOFDM系统的结构示意图，所述系统包括接收端以及无线台站，所述接收端包括Nr个接收天线，所述无线台站包括N个发射机，N为大于等于1的正整数，Nr为大于等于N的正整数。

所述发射机401包括预矫正模块4011，所述预矫正模块4011用于依据与其对应的下行链路的载波频偏估计对待发送的第iOFDM信号进行载波频偏预矫正。

所述第iOFDM信号中承载有导频子载波，i为大于等于1小于等于N的正整数，N个所述发射机待发送的N个OFDM信号中承载的导频子载波相同。

所述接收端402包括估计模块4021，所述估计模块用于依据实际接收到的所述N个OFDM信号中的导频子载波以及所述N个所述发射机待发送的OFDM信号中原始的导频子载波估计出N个OFDM信号的公共残留载波频偏ξ＝(M’M)^-1M’y，其中ζ＝[ξ₁Kξ_N]^T，其中K为大于等于1小于等于N的正整数，其中，所述估计模块4021包括：

第一确定单元40211，用于确定第q路接收导频其中为来自N路发射机的第q个导频图案的联合导频信号矩阵，H_q是所述第q个导频图案的联合信道，n_q为第q个导频图案的噪声，q为大于等于1小于等于Q的正整数；

联合估计单元40212，用于对所有Q个导频图案的公共相位误差进行联合估计，所述Q个导频图案的输入输出关系可以表示如下：y＝M·p+n，其中，

是全部接收导频图案，

是与全部导频图案对应的噪声，M＝[(H₁X₁)^T,(H₂X₂)^T,……(H_QX_Q)^T]^T是包含了信道响应和导频信号的联合矩阵，Q为大于等于1的正整数；

第二确定单元40213，用于确定出公共残留载波频偏ξ＝(M’M)^-1M’y。

对于来自不同发射机的多个上行链路发射的情况，由于存在多路载波频偏，一个载波频偏对应一个发射机，在这种情况下很难在接收端对载波频偏进行估计和校正。原因就在于接收端的复合时域信号是一个关于载波频偏的高度非线性函数。因此，为了降低复杂度，本发明实施例提供的载波频偏估计方法在发送OFDM信号前对载波频偏进行校正，目的是在接收端唯一需要校正的偏差是一个公共残留载波频偏。这样接收端可以对接收到的N个OFDM信号进行统一的公共残留载波频偏补偿即可，与现有技术相比，不需要根据信道信息来分离各用户信号，再分别对各自的载波频偏进行补偿，因此不存在信道估计和载波频偏跟踪会一直受到载波间干扰的影响的现象。

请参阅图5，为本发明实施例提供的一种应用于上行链路多用户多入多出正交频分多路复用技术MU-MIMOOFDM系统中的预矫正模块的一种实现方式的结构示意图，预矫正模块包括：

载波频偏估计单元501，用于所述第i发射机估计相对于所述接收端的载波频偏δ。

发射机隶属于无线台站，无线台站还具有接收机，接收机接收信号的信道和发射机发送信号的信道是一样的，因此可以利用802.11接收机处理下行链路数据、控制或配置帧时已经完成的载波频偏对上行链路进行估计。第三确定单元502，用于确定出所述载波频偏δ与所述第i个OFDM信号的连续时间信号的关系为

其中，x_i[n]是所述第i个OFDM信号的第n个时域样本，K是FFT的点数，L是OFDM信号的长度，T_s是采样时间，n为大于等于1小于等于L的正整数，L，K均为大于等于1的正整数。

可以令φ＝πδ·(2i+1)·(K+L)/K，注意到由载波频偏引起的相位旋转φ独立于子载波参数，但会从一个OFDM信号变化到下一个。

第三确定单元502可以使用短训练样本实现粗频偏估计。

第四确定单元503，用于依据

确定出，所述第i个OFDM信号的第k个子载波受载波频偏影响得到的所述接收端接收到的信号Y_i,k，

预矫正单元504，用于依据所述

对所述待发送的OFDM信号进行载波频偏预矫正。

在多个载波频偏被独立地估计出来后，每一个无线台站会在发射端对载波频偏进行预校正，载波频偏预校正通常位于逆FFT变换之后，也就是在时域完成。

第i发射机可以将待发送的第iOFDM信号依次进行FEC编码、调制、iFFT、循环前缀、载波频偏预矫正、功率控制、加窗、采样率变换、DAC、功率放大、定时提前后在发射出去。

第i发射机在对第iOFDM信号进行载波频偏估计后的公共残留载波频偏是接收信噪比的函数，因为初始频偏在可以被短训练样本和长训练样本校正的范围内，所以公共残留载波频偏可以近似看作是零均值、方差同信噪比成反比的高斯分布模型。

在上述任一系统实施例中，接收端还可以包括：补偿模块，用于依据公共残留载波频偏ξ＝(M’M)^-1M’y对接收的信号

进行补偿，得到最终补偿的信号Y_i,kξ。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。

还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

对所提供的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所提供的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (6)

1.一种载波频偏估计方法，应用于上行链路多用户多入多出正交频分多路复用技术MU-MIMO OFDM系统，其特征在于，所述系统包括接收端以及无线台站，所述接收端包括N_r个接收天线，所述无线台站包括N个发射机，N为大于等于1的正整数，N_r为大于等于N的正整数，所述载波频偏估计方法包括：

