CN105406884A - 半导体设备和无线电通信设备 - Google Patents

Abstract

提供了一种可以检测谐波的幅度水平的半导体设备。半导体设备10包括，检测共模模式下AC信号的共模检测器电路11，以及检测从共模检测器电路11输出的偶数阶谐波的幅度水平的检测器电路12。共模检测器电路11组合了作为在共模模式下差分信号的AC信号，由此抵消奇数阶谐波以获得直流电流和偶数阶谐波。检测器电路12从由共模检测获得的信号检测偶数阶谐波的幅度水平，并且输出检测到幅度水平。

Description

半导体设备和无线电通信设备

申请相关的交叉引用

本申请是基于2014年9月5日提交的日本专利申请No.2014-181126并且要求其权益，该申请在此通过引用整体并入本文。

技术领域

本发明涉及一种半导体设备和一种无线电通信设备。例如，本发明涉及一种执行用于抑制二阶谐波的校准的半导体设备和无线电通信设备。

背景技术

近年来，对于使用诸如蓝牙之类的无线通信的计算机装置的需求增多。此外，为了安装在可穿戴装置上，无线电电路需要具有单芯片配置结构。因此，无线电电路已经日益增多的安装在半导体设备上，例如作为微型计算机或者以SoC(芯片上系统)方式。

安装在半导体设备上的无线电电路通过连接至与半导体设备一起提供在基板上的芯片电阻器和芯片电感器而构建了无线电设备。采用该无线电设备，传输信号的功率被放大并且从天线作为无线电信号而发射。在此，用于放大传输信号的D类放大器使用脉冲宽度调制或者脉冲密度调制。随后，当传输信号的功率在开关电路处被放大时，生成了谐波。

专利文献1公开了一种用于抑制该谐波的技术。根据专利文献1，通过允许被放大的传输信号穿过LPF(低通滤波器)，抑制了其频率高于传输信号的谐波。

发明内容

本发明所解决的问题

传统设备需要LPF用于传递大功率的传输信号。因此，问题在于在不具有LPF的情形下无法找到生成的谐波程度。

从以下说明书和附图将使得其他问题和创新特征变得明显。

用于解决问题的机制

根据一个实施例，一种半导体设备包括共模检测器电路和检测器电路。共模检测器电路检测在共模下的AC信号。检测器电路检测从共模检测器电路输出的偶数阶谐波的幅度水平。

本发明的效果

根据一个实施例，可以检测谐波的幅度水平。

附图说明

结合附图从某些实施例的以下描述说明将使得以上和其他特征方面、优点和特征更明显，其中：

图1是示出了根据一个实施例的半导体设备的概要配置的配置图；

图2是示出了根据第一实施例的半导体设备的配置的示图；

图3是示出了示例性脉冲波形的示图；

图4是示出了放大器占空比与谐波的幅度水平之间的关系的示图；

图5是示出了检测之后二阶谐波的电压与放大器的占空比之间的关系的示图；

图6是示出了检测之后二阶谐波的电压与放大器的占空比之间的关系的示图；

图7是示出了共模检测之后的DC信号与放大器的占空比之间的关系的示图；

图8是示出了检测之后的二阶谐波的电压与放大器的占空比之间的关系的示图；

图9是示出了根据第一实施例的检测器电路的配置的框图；

图10是示出了根据第一实施例的检测器电路的配置的电路图；

图11是示出了输入至检测器112的信号的示图；

图12是示出了被检测信号的示图；

图13是示出了在已经抑制了AC分量之后示例性信号的示图；

图14是示出了示例性被放大信号的示图；

图15是示出了根据第二实施例的检测器电路的配置的电路图；

图16是示出了输入至放大器电路114的示例性信号的示图；

图17是示出了根据第三实施例的半导体设备的配置的示图；

图18是示出了根据第三实施例的检测器电路的配置的电路图；

图19是示出了根据第四实施例的半导体设备的配置的示图；

图20是示出了放大器的占空比与比较信号的电压之间关系的示图；

图21是示出了根据第五实施例的无线电通信设备的配置的示图；

图22是示出了示例性封装基板的示图；

图23是示出了传统的无线电通信设备的示例性电路的示图；以及

图24是示出了根据本发明的无线电通信设备的示例性电路的示图。

具体实施方式

用于执行本发明的最佳模式

为了明晰起见，合适地省略并简化了以下说明书和附图。此外，附图中所示作为执行各种处理的功能组块的元件可以由CPU、存储器和硬件形式的其他电路形成，并且可以由程序或者载入在存储器上的软件形式的类似物而实现。因此，本领域技术人员应该理解的是，这些功能组块可以以各种方式实现，也即仅由硬件、仅由软件、或者由其组合而不具有任何限制。注意，整个附图中，相同的附图标记分配至相同要素，并且如果需要的话省略了各自的描述。

在以下实施例中，当为了便利需要时将在多个部分或实施例中描述本发明。然而，这些部分或实施例并非相互不相关，除非另外给出相反指示。这些部分或实施例之一涉及其他部分或实施例的一部分或全部作为修改例、应用、细节或补充说明。此外，在以下实施例中，当涉及要素的数目等(包括元件的数目、数值、数量、范围等)时，本发明不限于该具体数目，除非另外给出相反指示或者除非原理上明显地限于该具体数目，并且要素的数目可以大于或小于该具体数目。

此外，在以下实施例中，构成要素(包括操作步骤等)并非总是必须的，除非另外给出相反指示或者除非原理上它们明显是必须的。类似的，在以下实施例中，当涉及构成要素的形状或位置关系时，包括了基本上近似或类似的形状等，除非另外给出相反指示或者除非原理上其可以不适用。同理适用于上述数目等(包括元件的数目、数值、数量、范围等)。

(实施例的概述)

