CN105432024B - 用于执行先进通信系统的预编码矩阵码本设计的方法 - Google Patents

Abstract

提供了为具有4发射天线和二维(2D)M×N发射天线元件的先进通信系统构建秩‑1和/或秩‑2码本的方法和装置。对4‑Tx天线配置而言，双码本结构被考虑。对二维(2D)M×N发射天线元件而言，单码本结构和双码本结构被考虑。

Description

用于执行先进通信系统的预编码矩阵码本设计的方法

技术领域

本申请一般涉及无线通信系统，并且更具体地，涉及数据传输的调度。

背景技术

通信系统包括下行链路(DL)和上行链路(UL)，下行链路(DL)从诸如基站(BS)或节点B的发送点向用户设备(UE)传达信号，而上行链路(UL)从UE向诸如节点B的接收点传达信号。UE通常也被称为终端或移动站，UE可以是固定的或移动的，可以是蜂窝式电话、个人计算机设备等。通常是固定站的节点B还可以被称为接入点或其它等同的术语。

版本11中的已有的4-Tx码本对于交叉极化(cross-polarized，XP)天线设置的表现不好，这种设置实际上是通常使用的天线设置。增强的4-Tx码本设计的目标是改进窄间隔(narrowly-spaced)和宽间隔(widely-spaced)的交叉极化天线设置的性能。

二维(2-D)有源天线阵列可以用于先进通信系统，诸如全维(full dimension)多输入多输出(FD-MIMO)系统。在2-D有源天线阵列中，天线元件被沿垂直方向和水平方向放置。设计用于2-D有源天线阵列的码本包含与下层(underlying)信道模型的水平分量和垂直分量相对应的两个分量。

发明内容

本公开提供执行用于先进通信系统中的预编码矩阵码本设计的系统和方法。

在第一实施例中，提供了一种方法。该方法包括：由基站(BS)经由天线阵列向至少一个用户设备(UE)发送多个信号。该方法还包括在发送之前将码本应用到多个信号，其中，码本以一维4-Tx天线元件和二维M×N天线元件来设计。

在第二实施例中，提供了一种基站。基站包括二维(2D)天线阵列，其包括在2D网格NH×NV中配置的数量M个天线元件和N个天线端口，2D天线阵列被配置为与至少一个用户站通信。基站还包括控制器，其被配置为向信号应用码本，其中，码本以一维4-Tx天线元件和二维M×N天线元件来设计。

在进行以下详细描述之前，对遍及本专利文件使用的某些词汇和短语的定义进行阐述可能是有益的。术语“耦接”以及其派生词是指两个或更多元素之间的任何直接或间接的通信，无论这些元素是否有彼此的物理接触。术语“发送”、“接收”和“通信”以及它们的派生词均包含了直接和间接通信二者。术语“包括”和“包含”以及其派生词意味着包括但不限于。术语“或”是包括性的，意味着和/或。短语“与……相关联”以及其派生词，意味着包括、被包括在……内、与……互连、包含、被包含在……内、连接到或与……相连接、耦接到或与……相耦接、可与……通信、与……协作、交织、并列、接近于、绑定到或与……绑定、具有、具有……的特性、与……有关系等。术语“控制器”意味着控制至少一个操作的任何设备、系统或它们的一部分。这样的控制器可以以硬件或硬件和软件的组合和/或固件来实现。与任何特定控制器相关联的功能可以是集中式的或分布式的，无论是本地还是远程的。短语“……中的至少一个”，当与项目的列表一起使用时，意味着可以使用所列出的项目中的一个或多个的不同的组合，并且可能只需要列表中的一个项目。例如，“A、B和C中的至少一个”包括以下组合中的任何一个：A、B、C、A和B、A和C、B和C、以及A和B和C。

附图说明

为了更加全面地理解本公开及其优点，现在参考结合附图的以下描述，在附图中类似的参考标号代表相似的部分：

图1示出了根据本公开的实施例的无线网络；

图2A示出了根据本公开的实施例的无线发送路径的高级示图；

图2B示出了根据本公开的实施例的无线接收路径的高级示图；

图3示出了根据本公开的实施例的用户设备；

图4示出根据本公开的实施例的4-Tx交叉极化天线配置；

图5示出了根据本公开的实施例的FD-MIMO中的4H×4V交叉极化天线配置；

图6示出了4-Tx码本设计的波束增益；

图7示出了根据本公开的实施例的2维(2-D)均匀矩形阵列(uniform rectangulararray)；

图8A示出了根据本公开的实施例的1维(1-D)同向极化(co-polarized)天线阵列；

图8B示出了根据本公开的实施例的每个天线端口的RF链；

图9示出了根据本公开的实施例的数字预编码操作；

图10示出了根据本公开的实施例的2-D交叉极化天线阵列；

图11示出了根据本公开的实施例的闭环MIMO系统；

图12示出了根据本公开的实施例的3比特非均匀过采样的(non-evenlyoversampled)DFT矢量的波束增益；

图13示出了根据本公开的实施例的3比特均匀过采样(evenly oversampled)的DFT矢量的波束增益；

图14示出了根据本公开的实施例的4比特非均匀过采样的4-Tx DFT矩阵的波束增益；

图15A和图15B示出了根据本公开的实施例的2D同向极化天线阵列；

图16示出了根据本公开的实施例的2D交叉极化天线阵列；

图17示出了根据本公开的实施例的从2D交叉极化阵列构建的两个同向极化阵列；

图18示出了根据本公开的实施例的角度α的定义；

图19示出了根据本公开的实施例的角度α₀和角度θ₀之间的关系；

图20示出了根据本公开的实施例的θ和α的可行区域(feasible region)；

图21示出了根据本公开的实施例的当时指数(exponent)v和h的依赖性；

图22示出了根据本公开的实施例的高层情形(high-rise scenario)；以及

图23示出了根据本公开的实施例的俯仰角的余弦值的量化。

具体实施方式

以下讨论的图1到图23、以及在本专利文件中用来描述本公开的原理的各种实施例仅仅是作为例示，并且不应当被以任何方式解释为对本公开的范围进行限制。本领域技术人员将理解，本公开的原理可以以任何适当安排的蜂窝式系统来实现。

下列文件和标准描述在这里被合并到本公开中，如同在这里被完全地阐述一样：3GPP TS 36.211 v11.1.0，“E-UTRA，物理信道和解调”(REF 1)；3GPP TS 36.212 v11.1.0，“E-UTRA，复用和信道编码”(REF 2)；3GPP TS 36.213 v11.1.0，“E-UTRA，物理层程序”(REF3)；R1-130554，“关于CSI反馈增强”，Ericsson，ST-Ericsson，Malta，2013年1月(REF 4)；以及R1-130012，“情形A中4TX MU-MIMO的性能估计”，Huawei，2013年1月(REF 5)。

图1示出了根据本公开的一个实施例的无线网络100。图1中示出的无线网络100的实施例只是为了例示。无线网络100的其它实施例也能够被使用而不脱离本公开的范围。

无线网络100包括节点B 101、节点B 102、以及节点B 103。节点B 101与节点B 102和节点B 103通信。节点B 101还与网际协议(IP)网络130(诸如互联网、专有IP网络、或其它数据网络)通信。

根据网络类型，其它熟知的术语也可以用来代替“节点B”，诸如“eNodeB”或“eNB”、“发送点”(TP)、“基站”(BS)、“接入点”(AP)、或“eNodeB”(eNB)。为了方便起见，这里使用的术语节点B应该是指提供对于远程终端的无线接入的网络基础设施组件。

为了方便起见，术语“用户设备”或“UE”在这里用来指定无线接入节点B的任何远程无线设备，无论UE是移动设备(例如，蜂窝式电话)还是通常认为的固定(stationary)设备(例如，桌上型个人计算机、自动售货机等)。并且，根据网络类型，其它熟知的术语也可以用来代替“用户设备”或“UE”，诸如“移动站”、“用户站”、“远程终端”、“无线终端”、或“用户装置”。为了方便起见，本专利文件中使用的术语“用户设备”和“UE”是指无线接入节点B的远程无线设备，无论UE是移动设备(诸如移动电话或智能电话)还是通常认为的固定设备(诸如桌上型计算机或自动售货机)。

节点B 102向节点B 102的覆盖区域120内的第一多个用户设备(UE)提供对网络130的无线宽带接入。第一多个UE包括：UE 111，其可以位于小型商业；UE 112，其可以位于企业；UE 113，其可以位于WiFi热点；UE 114，其可以位于第一住宅；UE 115，其可以位于第二住宅；以及UE 116，其可以是移动设备，诸如蜂窝式电话、无线膝上型计算机、无线PDA等。UE 111-116可以是任何无线通信设备，诸如，但是不限于，移动电话、移动PDA、以及任何移动站(MS)。节点B 103向节点B 103覆盖区域125内的第二多个UE提供无线宽带接入。第二多个UE包括UE 115和UE 116。在一些实施例中，节点B 101-103中的一个或多个能够使用5G、LTE、LTE-A、WiMAX、或其它先进无线通信技术彼此通信以及与UE 111-116通信，如本公开的实施例中所描述的。