第i发射机依据与其对应的下行链路的载波频偏估计对待发送的第i OFDM信号进行载波频偏预矫正，所述第i OFDM信号中承载有导频子载波，i为大于等于1小于等于N的正整数，N个所述发射机待发送的N个OFDM信号中承载的导频子载波相同；

接收端依据实际接收到的所述N个OFDM信号中的导频子载波以及所述N个所述发射机待发送的OFDM信号中原始的导频子载波估计出N个OFDM信号的公共残留载波频偏ξ＝(M’M)^-1M’y，其中所述估计公共残留载波频偏ξ＝(M’M)^-1M’y的方法包括：

确定第q个发射机对应的接收导频其中X_q＝diag(x_q,1,x_q,2,……,x_q,N)为来自N路发射机的第q个导频图案的联合导频信号矩阵，H_q是所述第q个导频图案的联合信道，n_q为第q个导频图案的噪声，q为大于等于1小于等于Q的正整数；

对所有Q个导频图案的公共相位误差进行联合估计，所述Q个导频图案的输入输出关系为y＝M·p+n，其中，是全部接收导频图案，是与全部导频图案对应的噪声，M＝[(H₁X₁)^T,(H₂X₂)^T,……(H_QX_Q)^T]^T是包含了信道响应和导频信号的联合矩阵，Q为大于等于1的正整数；

确定出公共残留载波频偏ξ＝(M’M)^-1M’y。

2.根据权利要求1所述载波频偏估计方法，其特征在于，所述第i发射机依据与其对应的下行链路的载波频偏估计对待发送的第iOFDM信号进行载波频偏预矫正包括：

所述第i发射机估计相对于所述接收端的载波频偏δ；

确定出所述载波频偏δ与所述第i个OFDM信号的连续时间信号的关系为其中，x_i[n]是所述第i个OFDM信号的第n个时域样本，K是FFT的点数，L是OFDM信号的长度，Ts是采样时间，n为大于等于1小于等于L的正整数，L,K均为大于等于1的正整数；

依据确定出所述第i个OFDM信号的第k个子载波受载波频偏影响得到的所述接收端接收到的信号Y_i,k，

依据所述对所述待发送的OFDM信号进行载波频偏预矫正。

3.根据权利要求2所述载波频偏估计方法，其特征在于，还包括：

所述接收端依据所述公共残留载波频偏ξ＝(M’M)^-1M’y对接收的信号进行补偿，得到最终补偿的信号Y_i,kξ。

4.一种应用于上行链路多用户多入多出正交频分多路复用技术MU-MIMOOFDM系统，其特征在于，所述系统包括接收端以及无线台站，所述接收端包括N_r个接收天线，所述无线台站包括N个发射机，N为大于等于1的正整数，N_r为大于等于N的正整数；

所述发射机包括预矫正模块，所述预矫正模块用于依据与其对应的下行链路的载波频偏估计对待发送的第i OFDM信号进行载波频偏预矫正，所述第i OFDM信号中承载有导频子载波，i为大于等于1小于等于N的正整数，N个所述发射机待发送的N个OFDM信号中承载的导频子载波相同；

所述接收端包括估计模块，所述估计模块用于依据实际接收到的所述N个OFDM信号中的导频子载波以及所述N个所述发射机待发送的OFDM信号中原始的导频子载波估计出N个OFDM信号的公共残留载波频偏ξ＝(M’M)^-1M’y，所述估计模块包括：

第一确定单元，用于确定第q路接收导频其中X_q＝diag(x_q,1,x_q,2,……,x_q,N)为来自N路发射机的第q个导频图案的联合导频信号矩阵，H_q是所述第q个导频图案的联合信道，n_q为第q个导频图案的噪声，q为大于等于1小于等于Q的正整数；

联合估计单元，用于对所有Q个导频图案的公共相位误差进行联合估计，所述Q个导频图案的输入输出关系为y＝M·p+n，其中， 是全部接收导频图案，是与全部导频图案对应的噪声，M＝[(H₁X₁)^T,(H₂X₂)^T,……(H_QX_Q)^T]^T是包含了信道响应和导频信号的联合矩阵，Q为大于等于1的正整数；

第二确定单元，用于确定出公共残留载波频偏ξ＝(M’M)^-1M’y。

5.根据权利要求4所述应用于上行链路多用户多入多出正交频分多路复用技术MU-MIMO OFDM系统，其特征在于，所述预矫正模块包括：

载波频偏估计单元，用于所述第i发射机估计相对于所述接收端的载波频偏δ；

第三确定单元，用于确定出所述载波频偏δ与所述第i个OFDM信号的连续时间信号的关系为其中，x_i[n]是所述第i个OFDM信号的第n个时域样本，K是FFT的点数，L是OFDM信号的长度，Ts是采样时间，n为大于等于1小于等于L的正整数，L，K均为大于等于1的正整数；

第四确定单元，用于依据确定出，所述第i个OFDM信号的第k个子载波受载波频偏影响得到的所述接收端接收到的信号Y_i,k，

预矫正单元，用于依据所述对所述待发送的OFDM信号进行载波频偏预矫正。

6.根据权利要求5所述应用于上行链路多用户多入多出正交频分多路复用技术MU-MIMOOFDM系统，其特征在于，所述接收端还包括：

补偿模块，用于依据所述公共残留载波频偏ξ＝(M’M)^-1M’y对接收的信号进行补偿，得到最终补偿的信号Y_i,kξ。