图1是示出了根据一个实施例的半导体设备的概要配置的结构图。如图1所示，根据该实施例的半导体设备10包括检测共模的AC信号的共模检测器电路11，以及检测从共模检测器电路输出的偶数阶谐波的幅度水平的检测器电路12。

共模检测器电路11将作为共模模式下差分信号的AC信号组合，由此抵消奇数阶谐波以获得直流电流和偶数阶谐波。随后，共模检测器电路11输出所获得的信号至检测器电路12。

检测器电路12检测由共模检测所获得的信号，以由此获得偶数阶谐波的幅度水平。接着，检测器电路12输出检测到的幅度水平。

如图1中所示，通过检测共模模式下的AC信号并且检测所获得信号，可以检测谐波的幅度水平。

(第一实施例)

在下文中，将参考附图给出对第一实施例的描述。图2是示出了根据第一实施例的半导体设备的示图。如图2中所示，半导体设备100包括AC输出电路101，平衡-不平衡变换器(balun)102，共模检测器电路103，检测器电路104，以及控制电路105。

AC输出电路101将作为差分信号的输入AC信号放大，并且将放大的AC信号输出至平衡-不平衡变换器102和共模检测器电路103。例如，AC输出电路使用D类放大器将AC信号放大。D类放大器使用脉冲宽度调制在开关电路处放大功率。

平衡-不平衡变换器102执行平衡-不平衡转换至作为差分信号的AC信号，并且经由天线将被转换信号作为无线电信号发射。

共模检测器电路103将在作为共模模式下的差分信号的AC信号进行组合，由此抵消奇数阶谐波以获得直流电流和偶数阶谐波。接着，共模检测器电路103输出所获得的信号至检测器电路104。例如，共模检测器电路103可以由通过使用电阻器而组合差分信号的电路来配置。

检测器电路104检测由共模检测所获得的信号，以获得偶数阶谐波的幅度水平。接着，检测器电路104输出检测到的幅度水平至控制电路105。

控制电路105控制并且确定AC输出电路的参数，使得由检测器电路104所获得的幅度水平变得最小。例如，控制电路105在执行脉冲宽度调制中改变AC输出电路101的D类放大器的占空比，以获得在占空比与偶数阶谐波的幅度水平之间的关系。接着，控制电路105向AC输出电路101指示占空比，采用该占空比偶数阶谐波的幅度水平变为最小。

结合D类放大器，当占空比改变时，所生成谐波的幅度水平也改变。图3是示出了示例性脉冲波形的示图。在图3中，水平轴代表时间点，以及垂直轴代表电压。此外，在图3中，π代表半周期时间，以及α代表从脉冲波形的中心至电压改变的时间。

在图3中，脉冲波形的电压由以下数学表达式(1)表示。

$V=\frac{\mathrm{\α}}{\mathrm{\π}}+\frac{2}{\mathrm{\π}}(\sin \mathrm{\α}cos\mathrm{\ω}t+\frac{sin2\mathrm{\α}}{2}cos2\mathrm{\ω}t+\frac{sin3\mathrm{\α}}{3}cos3\mathrm{\ω}t+\mathrm{...}\frac{\sin k\mathrm{\α}}{k}\cos k\mathrm{\ω}t)$ …数学表达式(1)

在数学表达式(1)中，ω是脉冲信号的频率，以及t是时间点。

此外，k是自然数。

在此，当占空比为0.5时，建立了α＝π/2。接着，脉冲波形的电压由以下数学表达式(2)表示。

$V=\frac{1}{2}+\frac{2}{\mathrm{\π}}(cos\mathrm{\ω}t\frac{cos3\mathrm{\ω}t}{3}+...\frac{\cos (2k-1)\mathrm{\ω}t}{2k-1})$ …数学表达式(2)

另一方面，当占空比从0.5偏离时，建立了α＝β+π/2(其中β是任意数值)。接着，脉冲波形的电压由以下近似表达式(3)表示。

$V\≈\frac{1}{2}+\frac{\mathrm{\β}}{\mathrm{\π}}+\frac{2}{\mathrm{\π}}(cos\mathrm{\ω}t-\mathrm{\β}cos2\mathrm{\ω}t+\frac{cos3\mathrm{\ω}t}{3}+......)$ …数学表达式(3)

在数学表达式(3)中，DC分量由1/2+β/π表示。

二阶谐波由以下数学表达式(4)表示。

$\frac{1}{2\mathrm{\π}}\×sin(2\mathrm{\β}+\frac{\mathrm{\π}}{1})\≈\frac{\mathrm{\β}}{\mathrm{\π}}$ …数学表达式(4)

在此，当β的数值小时，Sinβ可以近似为β。因此，二阶谐波近似为β/π。也即，当占空比更大地从0.5偏离时，二阶谐波变得更大。根据第一实施例的半导体设备100从占空比与谐波幅度水平之间的关系检测了占空比的偏离。

具体的，由以下数学表达式(5)和数学表达式(6)限定输入至AC输出电路101的差分信号。

$VCMIT=\frac{\mathrm{\α}}{\mathrm{\π}}+\frac{2}{\mathrm{\π}}(\sin \mathrm{\α}cos\mathrm{\ω}t+\frac{\sin 2\mathrm{\α}}{2}cos2\mathrm{\ω}t+\frac{\sin 3\mathrm{\α}}{3}cos3\mathrm{\ω}t+...+{(+1)}^k\frac{\sin k\mathrm{\α}}{k}\cos k\mathrm{\ω}t)$ …数学表达式(5)

$VCMIb=\frac{\mathrm{\α}}{\mathrm{\π}}+\frac{2}{\mathrm{\π}}(-\sin \mathrm{\α}cos\mathrm{\ω}t+\frac{\sin 2\mathrm{\α}}{2}cos2\mathrm{\ω}t+\frac{\sin 3\mathrm{\α}}{3}cos3\mathrm{\ω}t+...+{(-1)}^k\frac{\sin k\mathrm{\α}}{k}\cos k\mathrm{\ω}t)$ …数学表达式(6)