虚线示出了覆盖区域120和125的大概程度，仅仅为了例示和说明的目的，其被示出为大致的圆形。应当清楚地理解，与基站相关联的覆盖区域，例如，覆盖区域120和125，可以根据基站的配置以及与自然障碍和人工障碍相关联的无线电环境的变化，而具有其它形状，包括不规则的形状。

如以下更详细描述的，节点B 102和节点B 103中的一个或多个包括被配置为执行用于先进无线通信系统的预编码矩阵码本设计的处理电路，诸如发送电路。

虽然图1描绘了无线网络100的一个示例，但是可以对图1进行各种改变。例如，另一种类型的数据网络，诸如有线网络，可以代替无线网络100。在有线网络中，网路终端可以替换节点B 101-103和UE 111-116。有线连接可以替换图1中描绘的无线连接。

图2A是无线发送路径的高级示图。图2B是无线接收路径的高级示图。在图2A和图2B中，发送路径200可以实现在例如节点B 102中，而接收路径250可以实现在例如UE(诸如图1的UE 116)中。然而，将理解的是，接收路径250可以实施在节点B(例如，图1的节点B102)中，而发送路径200可以实现在UE中。在某些实施例中，发送路径200和接收路径250被配置为在波束成形的蜂窝式系统中执行用于上行链路控制信道复用的方法，如本公开的实施例中所描述的。eNB 101-103中的每一个能够包括被配置为执行用于先进无线通信系统的预编码矩阵码本设计的方法的处理器、或处理电路，如本公开的实施例中所描述的。

发送路径200包括信道编码和调制块205、串-至-并(S-to-P)块210、N点快速傅里叶逆变换(IFFT)块215、并-至-串(P-to-S)块220、添加循环前缀块225、以及上变频器(UC)230。接收路径250包括下变频器(DC)255、去除循环前缀块260，串-至-并(S-to-P)块265，N点快速傅里叶变换(FFT)块270、并-至-串(P-to-S)块275、以及信道解码和解调块280。

图2A和图2B中的至少一些组件可以以软件来实现，而其他组件可以通过可配置的硬件(例如，一个或多个处理器)或软件和可配置的硬件的混合物来实现。具体地说，应当注意到，本公开文件中描述的FFT块和IFFT块可以实施为可配置的软件算法，其中点数N的值可以根据实施方式来修改。

而且，虽然本公开指向实现快速傅里叶变换和快速傅里叶逆变换的实施例，但是这仅仅是作为例示，而不应当被解释为限制本公开的范围。将理解，在本公开替换的实施例中，快速傅里叶变换函数和快速傅里叶逆变换函数可以容易地分别由离散傅里叶变换(DFT)函数和离散傅里叶逆变换(IDFT)函数替代。将理解，对于DFT和IDFT函数，N变量的值可以是任何整数(即，1、2、3、4等)，而对于FFT和IFFT函数，N变量的值可以是作为2的幂的任何整数(即，1、2、4、8、16等)。

在发送路径200中，信道编码和调制块205接收信息比特的集合，应用编码(例如，turbo编码)，并调制(例如，四相移相键控(QPSK)或正交调幅(QAM))输入的比特，以产生频域调制符号的序列。串-至-并块210将串行调制的符号转换(即，去复用)为并行数据，以产生N个并行符号流，其中N是节点B 102和UE 116中使用的IFFT/FFT点数。然后，N点IFFT块215对N个并行符号流执行IFFT运算以产生时域输出信号。并-至-串块220转换(即，复用)来自N点IFFT块215的并行时域输出符号以产生串行时域信号。然后，添加循环前缀块225将循环前缀插入时域信号。最后，上变换器230将添加循环前缀块225的输出调制(即，上变频)到RF频率用于经由无线信道发送。在变频到RF频率之前，信号还可以在基带进行滤波。

经过无线信道之后，所发送的RF信号到达UE 116，并且执行节点B 102处的那些运算的反向运算。下变频器255将接收到的信号下变频到基带频率，而移除循环前缀块260移除循环前缀以产生串行时域基带信号。串-至-并块265将时域基带信号转换为并行时域信号。然后，N点FFT块270执行FFT算法以产生N个并行频域信号。并-至-串块275将并行频域信号转换到调制的数据符号的序列。信道解码和解调块280进行解调，然后解码调制的符号以恢复原始输入数据流。

节点B 101-103中的每一个可以实现类似于在下行链路中向UE 111-116发送的发送路径，并且可以实现类似于在上行链路中从UE 111-116接收的接收路径。类似地，UE111-116中的每一个可以实现与用于在上行链路向节点B 101-103发送的体系结构相对应的发送路径，并且可以实现与用于在下行链路中从节点B 101-103接收的体系结构相对应的接收路径。

图2A和图2B中的每一个组件可以仅使用硬件或使用硬件和软件/固件的组合来实现。作为特定的示例，图2A和图2B中的至少一些组件可以以软件来实现，而其它组件可以通过可配置的硬件或软件与可配置的硬件的混合物来实现。例如，FFT块270和IFFT块215可以实现为可配置的软件算法，其中点数N的值可以根据实施方式来修改。

而且，虽然描述为使用FFT和IFFT，但是这仅仅是作为例示，并且不应该被解释为限制本公开的范围。其它类型的变换，诸如离散傅里叶变换(DFT)和离散傅里叶逆变换(IDFT)函数，能够被使用。将理解，对于DFT和IDFT函数，变量N的值可以是任何整数(诸如，1、2、3、4等)，而对于FFT和IFFT函数，变量N的值可以是作为2的幂的任何整数(诸如，1、2、4、8、16等)。

虽然图2A和图2B示出了无线发送和接收路径的示例，但是可以对图2A和图2B进行各种改变。例如，图2A和图2B中的各种组件可以被组合、进一步更细分、或省略，并且附加的组件还可以根据特定的需要来添加。并且，图2A和图2B是为了示出可以在无线网络中使用的发送和接收路径的类型的示例。任何其它适当的体系结构可用于支持无线网络中的无线通信。

图3示出了根据本公开的实施例的UE。图3中示出的用户设备的实施例，诸如UE116，仅仅是为了例示。无线用户站的其它实施例也可以使用，而不脱离本公开的范围。虽然作为示例描绘了MS 116，但是图3的描述可以相等地应用到UE 111、UE 112、UE 113、UE114、以及UE 115中的任何一个。

UE 116包括天线305、射频(RF)收发器310、发送(Tx)处理电路315、麦克风320、以及接收(Rx)处理电路325。UE 116还包括扬声器330、主处理器340、输入/输出(I/O)接口(IF)345、键盘350、显示器355、以及存储器360。存储器360还包括基本操作系统(OS)程序361和多个应用362。

射频(RF)收发器310从天线305接收由无线网络100的节点B发送的传入(incoming)RF信号。射频(RF)收发器310下变换传入RF信号以产生中频(IF)或基带信号。IF或基带信号被发送到接收器(Rx)处理电路325，其通过滤波、解码、和/或数字化基带或IF信号来产生处理后的基带信号。接收器(Rx)处理电路325向扬声器330发送处理后的基带信号(诸如，用于语音数据)，或者向主处理器340发送处理后的基带信号用于进一步的处理(诸如，用于网络浏览数据)。

发送器(Tx)处理电路315从麦克风320接收模拟或数字语音数据或者从主处理器340接收其它传出(outgoing)基带数据(例如，网络数据、电子邮件、交互式视频游戏数据)。发送器(Tx)处理电路315编码、复用、和/或数字化传出基带数据以产生处理后的基带或IF信号。射频(RF)收发器310从发送器(Tx)处理电路315接收传出的处理后的基带或IF信号。射频(RF)收发器310将基带或IF信号上变频到经由天线305发送的射频(RF)信号。

在一定的实施例中，主处理器340是微处理器或微控制器。存储器360耦接到主处理器340。根据本公开的一些实施例，存储器360的一部分包括随机存取存储器(RAM)，存储器360的另一部分包括闪速存储器，其用作只读存储器(ROM)。

主处理器340可以由一个或多个处理器组成，并且运行存储在存储器360中的基本操作系统(OS)程序361，以便控制无线用户站116的总体操作。在一个这样的操作中，按照熟知的原理，主处理器340通过射频(RF)收发器310、接收器(Rx)处理电路325、以及发送器(Tx)处理电路315，控制前向信道信号的接收和反向信道信号的发送。主处理器340可以包括被配置为分派一个或多个资源的处理电路。例如，主处理器340能够包括分配器处理电路和检测器处理电路，分配器处理电路被配置为分配唯一载波指示符，而检测器处理电路被配置为检测在C个载波之一中调度PUSCH发送的PDSCH接收的PDCCH。

主处理器340能够运行居于存储器360中的其它进程以及程序，诸如用于针对先进无线通信系统的预编码矩阵码本设计的操作，如本公开的实施例中所描述的。主处理器340能够按照运行的进程的要求，将数据移入或移出存储器360。在一些实施例中，主处理器340被配置为运行多个应用362，诸如用于MU-MIMO通信的应用，包括获得PDCCH的控制信道元素。主处理器340可以基于OS程序361或响应于从BS 102接收的信号来操作多个应用362。主处理器340还耦接到I/O接口345。I/O接口345向用户站116提供了连接到诸如膝上型计算机和手持式计算机的其它设备的能力。I/O接口345是这些附件和主控制器340之间的通信路径。

主处理器340还耦接到键盘350和显示单元355。用户站116的操作者使用键盘350将数据输入到用户站116中。显示器355可以是能够渲染(render)文本和/或来自网站的至少有限的图形的液晶显示器。替换的实施例可以使用其它类型的显示器。

虽然图3示出了UE 116的一个示例，但是可以对图3进行各种改变。例如，图3中的各种组件可以被组合、进一步更细分、或省略，并且附加的组件还可以根据特定的需要来添加。作为特定的示例，主处理器340可以被划分为多个处理器，诸如一个或多个中央处理单元(CPU)和一个或多个图形处理单元(GPU)。并且，虽然图3示出了配置为移动电话或智能电话的UE 116，但是UE可以被配置为操作为其它类型的移动或固定的设备。

节点B以被称为控制信道元素(CCE)的单位发送PDCCH。节点B，诸如节点B 102或节点B 103，发送多种类型的RS中的一个或多个，所述多个类型的RS包括UE-公共RS(CRS)、信道状态信息RS(CSI-RS)、以及解调RS(DMRS)。CRS基本上通过DL系统带宽(BW)来发送，并且能够被UE使用，诸如UE 116，以解调数据或控制信号或者执行测量。UE 116可以确定节点B天线端口的数量，CRS通过从节点B发送的广播信道从所述节点B天线端口被发送。为了减少CRS开销，节点B可以在时域和/或频域上以比CRS更小的密度来发送CSI-RS。UE可以通过来自节点B的更高层信令确定CSI-RS发送参数。DMRS只在各个PDSCH的BW中发送，而UE能够使用DMRS来解调PDSCH中的信息。

图4示出了根据本公开的实施例的4发送(4-Tx)交叉极化(XP)天线设置。图4中示出的4-Tx XP天线设置900的实施例仅是为了例示。其它实施例也可以使用，而不脱离本公开的范围。

在实践中，4-Tx XP天线设置900的实施例是通常使用的天线设置。4-Tx XP天线设置900的实施例包括两对发送天线，每对发送天线包括具有+45度极化方向的一个天线(910或930)和具有-45度极化方向的另一个天线(920或940)。也就是说，第一对天线包括具有+45°极化方向的第一天线910和具有-45°极化方向的第二天线920。此外，第二对天线包括具有+45°极化方向的第三天线930和具有-45°极化方向的第四天线940。

图5示出了根据本公开的实施例的装备有4×4交叉极化有源天线元件的BS天线阵列。图5中示出的天线阵列1000的实施例仅是为了例示。其它实施例也可以使用，而不脱离本公开的范围。

在示例中，图5中示出的天线阵列1000包括按照行1010、1020、1030、1040和列1050、1060、1070、1080排列的天线对。每一列包括4对交叉极化的天线元件，而每一行包括4对交叉极化的天线元件。在每一对交叉极化的天线中，第一天线具有+45°极化，而第二天线具有-45°极化。

通信系统由下行链路(DL)和上行链路(UL)组成，在下行链路(DL)中信号从基站(BS)、节点B或发送点(TP)发送到用户设备(UE)，在上行链路(UL)中信号从UE发送到BS或节点B。例如，在DL中，节点B 102能够向UE 116发送信号。在UL中，UE 116能够向节点B 102发送信号。

预编码矩阵W版本10 8-Tx码本能够被写成两个预编码矩阵的乘积，所述两个预编码矩阵分别称为内预编码器(inner precoder)和外预编码器(outer precoder)。内预编码器具有块对角结构(block-diagonal structure)，并且被用来捕获宽带和长期的信道特性，而外预编码器被用来捕获频率选择性的(frequency-selective)和短期的信道特性。算术地，预编码矩阵W可以表示为W＝W₁W₂，其中W₁和W₂分别表示内预编码器和外预编码器。这样的结构也被称为双码本W₁W₂结构。内预编码器W₁具有以下块对角结构：

提出了基于8-Tx双码本W₁W₂设计原理的4-Tx码本设计。具体地说，内预编码器W₁遵循在等式(2)中给出的相同结构，其中X是从以下集合中选择的2×1矢量：

对于秩1和秩2。对于秩1，外预编码器W₂从以下集合中选择：

以及，对于秩2，外预编码器W₂从以下集合中选择：

对于秩1，用于发送W₁的PMI和发送W₂的PMI的开销分别是4比特和2比特。对于秩2，用于发送W₁的PMI和发送W₂的PMI的开销分别是4比特和1比特。图6示出了根据REF 5的4-Tx码本设计的示例波束增益。

图7示出了根据本公开的实施例的方位角(azimuth angle)和俯仰角(elevationangle)(也称为天顶角(zenith angle))。图7中示出的方位角和俯仰角的实施例仅是为了例示。其它实施例也可以使用，而不脱离本公开的范围。更具体地说，方位角被定义为在正x轴方向与节点B 102和UE 116之间的直线对xy平面的投影矢量之间的角度，而俯仰角被定义为在正z轴与节点B 102和UE 116之间的直线之间的角度。

图8A示出了根据本公开的实施例的1-D同向极化(co-polarized)天线阵列，其中N个虚拟天线端口，即，天线端口(AP)0到N-1被放置在基本水平的轴上。图8A中示出的1-D同向极化天线阵列1300的实施例仅是为了例示。其它实施例也可以使用，而不脱离本公开的范围。在图8A中示出的示例中，天线端口中的每一个以许多物理天线来构建，例如，1305,0。

图8B示出了根据本公开的实施例的每一个天线端口被映射到放置在基本上垂直的轴1355上的M个天线的示例。图8B中示出的天线端口映射1350的实施例仅是为了例示。其它实施例也可以使用，而不脱离本公开的范围。包括天线端口的所述M个天线中的每一个连接到移相器1360。对于每个天线端口，功率放大器块1365紧接着连接在载波调制块1370之后，其信号输出被分(split)到这些M个移相器中。对于N_IFFT点的每个天线端口的基带发送天线输入经过OFDM数字链1375，该OFDM数字链1375包括IFFT、P/S、添加CP、以及DAC。

图9示出了根据本公开的实施例的数字预编码操作。图9中示出的数字预编码操作1400的实施例仅是为了例示。其它实施例也可以使用，而不脱离本公开的范围。在图9中示出的示例中，J个输入信号(J≤N)1405被输入到数字预编码矩阵1410中。用于N个天线端口的基带Tx输入信号1420通过将(NxJ)数字预编码矩阵1410预乘(pre-multiplying)到J个输入信号(J≤N)1405来构建。

在本公开中，f_c被定义为载波频率，而λ_c被定义为载波频率f_c的相应的波长。在UE处的接收天线处观察到的时域基带等效模型h(τ)由下给出：

其中L被定义为多路径的数量，α_l表示与第l条路径相关联的复数(complexnumber)，θ_l是第l条路径的方位角，a(h_l)是定义为 的M×1导向矢量，以及τ_l被定义为第l条路径的传播延迟。当导向矢量a(h_l)被应用到包括天线端口的M个元件时，从天线阵列发射的信号将具有在俯仰域(elevationdomain)中被导向到θ_l方向的波束。因此，在(1)中描述的模型的频域表示由下给出：

在特定频率的信道H(f)的空间协方差矩阵被定义为：

R_H＝E[|α₀|²][a(h₀)a^H(h₀)]

(8)

相应地，R_H的最显著的特征矢量是c＝βa(h₀)，β是功率归一化因子。

图10示出了根据本公开的实施例的2-D交叉极化天线阵列。图10中示出的2-D交叉极化天线阵列1500的实施例仅是为了例示。其它实施例也可以使用，而不脱离本公开的范围。

在LTE版本10和12中，8-Tx码本和4-Tx增强码本被分别规定在所述标准中。版本10中的8-Tx码本和版本12中的4-Tx增强码本被设计用于如图10中所示的交叉极化天线。在交叉极化天线系统中，天线元件中的每一列包括M对天线，其中，每一对包括具有+45°极化方向的第一天线和具有-45°极化方向的第二天线。每一列中具有相同的极化方向的那些M个天线包括天线端口。例如，对于最左侧的列，图10中示出的AP 0，天线端口1510包括具有+45°极化的那些M个天线元件，而图10中示出的AP N/2-1，天线端口1515包括具有-45°极化的那些M个天线元件。包括天线端口的那些M个天线元件能够通过RF链来馈送(feed)，诸如图8A和图8B中示出的RF链1350。用于这个交叉极化天线系统的码本是基于双码本结构来设计的，其中码字(预编码矩阵)W能够被表示为两个预编码矩阵W₁和W₂的乘积，即，W＝W₁W₂。更具体地说，内预编码矩阵W₁被用来捕获长期的和宽带的信道特征，而外预编码矩阵W₂被用来捕获短期的和频率选择性的信道特征。版本10中的8-Tx双码本和版本12中的4-Tx增强双码本中的秩-1W₁包括离散傅里叶变换(DFT)矢量(参见REF3)，想要采用DFT矢量的形式在方位角域中与将应用于同向极化元件(即，图7中的+45°极化元件或-45°极化元件)的波束导向矢量a(h₀)对准。此外，版本8 4-Tx码本也包含DFT矢量作为码字。