共模检测器电路103获得差分信号的电压的算术平均值。因此，共模检测器电路103的输出由以下数学表达式(7)表示。

$VCMDET\_O=\frac{\mathrm{\α}}{\mathrm{\π}}+\frac{2}{\mathrm{\π}}(\frac{\sin 2\mathrm{\α}}{2}cos2\mathrm{\ω}t...+\[{(+1)}^k-{(-1)}^k\]\frac{\sin k\mathrm{\α}}{2k}\cos k\mathrm{\ω}t)$ …数学表达式(7)

在此，重写表达式以采用D表达α(在一个周期/一个周期时间中“H”时间，MAX＝1)，共模检测器电路103的输出由以下数学表达式(8)表示。在数学表达式(8)中，D的范围为：0<D<1。

$VCMDET\_O=D+\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}(\frac{\sin 2(D\&CenterDot;\mathrm{\&pi;})}{2}cos2\mathrm{\&omega;}t...+\&lsqb;{(+1)}^k-{(-1)}^k\&rsqb;\frac{\sin k(D\&CenterDot;\mathrm{\&pi;})}{2k}\cos k\mathrm{\&omega;}t)$ …数学表达式(8)

在由数学表达式(8)表示的输出信号中，第三阶和更高阶分量因自然衰减是可忽略的。因此，聚焦在数学表达式(8)的首先两项上，其可以表达为数学表达式(9)。

$VCMDET\_O=D+\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}\left(\frac{\sin 2(D\&CenterDot;\mathrm{\&pi;})}{2}\cos 2\mathrm{\&omega;}t\right)$ …数学表达式(9)

在此，第一项的系数(e₁)和第二项的系数(e₂)由数学表达式(10)和数学表达式(11)表示，是单调上升和下降的系数。

e₁＝D…数学表达式(10)

$e_2=\frac{1}{\mathrm{\&pi;}}\sin 2(D\&CenterDot;\mathrm{\&pi;})$ …数学表达式(11)

VCMDET_O的信号随后输入至检测器电路104。出于避免故障的目的，由具有移除DC分量的功能和主要检测幅度峰值的功能的电路配置检测器电路104。接着，从系数e₁/e₂计算在峰值检测器电路输出波形(VDET_O)中的系数，其由数学表达式(12)和数学表达式(13)表示。

e1’＝0…数学表达式(12)

${e_2}^{\&prime;}=\left|\frac{1}{\mathrm{\&pi;}}\sin 2(D\&CenterDot;\mathrm{\&pi;})\right|$ …数学表达式(13)

在此，由检测器电路104移除了e₂分量。由检测器电路104中LPF从其移除高频范围的VLPF_O可以由以下数学表达式(14)表示。

$VLPF\_O=\left|\frac{\sin 2(D\&CenterDot;\mathrm{\&pi;})}{\mathrm{\&pi;}}\right|$ …数学表达式(14)

在数学表达式(14)中，得到D＝0.5的数值是可以最大抑制二阶谐波的占空比。图4是示出了在谐波的幅度水平与放大器的占空比之间关系的示图。在图4中，水平轴表示AC输出电路101的D类放大器的占空比，并且垂直轴表示通过由共模检测器电路103执行的共模检测所获得的二阶谐波的幅度。

如图4中所示，在占空比为P0的点处，二阶谐波的幅度变为最小。此外，二阶谐波的幅度数值相对于占空比为P0点处对称。

半导体设备100检测包括二阶谐波的偶数阶谐波信号，并且搜索二阶谐波幅度变为最小时的占空比。在此，参照图5描述示例性的搜索。图5是示出了放大器的占空比和检测后二阶谐波的电压的示图。在图5中，水平轴表示AC输出电路101的D类放大器的占空比，并且垂直轴表示通过由检测器电路104执行的检测所获得的二阶谐波的幅度。

如图5中所示，检测之后的二阶谐波的电压在占空比为P0处变为最小，类似于如图4中所示在检测之前的二阶谐波的幅度水平。此外，检测之后信号电压变为相对于占空比为P0点处对称。

控制电路105从图5中所示的在检测后占空比与检测后二阶谐波电压之间的关系搜索信号电压变为最小时的占空比。可以简单地确定检测后信号电压变为最小处的点。备选地，可以通过获得在检测后信号电压中相互相等的占空比之间的中点而确定检测后信号电压变为最小处的点。在图5中，搜索在检测后的信号电压变为等于作为阈值电压的0V处的占空比P1和占空比P2，并且从方程式P0＝(P1+P2)/2获得作为中点的P0。注意，阈值电压无需是0V，并且可以是任意电压。当阈值为VCMP_REF时，提供使得VLPF_O＝VCMP_REF的两个占空比D1和D2分别由数学表达式(15)和数学表达式(16)表示。

$D1=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}\arcsin (-\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;VCMP\_REF)$ …数学表达式(15)

$D2=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}\arcsin (\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;VCMP\_REF)$ …数学表达式(16)

在此，当D1和D2之间中点为Dc＝0.5×(D1+D2)时，得到数学表达式(17)。

$Dc=\frac{1}{4\mathrm{\&pi;}}\&CenterDot;\{\arcsin (-\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;VCMP\_REF)+\arcsin (\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;VCMP\_REF)\}=0.5$ …数学表达式(17)