节点B 102发送小区专用(cell-specific)参考信号(CRS)以便利于其服务UE的控制信号的解调、信道状态信息(CSI)的估计、以及在物理下行链路共享信道(PDSCH)上携载的数据的解调。节点B 102还可以配置CSI参考信号(CSI-RS)以便利于UE CSI估计。在处理参考信号时，无论是CRS还是CSI-RS，UE 116估计CSI，其包括预编码矩阵指示符(PMI)、秩指示符(RI)、以及信道质量指示符(CQI)中的至少一个。然后，根据eNB的配置(或更高层配置)，UE 116通过使用具有多达11比特的有效负载大小的格式2/2a/2b的物理上行链路控制信道(PUCCH)、或者通过没有有效负载大小限制的物理上行链路共享信道(PUSCH)，来反馈估计的CSI。PUCCH反馈通常配置有固定的周期，而PUSCH反馈由节点B 102经由在物理下行链路控制信道(PDCCH)上发送的上行链路下行链路控制信息(DCI)中携载的(多个)CSI触发比特来动态地触发。

图11示出了根据本公开的实施例的闭环MIMO系统。图11中示出的闭环MIMO系统1600的实施例仅是为了例示。其它实施例也可以使用，而不脱离本公开的范围。

发送器1610将预编码矩阵W应用到输入信号X₁X₂，并向接收器1620发送信号。闭环MIMO系统中的接收器1620估计信道，搜索最优预编码矩阵，并将PMI以及其它信息反馈到发送器。已知在发送器1610处的信道状态信息(CSI)可用于改进MIMO系统的性能。在频分双工(FDD)系统中，在发送器1610处获取CSI要求来自接收器1620的反馈。具体地说，PMI是重要类型的CSI，其需要以良好的精确度被反馈到发送器1610。可替换地，精确的PMI反馈要求很大的通信开销，这将降低系统性能。因此，适当的预编码码本设计在实现期望的性能和开销折衷中扮演了重要的角色。

在一定的实施例中，在所提出的4-Tx码本设计中，相同的双码本W₁W₂结构被用来获得新的4-Tx码本，例如，W＝W₁W₂。在已有的增强4-Tx码本设计(参见REF 3和REF 4)中，X中的波束矢量通过均匀过采样4-Tx DFT矢量来获得，即，不像已有的设计(参见REF3和REF 4)，波束矢量的设计通过非均匀地过采样4-Tx DFT矢量来获得。对于3比特W₁码本，提供了以下设计其中，从中选择X的8个可能的值。X的这些8个可能的值的一个示例结构被如下示出：

由于存在8个可能的内预编码器，用于W₁的反馈的开销是3比特。

图12示出了根据本公开的实施例的对于方位角扩展(azimuth angular spread)的波束增益。图12中示出的波束增益的实施例仅是为了例示。其它实施例也可以使用，而不脱离本公开的范围。例如，图12中示出的对于方位角扩展的波束增益是用于上面提出的4-Tx码本设计。对于秩1和秩2的外预编码器被选为在REF 3中提出的外预编码器。3比特4-Tx码本的另一个示例构建基于如下均匀采样的DFT矢量：对位于大约90度扩展左右的角度扩展(angular spread)内的UE 116，所提出的3比特码本具有与REF 3中提出的4比特码本大概相同的分辨率(resolution)。与示出均匀过采样的DFT矢量的图13相比，在接近0度和180度的波束矢量(由表示的矢量)具有更低的密度。如果UE密集地位于集中在90度的小的角度扩展内，则所提出的3比特码本的实施例产生与均匀过采样的4比特4-Tx DFT码本类似的性能。

在一定的实施例中，用于X的码本是的子集，其中，该子集包括通过8个不同的n值索引的(indexed)8个不同的矢量。该子集包括两组不同的矢量，其中一组具有N₁个元素，另一组具有N₂个元素，N₁+N₂＝8。包括N₁个元素的第一组，对于n具有floor(N₁/2)(或者ceiling(N₁/2))个从0增加的连续整数，而对于n具有ceiling(N₁/2)(或者floor(N₁/2))个从15减小的连续整数。包括在第二组中的N₂个元素是来自从floor(N₁/2)到16-ceiling(N₁/2)(或者ceiling(N₁/2)到16-floor(N₁/2))的整数的粗糙采样的数。此方法的实施例可以被容易地概括为的任意集合，其中N是2^k，而k是正整数。

在一定的实施例中，对于4比特4-Tx码本，波束矢量的设计通过非均匀地过采样4-Tx DFT矢量来获得。对于4比特4-Tx W₁码本，具有从以下集合中选择的X的以下设计示出在图14中：

考虑到过采样因子是2的幂，n比特4-Tx内预编码器是基于非均匀地过采样的DFT矢量来设计的。内预编码器W₁具有与等式(1)相同的块对角结构。矢量X如下获得，其中N＝2ⁿ并且矢量X从以下集合中选择：

在这个实施例中，波束矢量被限制在包含通过作为2的幂的因子来过采样的波束矢量的集合。这种结构导致了集中在90°的更密集的波束分布以及在接近0°和180°的更稀疏的波束分布。外预编码器W₂被选为与对于秩1和秩2在REF 3中的相同的外预编码器。请注意，这个设计并不假设实施例1和实施例2为特殊的情况。例如，对于n＝4，从以下集合中选择矢量X：

其中

与实施例3相比，对于波束矢量X，考虑更一般的选择。对于n比特设计，从以下集合中选择波束矢量X：

其中s(n)表示N个元素的实数序列。具体地说，序列s(n)可以是有理数序列，其可以被表示为其中p_n，q_n为整数。

考虑对于秩-1和秩-2的4比特W₁和4比特W₂的4-Tx码本设计受到以下限制：

每个W₁中的波束N_b的数量被限制在2或4，以及

预编码矩阵W₁对于秩1和秩2两者是一样的。

用于这个实施例的目标天线配置是近间隔的(closely-spaced)和宽间隔的(widely-spaced)交叉极化4-Tx天线。考虑到在近间隔和宽间隔的交叉极化4-Tx天线中的性能，N_b波束中的每一组由所谓几乎平行波束(2个波束之间的角度接近0度)和正交波束(2个波束之间的角度为90度)组成。考虑到子带频率选择性预编码的慢时变信道效应和边界效应，在W_k和W_k+1之间允许0、1或2个重叠波束。对于N_b＝4，W₁表达为：

用于N_b＝4的4比特W₁的设计，并将矢量u_k定义为：

其中

对于Q₁＝16，

选项A1：在此选项中，矩阵X_k被选择为：

X_k＝{[u_{k mod 16} u_{(k+1)mod 16} u_{(k+2)mod 16} u_(k+9)mod16]}，k＝0，...，15。

(17)

在这个设计中，在X_k和X_k+1之间存在两个重叠波束。对于每个X_k，一对正交波束，即，u_{(k+1)mod 16}和u_{(k+9)mod 16}，以及三个波束u_{k mod 16}u_{(k+1)mod 16}u_{(k+2)mod 16}几乎平行。

选项A2：在此选项中，矩阵X_k被选择为：

X_k＝{[u_{k mod 16} u_{(k+1)mod 16} u_{(k+8)mod 16} u_{(k+9)mod 16}]}，k＝0，...，15

(18)

在这个设计中，在X_k和X_k+1之间存在单一重叠波束。对于每个X_k，两对正交波束，即，u_{k mod 16}和u_{(k+8)mod 16}以及u_{(k+1)mod 16}和u_{(k+9)mod 16}，以及两个波束u_{k mod 16}和u_(k+1)mod16几乎平行。

对于Q₁＝32，

选项B1：在这个选项中，矩阵X_k被选择为：

X_k＝{[u_{2k mod 32} u_{(2k+1)mod 32} u_{(2k+2)mod 32} u_{(2k+17)mod 32}]}，k＝0，...，15

(19)

在这个设计中，在X_k和X_k+1之间存在单一重叠波束。对于每个X_k，一对正交波束，即，u_{(2k+1)mod 32}和u_{(2k+17)mod 32}，以及三个波束u_{2k mod 32}，u_{(2k+1)mod 32}，u_{(2k+2)mod 32}几乎平行。