在数学表达式(17)中，通过0<{Dc,D1,D2}<1的约束，Dc＝0.5是解。可以通过使用诸如TXDUTY_P/N的数字位控制关于占空比的变量而搜索最佳点。

由中点获得最优占空比的方法有利之处在于：在该方法中不受噪声影响。例如，当检测二阶谐波的水平低时，被检测信号中低电压部分通过噪声基底的影响而丢失在噪声中。图6是示出了在放大器的占空比与检测之后二阶谐波的电压之间关系的示图。类似于图5，在图6中，水平轴代表AC输出电路101的D类放大器的占空比，以及垂直轴代表通过由检测器电路104执行的检测所获得的二阶谐波的幅度。

在图6中，在占空比P0附近，信号丢失在噪声中。因此，通过搜索电压最小处点的方法，该最小点丢失在噪声中并且无法找到。

另一方面，根据用于通过在指定电压达到的两个点之间的中点获得最优占空比的方法，可以找到最佳占空比而并不受噪声影响，因为从信号的并未被丢失在噪声中的一部分而计算占空比。

此外，根据第一实施例的半导体设备展示了这样的效果，最佳占空比可以找到而并未受信号电压中偏移电压的影响。

例如，可以能够从由AC输出电路101所放大的信号之外的DC分量获得最佳占空比。图7是示出了在放大器的占空比与共模检测之后DC信号之间关系的示图。如图7中所示，因为放大器的占空比与共模检测之后DC信号为线性关系，所以通过搜索达到指定阈值电压(例如0V)处的点而获得了最佳占空比。

然而，在其中偏移电压通过构造设备的部件中的变化而引入DC信号中的情形中，如由斜虚线所示，电压为0V处的占空比变为P0’。因此，并非为最佳占空比的P0的点可以错误地被识别为最佳占空比。

另一方面，采用根据第一实施例的半导体设备，即使当偏移电压被引入信号中时，也可以获得最佳占空比，这是因为二阶谐波具有相对于最佳占空比的线性对称特性。图8是示出了在检测之后二阶谐波的电压与放大器的占空比之间的关系的示图。类似于图5和图6，在图8中，水平轴代表AC输出电路101的D类放大器的占空比，以及垂直轴代表通过由检测器电路104执行的检测所获得的二阶谐波的幅度。在图8中，虚线示出了具有偏移电压引入的在检测之后的信号。通过偏移电压，电压变为等于阈值0V处的点偏移至P1’和P2’。然而，因为P1和P2之间的中点为P0，其类似于P1’和P2’之间的中点，可以确定最佳占空比。

接着，将描述根据第一实施例的检测器电路104的内部配置结构。图9是示出了根据第一实施例的检测器电路的配置的框图。在图9中，检测器电路104包括：参考电压生成电路111、检测器112、LPF113、放大器电路114和比较器115。

参考电压生成电路111生成由检测器112所使用的参考电压。例如，参考电压生成电路111生成两种参考电压，也即，参考电压VREF1和参考电压VREF2。通过参考电压VREF1和参考电压VREF2之间的差分电压，确定待检测的二阶谐波的幅度水平。也即，由电压VREF1和电压VREF2之间的差分电压确定对应于图5中P1和P2的电压。

检测器112将电压VREF2添加至通过由共模检测器电路103所执行的共模检测所获得信号，并且检测所得的信号以及电压VREF1。因此，检测器112获得DC信号，DC信号的DC电压是由共模检测所获得的二阶谐波信号的幅度水平。接着，检测器112将获得的幅度水平输出至LPF113。

LPF113抑制在获得的幅度水平的DC信号中所获得的高频分量，并且将信号输出至放大器电路114。

放大器电路114放大DC信号，并且将放大的信号输出至比较器115。

比较器115将放大的DC信号的电压相互比较。作为比较目标的两个信号的电压之间的差异反映了二阶谐波信号的幅度水平以及两个参考电压之间的差异。如上所述，通过参考电压VREF1和参考电压VREF2之间的差分电压，确定了对应于图5中P1和P2的电压。也即，比较器115输出通过检测二阶谐波信号所获得的信号的电压是否高于或低于指定电压的结果。

控制电路105在由AC输出电路101的D类放大器所执行的脉冲宽度调制中改变占空比，并且如图5中P1或P2，在比较器115的结果改变时检测占空比。接着，控制电路105采用P1和P2之间的中点P0作为最佳占空比，并且在由AC输出电路101的D类放大器所执行的脉冲宽度调制中将其反映在占空比上。

接着，将描述根据第一实施例的检测器电路104的示例性具体电路。图10是示出了根据第一实施例的检测器电路的配置的电路图。

检测器电路104包括：电阻器R1-1、R1-2、R2-1、R2-2、R3、R4、R5、R6、R7、R8和R9，电容器C1、C2、C3、C4，场效应晶体管FET1、FET2、FET3和FET4，可变电阻器VR1-1和VR1-2，开关SW1，以及电流源CS1。场效应晶体管FET1和FET2例如是pMOS-FET，以及场效应晶体管FET3和FET4例如是nMOS-FET。开关SW1通过闭合启用检测，以及通过断开禁用检测。

在图10中，在电源电势与接地电势之间，电阻器R1-1、可变电阻器VR1-1的固定电阻器、以及电阻器R2-1串联连接。在可变电阻器VR1-1的可变电阻器端子与场效应晶体管FET1的栅极之间，连接了电阻器R3。此外，在电源电势和接地电势之间，电阻器R1-2、可变电阻器VR1-2的固定电阻器、以及电阻器R2-2串联连接。可变电阻器VR1-2的可变电阻器端子和场效应晶体管FET2的栅极相互连接。此外，电容器C1连接在二阶谐波的输入端子与场效应晶体管FET1之间。

结合检测器112的电路配置，在电源电势和场效应晶体管FET1的源极之间，电阻器R4和电容器C2并联连接。此外，电阻器R5连接在电源电势和场效应晶体管FET2之间。在场效应晶体管FET1的漏极以及场效应晶体管FET2的漏极与接地电势之间，连接了开关SW1。