选项B2：在这个选项中，矩阵X_k被选择为：

X_k＝{[u_{2k mod 32} u_{(2k+1)mod 32} u_{(2k+16)mod 32} u_{(2k+17)mod 32}]}

在这个设计中，在X_k和X_k+1之间没有重叠波束。对于每个X_k，两对正交波束，即，u_{2k mod 32}和u_{(2k+16)mod 32}以及

u_{(2k+1)mod 32}和u_{(2k+17)mod 32}，以及两个波束u_{2k mod 32}和u_{(2k+1)mod 32}几乎平行。

选项B3：在这个选项中，矩阵X_k被选择为：

X_k＝{[u_{k mod 32} u_{(k+8)mod 32} u_{(k+16)mod 32} u_{(k+24)mod 32}]}k＝0，…，7

(20)

X_k＝{[v_{k mod 32} v_{(k+8)mod 32} v_{(k+16)mod 32} v_{(k+24)mod 32}]}，k＝8，...，15

(21)

其中，

选项B4：在这个选项中，矩阵X_k如：

选项B5：在这个选项中，矩阵X_k如：

以及

选项B6：在这个选项中，矩阵X_k为：

其与以下方案2a中给出的相同。对于秩-2，预编码矩阵W₂由下式给出：

其中对于(Y₁，Y₂)＝(e_i，e_l)，其中q₁：＝e^j2π/32。

在RAN1#73会议中，同意以下码本方案2a和方案2b之一将被选择：

方案2a：

其中，n＝0，1，...，15

其中，q₁＝e^j2π/32

对于秩1，

并且Y∈{e₁，e₂，e₃，e₄}，以及

对于秩2，

并且，(Y₁，Y₂)＝(e_i，e_k)∈{(e₁，e₁)，(e₂，e₂)，(e₃，e₃)，(e₄，e₄)，(e₁，e₂)，(e₂，e₃)，(e₁，e₄)，(e₂，e₄)}

方案2b：

其中，n＝0，1，...，15

其中，q₁＝e^j2π/32

对于秩1，

并且Y∈{e₁，e₂，e₃，e₄}，以及

对于秩2，

并且

并且

在这些码本提议中，方案2a和方案2b，X_n和X_n+8包含相同的波束集合，其导致某个大数量的重复的秩-2码字。为了解决这个问题，选项B3-B5通过使所有X_n对于n＝0,1,……,15具有不同的波束集合(并因此所有W的都是不同的)来提出。选项B6通过修改秩-2W₂来提出。使用B3-B5选项，对于秩-1和秩-2的新的W₁是不同的。因此，总体码字W都是不同的。对于选项B6，争论如下给出。对于方案2a和2b，X_n+8＝X_nP_π，其中P_π是如下定义的置换矩阵：

对于n＝0，1，...，15，

可替换地，总体码字W属于：

对于

n＝0，1，…，7

(30)

以及

对于n＝8,9,…,15

(31)

对于n＝0，1，...，7，

而对于，n＝8，9，...，15，

结果，(α(i)Y_i，α(l)Y_l)≠(α(i)P_πY_i，α(l)P_πY_l)。因此，对于秩2，没有重复的码字。

对于N_b＝2的4比特W₁的设计

对于Q₁＝16，

选项C1：在这个选项中，矩阵X_k被选择为：

X_k＝{[u_{k mod 16} u_{(k+1)mod 16}]}，k＝0，...，15

(34)

在这个设计中，在X_k和X_k+1之间存在单一重叠波束。对于每个X_k，两个波束u_k mod16和u_(k+1)mod 16几乎平行。

选项C2：在这个选项中，矩阵X_k被选择为：

X_k＝{[u_{k mod 16} u_{(k+8)mod 16}]}，k＝0，...，15

(35)

在这个设计中，在X_k和X_k+1之间没有出现重叠波束。对于每个X_k，存在一对正交波束，即，u_{k mod 16}和u_{(k+8)mod 16}。

对于4比特W₂的设计

对于秩1和秩2，预编码矩阵W₂由下式给出：

W₂＝[a₁…a_R]

(36)

其中a_r定义为：

选项a：

秩1：在这个选项中，预编码矩阵W₂被选择为8-Tx W₂(与8-Tx码本相同)

其中Y属于其中表示单位矩阵的第i列。在这个选项中，相同的波束被选择用于两个不同的极化。

秩2：在这个选项中，预编码矩阵与8-Tx W₂相同

选项b：

秩1：在这个选项中，预编码矩阵W₂被选择为：

其中Y₁和Y₂属于其中表示单位矩阵的第i列。在这个选项中，不同的波束可以被选择用于两个不同的极化。

秩2：在这个选项中，预编码矩阵与8-Tx W₂相同

对于在选项A1和B1中给出的W₁，(Y₁,Y₂)对的一个选择被如下给出：

这个选择使得能够为两个不同的极化选择两个正交波束(对于选项A1和B1，波束2和波束4正交)。

对于在选项A2和B2中给出的W₁，(Y₁,Y₂)对的一个选择被如下给出：

这个选择使得能够为两个不同的极化选择正交波束(对于选项A2和B2，波束1和波束3正交，而波束2和波束4正交)。

选项c：

秩1：在选项c中，预编码矩阵W₂被选择为：

其中Y₁和Y₂属于其中表示单位矩阵的第i列。在这个选项中，不同的波束可以被选择用于两个不同的极化。

Q₂的一个选择是Q₂＝4并且m＝0,1,2,3。因此，一般，Q₂＝2_N，并且m∈{0，1，...，Q₂-1}的子集。

秩2：在选项c中，预编码矩阵与8-Tx W₂相同

其中Y₁和Y₂属于并且k，l∈{1，2，3，4}。

对于在选项A1和B1中给出的W₁，(Y₁，Y₂)对的一个选择如下给出：

这个选择使得能够为两个不同的极化选择两个正交波束(对于选项A1和B1，波束2和波束4正交)。

对于在选项A2和B2中给出的W₁，(Y₁，Y₂)对的一个选择如下给出：

这个选择使得能够为两个不同的极化选择正交波束(对于选项A2和B2，波束1和波束3正交，而波束2和波束4正交)。

基于克罗内克积的FD-MIMO码本具有双码本结构，即，W＝W₁W₂，其中W₁码本中的码字w₁可以表达为其中w_V是称为V-码本的垂直域中的W₁码字，而w_H是称为H-码本的俯仰域中的W₁码字。对于具有8H×8VXP(64个天线元件)天线配置的FD-MIMO的码本W如下给出：

其中X_V(k)和X_H(k)是由下面给出的4×4矩阵

其中以及f_V，t(k)∈{0，1，...，31}和f_H，t(k)∈{0，1，...，31}，k＝1，2，3，4。版本10 8-Tx码本被用于水平域和垂直域。总体FD-MIMO W₁码本如下构建给出：

其中以及f_V，t(k)∈{0，1，...，31}和f_H，t(k)∈{0，1，...，31}，k＝1，2，3，4。版本108-Tx码本被用于水平域和垂直域。总体FD-MIMO W₁码本如下构建给出：

例如：具有4比特H-码本和4比特V-码本的8V×8H的均匀过采样的DFT码本，其中d_H＝d_V＝0.5λ_c。X_V(k)和X_H(k)是由下面给出的4×4矩阵：

X_V(k)＝X_H(k)＝[b_{2kmod 32} b_{(2k+1)mod 32} b_(2k+2)mod32 b_(2k+3)mod32]，其中

例如：具有4比特H-码本和4比特V-码本的8V×8H的非均匀过采样的DFT码本，其中d_H＝d_V＝0.5λ_c。

使用非均匀过采样DFT矢量的想法可以应用来设计H-码本和V-码本。

如前所述，在方位角域中，UE位于120°的扇区。在俯仰域中，大多数UE被分布在的区间中。

矩阵X_H(k)被定义为：

X_H(k)＝[b_{2kmod 32，H} b_{(2k+1)mod 32，H} b_{(2k+2)mod32，H} b_{(2k+3)mod32，H}]

(54)

对于k＝0，...，15，其中b_n，H被定义为：

对于f(n)＝0，1，2，3，4，5，6，7，8，9，54，55，56，57，58，59，60，61，62，63，

分别对于n＝0，1，2，3，4，5，6，7，8，9，22，23，24，25，26，27，28，29，30，31

表1 n-索引相对于对f(n)-索引

n	0	1	2	3	4	5	6	7	8	9	22	23	24	25	26	27	28	29	30	31
																					f(n)	0	1	2	3	4	5	6	7	8	9	54	55	56	57	58	59	60	61	62	63

其中以20个不同的n值构建的20个近间隔的波束对应于大约90度的方位导向角；

对于n＝10，11，12，13，14，15，16，17，18，19，20，21

其中以12个不同的n值构建的12个宽间隔的波束对应于大约0度的方位导向角。矩阵X_V(k)被定义为：

X_V(k)＝[b_{2kmod 32，V} b_{(2k+1)mod 32，V} b_{(2k+16)mod32，v} b_{(2k+17)mod32，V}]

对于k＝0，...，15

这个X_V(k)的结构帮助提供了用于宽间隔和窄间隔的天线配置的鲁棒性能(robust performance)，因为其包含两对近间隔的波束和两对正交波束。宽间隔的垂直天线阵列可以帮助在俯仰域中分离波束，即使垂直天线阵列中的天线元件的数量少，因为其能够提供充分的缝隙(aperture)。

一定实施例示出了W₂码本中共相位因子(co-phasing factor)的适当选择可以减少或消除总体码本中的冗余的码字。版本108-Tx W₁码本由16个码字组成，每个码字包含4个相邻波束。在两个相邻码字之间存在2个重叠波束。对于秩1，存在四个波束选择矢量和四个共相位因子(即，1、-1、j、-j)，其是独立于波束选择矢量的常数。由于重叠波束的使用以及独立于共相位因子的波束选择，版本108-Tx码本中的最终码本W包含若干对于秩1的冗余的码字。在本公开中示出的FD-MIMO码本示例中，每个W₁码字包含与三个其它W₁码字重叠的四个波束。更加具体地，由于X(i)和X(i+1)、以及X(j)和X(j+1)中的每一对包含两个重叠的波束，FD-MIMO码字X(i,j)、X(i+1,j)、X(i,j+1)、以及X(i+1,j+1)具有四个重叠波束，其创建了大量的冗余的码字。这个实施例展示了用于在最终码本中减少或消除冗余的码字的两种方法。

方法1)减少X_V(i)和/或X_H(j)中的冗余的波束的数量。对于秩1-2，对于一些正偶数α和β的αV×βH的W₁ FD-MIMO码本可以被构建为

其中X(i，j)＝X_V(i)*X_H(j)，其中X_V(i)和X_H(j)分别表示垂直和水平码本。例如，矩阵X_V(i)能够如下选择：

其中M_1v、M_2v和Q_v是正整数，而v_n是由下面给出的过采样的DFT矢量：

类似地，矩阵X_H(j)可以被如下选择：

其中M_1h、M_2h和Q_h是正整数，而h_n是由下面给出的过采样的DFT矢量：

请注意，X_V(i)和X_V(i+1)之间的重叠波束的数量由M_2v-M_1v+1给出，而X_H(j)和X_H(j+1)之间的重叠波束的数量由M_2h-M_1h+1给出。例如，版本10 8-Tx码本具有M_2h＝3和M_1h＝2，因此在X_H(j)和X_H(j+1)之间存在两个重叠波束。由于波束通常设计为覆盖整个角度空间[0，2π]，参数M_1v、M_2v和Q_v或M_1h、M_2h和Q_h，以及码本大小应当被联合设计。对于Q_h＝Q_v＝32，M_2h＝M_2v＝3和M_1h＝M_1v＝2的选择导致了具有两个重叠波束的4比特X_V和X_H，而M_2h＝M_2v＝3和M_1h＝M_1v＝1的选择导致了具有三个重叠波束的5比特X_V和X_H。

方法2)按照W₂中的波束选择索引使用共相位因子

在一定的实施例中，W₂码本被如下设计：

其中并且Y∈{e₁，e₂，...，e_M}，其中e_j被定义为16×1的波束选择矢量，除了第i项以外，为零项(zero entries)。显然，W₂码本的设计遵循版本108-Tx W₂码本设计的相同的原理。请注意，在这个提出的FD-MIMO设计中，α(k)的选择独立于波束选择索引。

设计W₂中的共相位因子是减少或消除冗余码字的另一种方法。一种方法是如下构建W₂码本：

其中α(i)取决于波束选择索引i。在4-Tx增强码本中，类似方法被用于设计秩-1W2码本。具体来讲，在4-Tx增强码本中的α(i)的选择由下给出：

α(i)＝e^j(i-1)π/8

(63)

这意味着，波束选择索引被确定为共相位因子的函数。具体地说，在4-Tx增强码本情况下，共相位因子被列出在下表中：

表2对于4-Tx增强码本，共相位因子相对于波束选择索引i

参考表2，W₁码本的每个码字中的波束索引确定共相位因子的集合。共相位因子的集合{1,-1,j,-j}是最通常使用的共相位因子，并且实际上已经被证明具有比共相位因子的其它集合更佳的码本性能。在4-Tx增强码本中，共相位因子的选择取决于波束索引。取决于W₁码本设计，这种方法不能保证W₁码本中的每个波束将使用共相位因子集合{1,-1,j,-j}，因为某些波束可能不会出现在W₁码本中的每个列索引(column index)中。例如，在版本10 8-Tx码本设计中，波束只出现在X(0)的列4中和出现在X(1)的列4中。如果使用4-Tx增强码本中的W₂的构建方法，则共相位因子的集合{1,-1,j,-j}不用于应用到波束b₃。以下示例示出了构建W₂的不同方法：

其中而l_i，n的值是第l个波束在码字W₁(k)中出现的次数，k＝0，1，2...，n-1。表2列出了W₂码本设计示例。例如，在表2的第一行(n＝0)中，所有四个波束b₀ b₁ b₂ b₃具有与l_1，n＝l_2，n＝l_3，n＝l_4，n＝0相对应的共相位因子的集合{1，-1，j，-j}。在表2的第二行(n＝1)中，第一和第二波束b₂，b₃在W₁(0)中出现一次，并且因此具有与l_1，n＝l_2，n＝1相对应的共相位因子的集合而第三和第四波束b₄，b₅没有出现在W₁(0)中，并且因此具有与l_3，n＝l_4，n＝0相对应的共相位因子的集合{1，-1，j，-j}。

表3 W₂码本示例

图15A示出了根据本公开的实施例的2D同向极化天线阵列2000的示例。图15A中示出的2D同向极化天线阵列2000的实施例仅是为了例示。其它实施例也可以使用，而不脱离本公开的范围。图15A示出了2D同向极化天线阵列2000的示例，其中MN虚拟天线端口(即，天线端口(AP)0到(MN-1))被放置在M×N的2D网格中。

2D同向极化天线阵列2000包括多个天线端口2005。每个天线端口2005被映射到若干物理天线。在2D同向极化天线阵列2000的一个实施方式中，每个天线端口2005被映射到单个天线，如图15B中所描绘的，其中天线端口2005被映射到天线2055。天线2055前面是功率放大器块2060，功率放大器块2060放置在紧接着载波调制块2065之后。N_IFFT点的基带发送天线输入2075经过OFDM数字链2070，包括IFFT、P/S、添加CP、以及DAC。对于MN天线端口的基带发送输入信号可以通过将(MN×J)数字预编码矩阵预乘到J个输入信号来构建，其中J≤MN，如图9中所示。

图16示出了根据本公开的实施例的2D交叉极化天线阵列2100的示例。图16中示出的2D交叉极化天线阵列2100的实施例仅是为了例示。其它实施例也可以使用，而不脱离本公开的范围。

在图16中示出的示例中，2D交叉极化天线阵列2100包括2MN天线端口，即，天线端口(AP)0到(2MN-1)被放置在M×N个2D网格中，其中2D网格中的每个点具有两个天线端口，一个天线端口具有+45°极化而另一个天线端口具有-45°极化。在这个2D同向极化天线阵列的特定的实施方式中，每个天线端口包括单个天线。对于2MN天线端口的基带Tx输入信号可以通过将(2MN×J)数字预编码矩阵预乘到J个输入信号来构建，其中J≤2MN。

图17示出了根据本公开的实施例的2D同向极化阵列2200和2250。图17中示出的2D同向极化阵列2200、2250的实施例仅是为了例示。其它实施例也可以使用，而不脱离本公开的范围。

两个2D同向极化阵列2200和2250包括图16中示出的2D交叉极化阵列。2D同向极化阵列2250包括MN数量的+45°极化的元件的集合，而2D同向极化阵列2200包括MN数量的-45°极化的元件的集合。

定义(单位复范数(unit norm complex number)和DFT矢量)：

能够被映射到单位圆上的弧度相位角的点的复数被定义为

第个DFT矢量，长度A的L等级的采样[0,2π]被定义为如下：

时间和频率域基带信道模型：

对于2D同向极化均匀矩形阵列(如图15A和图15B以及图17中所示)，在UE 116处的接收天线处观察到的时域基带等效信道矢量h(τ)(MN×1矢量)由下给出：

其中a(v_l)是M×1俯仰信道矢量，定义为其中而a(h_l)是N×1方位信道矢量，定义为其中

因此，在REF2中描述的模型的频域表示由下给出：

在视线(LOS)情况下，频域基带等效模型减为：

其中α：＝α₀，v：＝v和h：＝h₀。在特定频率(或子载波)，H(f)的空间协方差矩阵由下给出：

定义：秩-1信道方向矢量

秩-1信道方向矩阵，或R_H的主特征矢量α的由下给出：

其中a(v)＝[1e^-jv，...，e^-j(M-1)v]^T，其中，

以及

a(h)＝[1e^-jh，...，e^-j(N-1)h]^T，其中，

其中，θ₀是俯仰角，是方位角，β是归一化因子。

基于空间协方差矩阵R_H的结构，某些实施例包括基于两个DFT矢量的克罗内克积的码本。想要的是，所述两个DFT矢量分别量化构建秩-1信道方向矢量的俯仰信道矢量和方位信道矢量a(v)＝[1e^-jv，...，e^-j(M-1)v]^T和a(h)＝[1e^-jh，...，e^-j(N-1)h]^T的共轭。