LPF113包括电阻器R6和R7，以及电容器C3和C4。接着，在场效应晶体管FET2的源极与场效应晶体管FET4的栅极之间，连接了电阻器R6。此外，在场效应晶体管FET1的源极与场效应晶体管FET3的栅极之间，连接了电阻器R7。此外，在放大器电路114一侧上电阻器R6的端子与放大器电路114一侧上电阻器R7的端子之间，连接了电容器C3。此外，在放大器电路114一侧上电阻器R7的端子与接地电势之间，连接了电容器C4。

结合放大器电路114的电路配置，在电源电势和场效应晶体管FET3的源极之间，连接了电阻器R8。此外，在电源电势和场效应晶体管FET4的源极之间，连接了电阻器R9。在场效应晶体管FET3的漏极和接地电势之间，连接了电流源。此外，在场效应晶体管FET4的漏极和接地电势之间，连接了电流源。接着，场效应晶体管FET3的源极和场效应晶体管FET4的源极分别连接至输出端子。

接着，将描述由检测器电路104所执行的信号处理。

从输入端子输入的二阶谐波HD2的DC分量由电容器C1抑制。接着，通过将参考电压VREF2添加至已经抑制了DC分量的二阶谐波HD2而获得的信号被输入至场效应晶体管FET1的栅极。此外，参考电压VREF1的信号输入至场效应晶体管FET2的栅极。图11是示出了输入至检测器112的信号的示图。在图11中，垂直轴代表电压，以及水平轴代表时间点。此外，在图11中，虚线代表参考电压VREF2的信号，以及实线代表作为检测目标的信号。如图11中所示，检测器112接收通过将参考电压VREF2添加至二阶谐波HD2所获得的信号，以及参考电压VREF1的信号。

在检测器112中，通过将参考电压VREF2添加至二阶谐波HD2获得的信号经受检测，由此获得了其中二阶谐波的幅度转换为DC电压的信号。在此，假设两个参考电压之间的差分电压是Vrf，以及通过检测二阶谐波的幅度水平获得的信号的电压是VDC1，在场效应晶体管FET1的源极处获得的检测电势可以由Vo2＝VDC1+Vrf推得。此外，假设在场效应晶体管FET2的源极处获得的检测电势是Vo1＝VDC，在场效应晶体管FET1和FET2之间的电势差中，二阶谐波的幅度水平满足ΔVd＝VDC1-VDC的关系。图12是示出了在检测之后的信号的示图。在图12中，垂直轴代表电压，水平轴代表时间点。此外，在图12中，虚线代表参考电压VREF2的信号以及检测前的信号，以及实线代表检测之后的信号。如图12中所示，AC分量保留在检测之后的信号的一部分中。

LPF113抑制了检测之后信号中的AC分量。图13是示出了在已经抑制了AC分量之后示例性信号的示图。在图13中，垂直轴代表电压，以及水平轴代表时间点。此外，在图13中，虚线代表参考电压VREF2和AC分量的信号，以及实线代表已经抑制了AC分量之后的信号。接着，在经过LPF113之后，电压的电势为Vo2’＝VDC1+a×Vrf，Vo1’＝VDC。在此，a是指定的常数。

接着，放大器电路114将已经抑制了AC分量之后的信号放大。图14示出了示例性的放大信号。在图14中，垂直轴代表电压，以及水平轴代表时间点。此外，在图14中，实线代表已放大的信号。接着，从放大器电路114输出的信号的电势差为V(OUT_N)－V(OUT_P)＝Av×(ΔVd+a×Vrf)。在此，Av是放大器电路114的放大率。两个信号之间的电势差意味着代表了二阶谐波HD2的幅度的电压与作为阈值的电压之间的差值。

因此，当比较器115确定了两个信号的电压相互相等时，其意味着代表二阶谐波HD2的幅度的电压等于阈值。基于比较结果，搜索了在检测后信号的电压变为等于阈值处的占空比P1和P2。根据方程P0＝(P1+P2)/2，作为中点的P0可以获得作为最优占空比。

关于确定最优占空比的时间，控制电路105改变占空比以在指定周期中扫描占空比的可能范围，例如当通电之后稳定操作时。接着，根据比较器115的输出与占空比之间的关系，控制电路105搜索在检测后二阶谐波信号的电压变为等于作为阈值的电压处的占空比P1和P2。接着，通过采用P1和P2之间中点的P0作为最佳占空比，控制电路105设置AC输出电路101的占空比。通过前述操作，可以执行用以获得AC输出电路101的最佳占空比的校准。

如上所述，根据第一实施例，以共模模式检测从AC输出电路输出的AC信号。通过检测由共模检测获得的信号的偶数阶谐波而获得了谐波的幅度水平。因此，可以控制AC输出电路以便于抑制谐波的幅度水平。

(第二实施例)

在下文中，将参照附图描述第二实施例。在第一实施例中，检测之后二阶谐波信号经由LPF输出至放大器电路。另一方面，在本实施例中，检测器的连接线和放大器电路的连接线经由电容器而连接。

图15是示出了根据第二实施例的检测器电路的配置的电路图。类似于第一实施例的那些元件由相同附图标记标注，并且将不再重复对其描述。

在图15中，电容连接电路201包括电容器C21。接着，电容器C21连接在连接了场效应晶体管FET1的源极和场效应晶体管FET3的栅极的电线与连接了场效应晶体管FET2的源极和场效应晶体管FET4的栅极的电线之间。

电容器的插入使得检测器112和放大器电路114之间的连接线等同于AC模式下的短路。仅原始存在于已经检测到其谐波的信号之一中的高频分量也以相同水平存在于参考电压信号中，并且信号被输入至放大器电路114。图16示出了输入至放大器电路114的示例性信号。在图16中，垂直轴代表电压，以及水平轴代表时间点。此外，在图16中，虚线代表检测之前的信号，以及实线代表在其上高频分量由电容连接电路201反映的信号。