用于配置码本的节点B 102天线间隔配置

为了量化a(v)和a(h)，俯仰角和/或方位角θ₀和或它们的指数v和h，能够被量化。指数量化的优点在于，UE 116能够从码本中形成水平和垂直预编码矢量(由于它们是DFT矢量)，而无需得知在节点B 102的水平和垂直天线间隔(d_V和d_H)。可替换地，对于角度量化，天线间隔需要被配置到UE 116，从而UE 116能够从码本中构建水平和垂直预编码矢量。这个配置能够经由更高层信令(诸如RRC)被发送到UE 116。水平和垂直天线间隔(d_V和d_H)能够基于配置采用不同的值。在一个示例中，节点B 102能够配置d_H/λ_c和d_V/λ_c中的至少一个，每个值从如下所示的4个候选值中选择。

表4

水平天线间隔(d<sub>H</sub>/λ<sub>c</sub>)	{0.5,1.0,2.0,4.0}
		垂直天线间隔(d<sub>V</sub>/λ<sub>c</sub>)	{0.5,1.0,2.0,4.0}

天线间隔信息能够被专用于小区进行配置或专用于UE进行配置。

除非另作说明，否则近间隔的天线配置在本公开的剩余部分始终被假定，其中d_H＝d_V＝0.5λ_c被考虑，v：＝πcosθ₀和以这些观察，独立量化两个信道矢量a(v)和a(h)的乘积码本(product codebook)可以如下制定。

均匀量化指数和v＝πcosθ₀的用于2D同向极化阵列的秩-1码本(W)。码字w由两个非负整数——n和m——索引，并且由克罗内克积表示：

在一个方法中，w_v被定义为以P_v量化等级(quantization level)均匀采样[0,2π]的DFT矢量的集合，而W_h被定义为以P_v和Q_h量化等级均匀采样[0,2π]的DFT矢量的集合：

以及

在这个方法中，秩-1信道方向矢量的e^-jv和e^-jh分别通过和量化。在一个示例中，P_v＝4和Q_h＝16，并且M＝N＝4；则

以及

关于PMI选择的示例UE实施方式：在一定的实施例中，UE 116通过最大化由两个矢量H(f)和w₁形成的超角(hyper angle)的余弦来选择v-PMI和h-PMI，如下所示：

CSI反馈：在一定的实施例中，节点B 102配置UE 116以报告两个PMI索引，垂直PMI(v-PMI)(v-码本中码字的索引)和水平PMI(h-PMI)(h-码本中码字的索引)。当接收两个PMI索引时，节点B 102通过采用由所述两个PMI索引指示的两个预编码矢量的克罗内克积来构建秩-1信道。对于天线端口的集合L，m∈{0，1，…，P_v-1}的v-PMI值和n∈{0，1，…，Q_h-1}的h-PMI值对应于表5中给出的码本索引m和n。

表5使用V和H天线端口的集合的1-层CSI报告的码本

方位角分布对俯仰角的依赖性。为了理解两个PMI的依赖性，参数h_mn的替换的表达方式如图18中所示的导出。使α₀为出发方向和正y轴方向之间的角度。如从图18中所能看到的，可以获得θ₀、和α₀之间的以下几何关系：

因此，参数v₀可以被重新写为

替换的定义：秩-1信道方向矢量：

在根据这里的观察的它的替换的定义中，秩-1信道方向矩阵，或R_H的主特征矢量α由下给出：

其中

a(v)＝[1e^-jv，...，e^-j(M-1)v]^T，其中，

a(h)＝[1e^-jh，...，e^-j(N-1)h]^T，其中，

其中θ₀是俯仰角，而α₀是出发方向和正y轴方向之间的角度，而β是归一化因子。

图19示出了根据本公开的实施例的角度α₀和θ₀之间的关系。图19中示出的关系的实施例仅是为了例示。其它实施例也可以使用，而不脱离本公开的范围。

参考图19，参数θ₀和α₀之间的关系满足以下约束：

对于

对于

图20示出了根据本公开的实施例的θ和α的可行区域。图20中示出的可行区域的实施例仅是为了例示。其它实施例也可以使用，而不脱离本公开的范围。

在图20中示出的示例中，参数θ和α被约束在阴影(红色)区域内。请注意，如果则UE 116处于XY平面中，因此α可以采用[0,π]中的任何值。可替换地，对于θ＝0或π，α能够采用仅仅一个值一般，α的可能值的范围的长度随着θ值远离而减小。而且，这个行为关于对称。图20进一步示出了利用两个PMI的依赖性的潜在利益：反馈开销能够减少，或者能够改进吞吐量性能。

图21示出了根据本公开的实施例的当时指数v和h的依赖性。图21中示出的依赖性的实施例仅是为了例示。其它实施例也可以使用，而不脱离本公开的范围。

根据其替换的定义，秩-1信道方向矢量利用θ和α的余弦值，即，πcosθ和πcosα而获得。在图21中，绘出了这些余弦值，其中每个点表示(v,h)指数的可能对。白色矩形由所有可能(v,h)对组成而没有考虑公式80和81中的约束，而灰色椭圆由考虑到等式80和81中的约束的(v,h)对组成。显然，椭圆的面积小于矩形的面积。其暗示了如果利用v-PMI和h-PMI的依赖性则存在潜在的节省。

码本2：利用了角度θ和α之间的依赖性的用于2D同向极化阵列的秩-1码本(W)：

示例1：

码字w由两个非负整数，m和n，索引，并且由克罗内克积表示：

W_v和W_h被定义为DFT预编码矢量的两个集合：

以及

在这个方法中，秩-1信道方向矢量的e^-jv和e^-jh分别通过和量化，其中通过基于v–PMI索引m将α的可能值范围均匀量化到Q_h等级来获得h_mn。而且，码字w_v基于单一索引m确定。然而，码字w_h基于索引m以及n确定，由α(或指数h)对θ(或指数v)的依赖性所激励。

图22示出了根据本公开的实施例的高层情形。图22中示出的高层情形的实施例仅是为了例示。其它实施例也可以使用，而不脱离本公开的范围。

PMI构建示例1：对于v的[0,2π]的2比特均匀采样。

在码本2的一个示例构建中，P_v＝4数量的状态被用于利用和相应的DFT矢量码本W_v＝{b_4，M(m)：m＝0，1，2，3}均匀量化v＝πcosθ+π ∈[0，2π]。然后，根据图22中的可行区域，基于所选择的v和θ的值，确定h＝πcosα+π的量化范围。表6示出了得到的PMI表格，其中，例如Q_h＝16。当这个码本被配置时，UE选择最大化信道质量的w(m，n)和相应的索引m和n，并反馈索引m和n。

表6 PMI构建示例1

码本2：利用了角度θ和α之间的依赖性的用于2D同向极化阵列的秩-1码本(W)：示例2。码字w由两个非负整数，m和n，索引，并且由克罗内克积表示：

W_v和W_h被定义为DFT预编码矢量的两个集合：

以及

其中v_m：＝π+πcosθ_m。

在这个方法中，秩-1信道方向矢量的e^-jv和e^-jh分别通过v_m：π+πcosθ_m和h_mn量化，其通过基于v-PMI索引m，将α的可能值的范围均匀量化到Q_h等级而获得。而且，码字w_v基于单一索引m确定。然而，码字w_h基于索引m以及n确定，由α(或指数h)对于θ(或指数v)的依赖性所激励。

PMI构建示例2：对于θ_m的[0,π]的4比特均匀采样，对于h-信道量化的固定数量的比特。

在码本2的一个示例构建中，P_v＝16数量的状态被用于均匀量化θ[0，π]，其中然后得到此外，对于h-信道量化，Q_h＝16是如表12中所示的状态数量。

表7PMI构建示例2(其中v_m＝π+πcosθ_m，以及)

PMI构建示例3：对于θ_m的[0，π]的4比特均匀采样，对于h-信道量化的比特数量被确定为θ_m的函数：在表8中示出的码本2的一个示例构建中，P_v＝16数量的状态被用于均匀量化θ∈[0，π]，其中然后得到可替换地，对于h-信道量化的状态数量Q_h被确定为m的函数。例如，当m＝0时，只有一个值被用于h-PMI(Q_h＝1)，而当m＝2时，3个值被用于h-PMI(Q_h＝3)。PMI索引(m,n)被UE 116借助如表14中所示的复合PMI i反馈给节点B 102。