关于高频分量，有效地使用了放大器电路114的CMRR(共模抑制比)，并且在放大器电路114的输出端处移除了在每个信号中以相同水平包含的高频分量。移除的量由RC滤波器的截止频率以及放大器电路114的CMRR特性确定。

采用根据第二实施例的半导体设备，通过使用放大器电路的CMRR替代LPF的使用而移除了谐波分量。因此，可以节省构建了LPF电路的元件。因此，可以预期减小半导体设备面积的效果。

(第三实施例)

在下文中，将参照附图描述第三实施例。在第一实施例中，使用比较器将检测之后二阶谐波信号的电压与阈值电压相互比较。另一方面，在本实施例中，包括了模数转换器电路，并且检测后二阶谐波信号的电压与阈值电压之间的电势差转换为数字信号。

图17是示出了根据第三实施例的半导体设备的配置的示图。类似于第一实施例那些的元件由相同的附图标记标注，并且将不再重复对其描述。

如图17中所示，半导体设备300包括：检测器电路301、AD转换器电路302以及控制电路303。

检测器电路301检测由共模检测所获得的信号，以获得偶数阶谐波的幅度水平。接着，检测器电路301将检测到的幅度水平输出至控制电路105。此外，检测器电路301将由共模检测获得的信号以及参考电压的信号输出至AD转换器电路302。

AD转换器电路302对由共模检测获得的信号与参考电压信号之间的电势差执行模数转换，并且将转换的数字信号输出至控制电路303。

控制电路303控制并且确定AC输出电路的参数，使得由检测器电路301获得的幅度水平变为最小。例如，控制电路303在执行脉冲宽度调制中改变AC输出电路101的D类放大器的占空比，以获得占空比与偶数阶谐波的幅度水平之间的关系。接着，控制电路303向AC输出电路101指示偶数阶谐波的幅度水平变为最小处的占空比。

此外，控制电路303基于由AC转换器电路302获得的数字信号而监控二阶谐波中的变化。将稍后详述操作。

接着，将描述检测器电路301的内部配置。图18是示出了根据第三实施例的检测器电路的配置的电路图。类似于第一实施例的那些元件由相同附图标记标注，并且将不再重复对其描述。

在图18中，检测器电路301包括开关SW31、SW32、SW33和SW34。

如图18中所示，在可变电阻器VR1-1的可变电阻器端子与电阻器R6之间，连接了开关SW31。此外，在可变电阻器VR1-2的可变电阻器端子与电阻器R7之间，连接了开关SW32。

接着，在场效应晶体管FET2的源极和电阻器R6之间，连接了开关SW33。此外，在场效应晶体管FET1的源极和电阻器R7之间，连接了开关SW34。

SW31和SW32相互同步断开和闭合。类似的，SW33和SW34相互同步断开和闭合。此外，当SW31和SW32断开时，SW33和SW34闭合，以允许检测之后信号输入至LPF113。

此外，当SW31和SW32闭合时，SW33和SW34断开，以允许二阶谐波信号和参考电压信号直接输入至旁路绕过了检测器112的LPF113。

在下文中，将描述操作。当通过使用根据第一或第二实施例的二阶谐波而已经完成了校准之后时，切换信号路径，使得由AC转换器电路键控放大器电路114的输出。在此，信号旁路绕过了检测器112，并且AD转换器电路接收了根据二阶谐波单调变化的DC电压(第一实施例中所述的e₁分量)。当已经完成了校准时，放大器电路114的输出是使得二阶谐波变为最小的电压(Vopt)，并且在该时间点处放大器电路114的输出临时的存储在存储器中。当二阶谐波因任何因素(例如温度)而变化时，放大器电路114的输出也因此变化。因此，选择以下之一：

调整占空以接近Vopt。

当输出并未从Vopt大幅偏离时，并未选择校准操作。

关于并未从Vopt大偏离的确定准则可以是输出在由无线电法则所允许的二阶谐波的水平处。

如上所述，采用根据第三实施例的半导体设备，当发生急剧环境变化时，可以通过基于模数转换器电路的输出而减少校正时间，根据二阶谐波的变化范围而再次执行校正或选择校准操作。

(第四实施例)

在下文中，将参照附图描述第四实施例。在第一实施例中，使用二阶谐波的幅度水平搜索最佳占空比。另一方面，在本实施例中，使用二阶谐波的相位。

图19是示出了根据第四实施例的半导体设备的配置的示图。类似于第一实施例那些元件由相同附图标记标注，并且将不再重复对其描述。

如图19中所示，半导体设备400包括共模检测器电路401、相位比较器402、LPF403、比较器404以及控制电路405。

共模检测器电路401将在共模模式下输入至AC输出电路101的差分信号组合，由此抵消奇数阶谐波，以获得直流电流和偶数阶谐波。接着，共模检测器电路401将获得的信号输出至相位比较器402。

相位比较器402将从共模检测器电路103输出的信号的相位与从共模检测器电路401输出的信号的相位相互比较，并且输出其电压是比较结果的比较信号。LPF403抑制比较信号的AC分量，并且将获得信号输出至比较器404。

比较器404将比较信号和指定的阈值相互比较，并且将比较结果输出至控制电路405。控制电路405基于比较结果来控制AC输出电路101。

接着，将描述根据第四实施例的半导体设备的操作。图20是示出了在放大器的占空比与比较信号的电压之间关系的示图。在图20中，水平轴代表AC输出电路101的D类放大器的占空比，以及垂直轴代表由相位比较器402获得的比较信号的电压。

控制电路405搜索使得比较信号的电压与阈值电压变得相互相等的占空比，如图20中所示。控制电路405向AC输出电路101指示所获得的占空比。

如上所述，采用根据第四实施例的半导体设备，通过比较放大之前和之后的差分信号之间的相位差，可以检测最佳占空比。

(第五实施例)

在下文中，将参照附图描述第五实施例。第五实施例是根据适用于BLE(蓝牙(注册商标)低能量)的第一至第四实施例的半导体设备的示例。

图21是示出了根据第五实施例的无线电通信设备的配置的示图。类似于第一实施例的那些元件由相同附图标记标注，并且将不再重复对其描述。

在图21中，由无线电通信设备501和MCU502配置无线电通信系统500。此外，在图21中，无线电通信设备501包括：调制解调器50、本地振荡器51、功率放大器52、匹配元件53、天线54、低噪声放大器55、分频器56、降频转换器57-1和57-2、LPF58-1和58-2以及AD转换器59-1和59-2。

调制解调器50调制了从MCU502输出的传输数据并且获得传输信号，以及将传输信号输出至本地振荡器51。此外，调制解调器50解调了从AD转换器59-1和59-2输出的接收信号，并且将解调的信号输出至MCU502。

本地振荡器51生成将要经由无线电通信发射的频率的信号，并且在已调制的传输信号上叠加了所生成的信号。本地振荡器51将叠加的信号输出至功率放大器52。

功率放大器52是包括了根据第一至第四实施例中任一个的半导体设备的功率放大器。功率放大器52放大了传输信号的功率，并且将放大的信号输出至匹配元件53。

匹配元件53调整了功率放大器52和天线54之间的阻抗。此外，匹配元件53匹配了天线54和低噪声放大器55之间的阻抗。

天线54将传输信号作为无线电信号发射，并且将接收到的无线电信号作为接收信号而输出至匹配元件53。

低噪声放大器55放大了接收到信号的功率，并且将放大的信号输出至降频转换器57-1和57-22。

分频器56分割了由本地振荡器51所生成频率的信号，并且将信号输出至降频转换器57-1和57-2。

降频转换器57-1和57-2转换了接收到信号的频率，并且分别将转换的信号输出至LPFs58-1和58-2。

LPF58-1和58-2抑制了接收到信号的高频分量，并且分别将信号输出至AD转换器59-1和59-2。

AD转换器59-1和59-2将接收到信号从模拟信号转换至数字信号，并且将数字信号输出至调制解调器50。

如上所述，采用根据第五实施例得无线电通信设备，通过使用二阶谐波而对最优占空比得检测可以适用于无线电通信设备。因此，可以防止经由无线电通信不必要的谐波得发射。

此外，当半导体设备将要安装在无线电通信设备上时，连接至半导体设备得外部组件得数目可以减少。

图22是示出了示例性封装基板的示图。在图22中，基板600是其上封装了传统无线电通信设备的基板。基板600具有包括集成电路的半导体601，以及LPF602。另一方面，基板610是其上封装了根据本实施例的无线电通信设备的基板。基板610具有根据本实施例的半导体611。如图22中所示，与基板600相比，基板610在除了封装在基板上半导体之外的组件数目上更小。

将参照图23和图24描述组件数目的具体减少。图23是示出了传统无线电通信设备的示例性电路的示图。此外，图24是示出了根据本实施例的无线电通信设备的示例性电路的示图。在图23中，传统无线电通信设备700包括：放大器电路701、LPF702以及天线703。另一方面，在图24中，根据本实施例的无线电通信设备800包括放大器电路701和天线703。

相互比较图23和图24，在图24中外部连接至半导体设备的组件的数目比图23中更少。也即，如第一至第五实施例中所述，根据本实施例的无线电设备800能够通过检测由共模检测获得信号的偶数阶谐波而检测谐波的幅度水平。因此，可以控制AC输出电路以抑制谐波的幅度水平。因此，可以免除用于抑制已放大高频信号的谐波幅度水平的配置。用于已放大高频信号的LPF电路在构成电容器和电阻器的大小上更大，与用于较小信号的LPF电路相比。因此，该LPF电路的抵消大大有助于减小无线电通信设备的大小。

注意，无线电通信设备可以适用于采用BLE的无线电通信设备，并且也适用于并非采用BLE的无线电通信设备。

关于根据本实施例的无线电通信设备的具体应用，在其中属于健身和医疗领域的设备、例如心率监控器、血压监控器或计步器经由无线电信号建立了与诸如智能手机的计算机装置的通信的情形中，无线电通信设备可以安装在每个设备中。

此外，无线电通信设备可以适用于距离了自行车行驶数据的设备。例如，在其中位于自行车车轮和把手处的传感器以及位于把手处的记录计算机经由无线电信号建立了相互通信的情形中，无线电通信设备可以安装在每个设备中。

另外，在其中具有计时调整功能或新进邮件报告功能的手表与NTP服务器、邮件服务器或经由无线电信号接收邮件的计算机终端的建立了通信的情形中，无线电通信设备可以安装在每个设备中。

另外，在其中设备例如无键输入设备、iBeacon(注册商标)等经由无线电信号建立了相互通信的情形中，无线电通信设备可以安装在每个设备中。另外，无线电通信设备可以安装在可穿戴装置中。

此外，关于根据如上所述实施例的半导体设备，半导体基板、半导体层、扩散层(扩散区域)等的导电类型(p型或n型)可以反转。因此，在其中n型和p型之一的导电类型是第一导电类型、以及另一个导电类型是第二导电类型的情形中，第一导电类型可以是p型并且第二导电类型可以是n型。备选地，第一导电类型可以是n型并且第二导电类型可以是p型。