表8使用天线端口集合L的用于1-层CSI报告的码本

表9用于1-层CSI报告的复合PMI

PMI示例3的码本子采样：

在LTE/先进LTE下行链路中，UE 116经由反馈信道向节点B 102报告CQI、PMI、或RI。存在两个类型的反馈信道：PUCCH和PUSCH。周期性的CSI经由PUCCH以半静态配置的方式发送，而非周期性的CSI经由PUSCH以动态方式发送。与PUSCH相比，PUCCH在有效负载大小上具有更严格的要求。例如，在版本12中，周期CSI使用具有高达11比特的有效负载大小的PUCCH格式2/2a/2b来发送。在版本12中，码本子采样被用于满足PUCCH有效负载大小要求。另一个减少LTE中的开销和复杂度的方法是PMI码本子集限制(CSR)。在CSR中，经由无线资源控制(RRC)信令中的CSR位图，可以禁用任何码字。UE 116只需要搜索用于PMI报告的受限制的码本子集。然而，大的码本大小导致了与长位图的发送相关的大的开销。看着这些问题，这里我们提出使用表13和表14中示出的PMI码本3用于PUSCH反馈，并且使用子采样版本的PMI码本3用于PUCCH反馈。

在一个示例中，PMI码本3的对(m,n)在两个维度中被均匀地子采样，如表中所示。从这个子采样中，将被反馈的状态的总数量从70个减少到25个，其中，25个状态可以被放在5个比特中。将复合PMI索引i映射到(m,n)的复合PMI表可以被构建用于表15，如对PMI码本3所做的。

表10使用天线端口的集合L的用于1-层CSI报告的码本

PMI构建示例4：θ的非均匀量化。在表16中的PMI构建示例4中，θ是以{π/4,π/2,5π/8,3π/4}的集合中的值非均匀量化的。在城市宏/微情形中，俯仰角θ的分布集中在π/2周围，并且θ>π/2与θ<π/2相比存在更丰富的分布。为了反映这个分布，某些实施例对于θ>π/2分配比θ<π/2更多的状态。在这个示例中，2个状态{5π/8,3π/4}被分配用于量化θ>π/2，而单一状态{π/4}被分配用于量化θ<π/2。

表11 PMI构建示例4

可配置的秩-1码本：

参考图22，高层情形在3GPP RAN 1会议中当前被考虑。俯仰角可以与30度一样小。这个实施例展示了具有两个子码本的码本W。一个子码本可以被配置用于那些位于低层建筑中的UE，而另一个子码本可以被配置用于那些位于高层建筑中的UE。子码本可以由节点B102经由RRC信令来配置，其中，专用于UE地配置或专用于小区地配置。两个子码本可以具有不同的分辨率。在一个示例中，低层和高层分别是指其中俯仰角被限制在和的情形。与高层子码本W_HR相比，低层子码本W_LR在垂直域和水平域两者上具有粗糙的码本分辨率。具有P_θ＝Q_α＝16的低层子码本W_LR由下给出：

其中和而具有P_θ＝Q_α＝32的高层子码本W_HR由下给出：

其中和

表12：RRC配置的(RRC configured)两个子码本的示例

图23示出了根据本公开的实施例的俯仰角的余弦值的量化。图23中示出的俯仰角的余弦值的量化的实施例仅是为了例示。其它实施例也可以使用，而不脱离公开的范围。

图23描绘了θ对cosθ，并且‘x’代表满足cosθ_i-cosθ_i+1＝c(c为常数)的坐标(cosθ_i，θ_i)，并且i＝0，...，31。在图23中可以清楚地看出，俯仰角不被均匀地量化。对于诸如多用户MIMO(MU-MIMO)的应用，这个非均匀量化可以降低性能。例如，当两个用户刚巧具有[0,20]度中的俯仰角时，所述两个用户的信道可以以相同的PMI索引来量化。在这种情况下，节点B 102不能在相同的时间-频率资源中一起MU-MIMO复用这两个UE，诸如UE 115和UE 116。节点B 102不能MU-MIMO复用UE 115和UE 116，不是因为信道不支持MU-MIMO复用，而是由于信息的缺乏。

为了改进性能，某些实施例通过均匀量化方位角和俯仰角来构建秩-1同向极化码本。

码本构建

某些实施例将俯仰角θ量化到P_θ个相等量化等级，并将方位角量化到个相等量化等级。俯仰角可以是θ∈[E_l，E_u)，而方位角可以是其中E_l和E_u分别是俯仰角的下限和上限，并且满足0≤E_l≤E_u≤π，而A_l和A_u分别是方位角的下限和上限，并且满足0≤A_l≤A_u≤2π。俯仰角和方位角的可行范围可以取决于诸如UE分布和天线配置的因素。

俯仰预编码矢量由下给出：

对于m＝0，1，...，P_θ-1，而方位预编码矢量由下给出：

其中

对于m＝0，1，...，P_θ-1和总体秩-1W码本可以被表达为

β是归一化因子。这个码本中的码字的数量为

码本构建示例1：考虑8V×8H 2D URA(如图15A或图17中所示)。假设俯仰角和方位角的可行范围是θ∈[0，π]和参数值由P_θ＝4给出，这导致2比特垂直码本和4比特水平码本。填入(plug)d_H＝d_V＝0.5λ_c，参数和其中m＝0，1，...，3和n＝0，...，15。码字W_m，n由下给出：

其中和

PMI反馈

对于同向极化2D天线阵列，m∈{0，1，…，P_θ-1}的v-PMI值和的h-PMI值对应于在表13中给出的码本索引m和n。当以这个PMI表进行配置时，UE 116需要将h-PMI n和v-PMI m反馈给节点B 102。

表13用于同向极化2D天线阵列的1-层的码本

本公开的实施例提供了用于X的码本是的子集的方法，其中所述子集包括8个不同的矢量，对于位于大约90度的角度扩展内的UE116，所述8个不同的矢量被大致索引相同的分辨率，如REF3中提出的4比特码本。与图5(均匀过采样的DFT矢量)相比，接近0度和180度的波束矢量(由表示的矢量)具有更低的密度。如果UE密集地位于集中在90度的小角度扩展内，则我们的3比特码本产生与均匀过采样的4比特4-Tx DFT码本类似的性能。

虽然已经以示范性实施例描述了本公开，但是可以向本领域技术人员建议各种改变和修改。本公开意图包含落入所附权利要求的范围内的改变和修改。

Claims (14)

1.一种在无线通信网络中使用的方法，包括：

由基站BS基于码本对多个信号执行预编码；以及

由基站BS经由二维2D天线阵列向至少一个用户设备(UE)发送多个信号；

其中，所述码本以一维4-Tx和2D M×N天线元件来设计，并且

其中，所述码本包括秩1双码本W₁W₂，并且

其中，所述秩1双码本包括外码本W₂，并且

其中，所述外码本W₂中的共相位因子基于波束选择索引和波束在码字中出现的次数来确定。

2.如权利要求1所述的方法，其中，发送包括经由2D天线阵列进行发送，所述2D天线阵列包括在M×N 2D网格中配置的数量M个天线元件和N个天线端口。

3.如权利要求1所述的方法，其中，秩1双码本包括非均匀过采样的离散傅里叶变换(DFT)矢量。

4.如权利要求1所述的方法，其中，所述秩1双码本包括作为通过均匀量化俯仰角和方位角的函数的水平导向矢量和垂直导向矢量的克罗内克积的矢量。

5.如权利要求1所述的方法，其中，所述秩1双码本包括通过非均匀量化俯仰角和方位角的函数而构建的水平导向矢量和垂直导向矢量的克罗内克积。

6.如权利要求4所述的方法，其中，所述秩1双码本还包括以下各项中的至少一个：

使用俯仰角和方位角之间的依赖性的水平导向矢量和俯仰导向矢量；

通过均匀量化俯仰角和方位角而构建的水平导向矢量和俯仰导向矢量。

7.如权利要求4所述的方法，其中，所述秩1双码本可配置用于低层情形和高层情形。

8.一种在无线通信网络中使用的基站，包括：

二维2D天线阵列，被配置为与至少一个用户站通信；

控制器，被配置为基于码本对信号执行预编码；以及

发送器，被配置为经由2D天线阵列将信号发送到至少一个用户站，

其中，所述码本以一维4-Tx和2D M×N天线元件来设计，并且

其中，所述码本包括秩1双码本W₁W₂，并且

其中，所述秩1双码本包括外码本W₂，并且

其中，所述外码本W₂中的共相位因子基于波束选择索引和波束在码字中出现的次数来确定。

9.如权利要求8所述的基站，其中，所述2D天线阵列包括在M×N 2D网格中配置的数量M个天线元件和N个天线端口。

10.如权利要求8所述的基站，其中，秩1双码本包括非均匀过采样的离散傅里叶变换(DFT)矢量。

11.如权利要求8所述的基站，其中，所述秩1双码本包括作为通过均匀量化俯仰角和方位角的函数的水平导向矢量和垂直导向矢量的克罗内克积的矢量。

12.如权利要求8所述的基站，其中，所述秩1双码本包括通过非均匀量化俯仰角和方位角的函数而构建的水平导向矢量和垂直导向矢量的克罗内克积。

13.如权利要求11所述的基站，其中，所述秩1双码本还包括以下各项中的至少一个：

使用俯仰角和方位角之间的依赖性的水平导向矢量和俯仰导向矢量；

通过均匀量化俯仰角和方位角而构建的水平导向矢量和俯仰导向矢量。

14.如权利要求11所述的基站，其中，所述秩1双码本可配置用于低层情形和高层情形。