此外，本发明的其他有效实施例可以包括，代表了根据上述实施例的设备的方法或系统，使得计算机运行由设备所执行方法的全部或一部分的程序，以及包括设备的无线电通信设备。

此外，用于在上述控制电路中实施控制操作的程序可以使用任何类型的非临时计算机可读媒介而存储并且向计算机提供。非临时计算机可读媒介包括任何种类的有形存储媒介。非临时计算机可读媒介的示例包括，磁性存储媒介(诸如软盘、磁带、硬盘驱动等)，光学磁性存储媒介(例如磁-光盘)，CD-ROM(小型盘只读存储器)，CD-R(可记录的小型盘)，CD-R/W(可重写的小型盘)，以及半导体存储器(诸如掩模ROM、PROM(可编程ROM)、EPROM(可擦除PROM)、闪存ROM、RAM(随机访问存储器)等)。程序可以使用任何类型的临时计算机可读媒介而提供至计算机。临时计算机可读媒介的示例包括，电信号，光信号，和电磁波。临时计算机可读媒介可以经由有线通信线(例如电力线和光线)或无线通信线而向计算机提供程序。

在前文中，尽管已经基于实施例给出了由本发明人做出的本发明的具体说明，无需多言的是，本发明不限于以上已经描述的实施例，并且可以在不偏离本发明要旨的范围内做出各种修改。

第一、第二、第三、第四和第五实施例如果需要的话可以由本领域技术人员组合。

尽管已经根据数个实施例描述了本发明，本领域技术人员将认识到，本发明可以采用在所附权利要求精神和范围内的各种修改例而实施，并且本发明不限于上述示例。

此外，权利要求的范围不限于上述实施例。

此外，注意，申请人意在包括所有权利要求要素的等价形式，即便稍后在起诉期间修改。

Claims (13)

1.一种半导体设备，包括：

共模检测器电路，在共模模式下检测AC信号；以及

检测器电路，检测从所述共模检测器电路输出的偶数阶谐波的幅度水平。

2.根据权利要求1所述的半导体设备，其中，

所述检测器电路包括：

检测器，检测从所述共模检测器电路输出的所述偶数阶谐波的所述幅度水平；

LPF电路，抑制由所述检测器检测到的所述偶数阶谐波的所述幅度水平的信号的高频分量；

放大器电路，放大其高频分量已经由所述LPF电路抑制的所述偶数阶谐波的所述幅度水平的所述信号；以及

比较器，将所述偶数阶谐波的所述幅度水平的已放大信号与参考电压相互比较。

3.根据权利要求2所述的半导体设备，进一步包括，生成第一参考电压和第二参考电压的参考电压生成电路，其中所述检测器包括：检测通过所述第二参考电压和所述偶数阶谐波的相加而获得的信号的第一晶体管，以及检测所述第一参考电压的第二晶体管。

4.根据权利要求3所述的半导体设备，其中，在所述LPF电路中，电阻器和电容器并联连接在电源电势和所述第一晶体管之间，以及电阻器连接在所述电源电势和所述第二晶体管之间。

5.根据权利要求4所述的半导体设备，其中，所述比较器将通过检测由所述第二参考电压与所述偶数阶谐波的相加获得的信号所获得的所述信号的电压、与通过检测所述第一参考电压所获得的信号的电压相互比较。

6.根据权利要求2所述的半导体设备，进一步包括：

AC输出电路，改变占空比并且放大所述AC信号，所述AC输出电路将已放大AC信号输出至所述共模检测器电路；以及

控制电路，基于所述比较器中的比较结果从所述偶数阶谐波和所述AC信号的占空比之间的关系获得所述AC信号的所述偶数阶谐波的幅度呈现最小值处的占空比，以及向AC输出电路指示所获得的占空比。

7.根据权利要求6所述的半导体设备，其中，所述控制电路在所述比较器中的两个电压变得相互相等的两个点处获得的占空比之间的中点作为所述AC信号的所述偶数阶谐波的所述幅度呈现最小值处的占空比，以及向所述AC输出电路指示所获得的占空比。

8.根据权利要求1所述的半导体设备，进一步包括：

AC输出电路，改变占空比并且输出所述AC信号至所述共模检测器电路；以及

控制电路，基于由检测器电路检测到的信号从所述偶数阶谐波与所述AC信号的所述占空比之间的关系获得所述AC信号的所述偶数阶谐波的所述幅度呈现最小值处的占空比，以及向所述AC输出电路指示所获得的占空比。

9.根据权利要求2所述的半导体设备，进一步包括生成第一参考电压和第二参考电压的参考电压生成电路，其中所述LPF电路包括：去往通过所述第二参考电压与所述偶数阶谐波的相加所获得的信号的第一电阻器，去往所述第一参考电压的信号的第二电阻器，连接在所述第一电阻器和所述第二电阻器之间的电容器，以及连接在所述电阻器之一与接地电势之间的电容器。

10.根据权利要求2所述的半导体设备，进一步包括，生成第一参考电压和第二参考电压的参考电压生成电路，其中所述LPF电路包括在通过所述第二参考电压和所述偶数阶谐波的相加所获得的信号与所述第一参考电压的信号之间形成电容的电容器。

11.根据权利要求1所述的半导体设备，进一步包括，对通过由所述检测器电路执行的所述偶数阶谐波的检测所获得的信号的电势执行模数转换的AD转换器电路。

12.根据权利要求11所述的半导体设备，进一步包括：

AC输出电路，改变占空比并且输出所述AC信号至共模检测器电路；以及

控制电路，基于通过由所述AD转换器电路执行的所述模数转换所获得的信号，确定是否再次搜索所述占空比的最佳值。

13.一种无线电通信设备，包括：

调制解调器，调制传输数据；

本地振荡器，生成射频的信号，并且将已调制的传输数据转换为射频以获得传输信号；

半导体设备，包括：在共模模式下检测AC信号的共模检测器电路，以及检测从所述共模检测器电路输出的偶数阶谐波的幅度水平的检测器电路；以及

天线，经由无线电通信传输已放大的传输信号。