CN106877943A - 在rf收发器中使用环回校准的发射功率的精确测量 - Google Patents

Abstract

本发明涉及在RF收发器中使用环回校准的发射功率的精确测量。RF或其它高频率收发器(10)包含用于测量绝对功率电平的环回参考信道(30)。所述收发器中的发射信道包含：可编程功率放大器(18)，其可经控制而以所选择的功率电平进行操作；且接收信道包含接收放大器(22)、混合器(24I、24Q)、滤波器(26I、26Q)、及模/数转换器(28I、28Q)。所述环回参考信道包含自偏压放大器(35)、其后接着从接收到的信号产生方波的一系列缓冲器(36)、及将衰减增益施加于所述方波的衰减器(38)。可根据如由所述接收信道接收到的发射信号的经测量的功率电平与使用所述环回参考信道发射的信号的经测量的功率电平的比率来计算经编程的功率电平下的发射功率。

Description

在RF收发器中使用环回校准的发射功率的精确测量

相关申请案的交叉参考

不适用。

关于联邦政府资助的研究或开发的声明

不适用。

技术领域

本发明在通信电路领域内。更具体来说，实施例涉及以例如射频(RF)的高频率进行操作的发射器电路的校准。

背景技术

固态集成电路现通常用于在广泛范围的通信系统中都通过物理媒体(例如，有线线路及光纤)及以射频(RF)无线地发射及接收信号。在任一情况中，但特定来说，在无线上下文中，对发射信号的功率的测量及控制对于最大化电池寿命是十分重要的。对于无线RF通信的实例，对发射功率的约束从需要多个通信链路上升到在空间及频率域两者中共存。对来自所有类型的发射器的信号功率的测量及控制也必定会最小化可能会不合意地影响无关电子系统的电磁噪声。

作为所属领域的根本，在现代集成电路的制造中，制造过程参数的变化引起例如晶体管增益、电路切换速度等电气参数发生对应变化。另外，集成电路通常也对电源供应器电压及操作温度的变化敏感。对于通信发射器中实施的集成电路，这些变化反映在相对于设计电路的标称电平的发射信号功率。因此，发射信号功率的校准及控制通常是必要的，以便使通信系统满足系统及法规要求。

用于发射器集成电路中的功率的测量及控制的一种常规方法在所属领域中被称为环回校准。环回校准是指在发射器集成电路本身上使用电路以获得在发射器功率放大器的控制中使用的输出功率测量。然而，在常规发射器中，此环回方法仅提供发射器功率的相对测量，这是因为芯片上环回接收器电路经受与发射器电路相同的过程、电压及温度变化。因而，通过精确地参考外部标准，输出功率的绝对测量对适当校准发射器功能是必要的，从而需要使用外部测试设备。

因此，对于RF发射器及发射器/接收器(收发器)，发射器功率放大器的校准需要使用RF测试电路。然而，如所属领域中已知，RF及其它高频率测试设备非常昂贵，从而导致较高的常规RF发射电路测试成本。较高的RF测试设备成本也抑制增量测试容量的增加，这可导致测试变成制造流程中的瓶颈。

发明内容

所揭示的实施例提供一种包含芯片上容量的集成电路架构及一种用于测量发射器功率放大器的功率输出的对应方法。

所揭示的实施例提供此架构及提供精确的绝对功率测量的方法。

所揭示的实施例提供此架构及在过程、电压及温度变化中稳健的方法。

所揭示的实施例提供此架构及需要最小额外硬件及芯片面积的方法。

所揭示的实施例提供此架构及与多种技术(其包含互补金属氧化物半导体(CMOS)及双极技术)相容的方法。

所揭示的实施例提供此架构及在正常操作期间不会导致功率消耗增加的方法。

通过参考以下说明书连同其图式，所属领域的一般技术人员将明白所揭示的实施例的其它目标及优点。

根据一些实施例，一种收发器电路包含：环回参考信道，其包含放大器、一或多个限制器及可编程衰减器。所述收发器电路中的接收信道包含：低噪声放大器，其中其输出耦合到降频转换混合器；直通信号路径，其在所述接收信道中将所述信号的衰减版本在无需由所述低噪声放大器进行放大的情况下传达到副本混合器。所述环回参考信道将接收到的正弦信号转换成具有与经调节的电压成比例的振幅的方波。在校准操作中，发射器功率放大器以经编程的功率电平发射由所述接收信道及所述环回参考信道接收的高频率音调。根据由所述接收信道接收到的如由所述低噪声放大器放大的信号的功率与沿着所述接收信道的直通路径传达的信号的功率的比率确定所述接收信道中的所述低噪声放大器的增益。根据来自所述直通路径的信号的功率与由所述环回参考信道处理的信号的功率的比率确定绝对发射功率。

根据一些实施例，一种收发器电路包含：环回参考信道，其包含放大器、一或多个限制器、可编程衰减器及副本低噪声放大器，所述副本低噪声放大器是所述收发器电路的接收信道中的放大器的副本。所述环回参考信道将接收到的正弦信号转换成具有与经调节的电压成比例的振幅的方波，并使用所述副本放大器放大此方波。在校准操作中，发射器功率放大器以经编程的功率电平发射由所述接收信道及所述环回参考信道接收的高频率音调。根据来自所述接收信道的所述信号的所述功率与由所述环回参考信道处理的所述信号的所述功率的比率确定绝对发射功率。

附图说明

图1是根据实施例的呈框图形式的收发器架构的电气图。

图2a是根据所述实施例的图1的架构中的呈框图形式的环回参考信道的电气图。

图2b是根据所述实施例的图2a的环回参考信道中的呈示意图形式的自偏压放大器的电气图。

图3a是根据实施例的图1的架构中的呈示意图形式的低噪声放大器(LNA)及环回参考信道的电气图。

图3b是根据另一实施例的图1的架构中的呈示意图形式的LNA及环回参考信道的电气图。

图4a是根据包含图3a的LNA及环回参考信道的实施例的说明测量图1的收发器中的发射功率的过程的流程图。

图4b是根据包含图3b的LNA及环回参考信道的实施例的说明测量图1的收发器中的发射功率的过程的流程图。

具体实施方式

在此说明书中描述的一或多个实施例是在无线RF(射频)收发器架构的上下文中，如应预期，此实施方案在此类应用中尤其有利。然而，也应预期，本发明的概念可有益地应用于其它应用，例如，在用于有线通信的发射器及接收器中，用于以除在RF带内的频率进行的无线通信，且实际在广泛范围的连续时间域信号处理功能中在任一类端到端发射器-接收系统中。另外，应预期，这些实施例可实现于包含金属氧化物半导体(MOS)、互补MOS(CMOS)、双极、BiCMOS等等的各种装置技术中。因此，应理解，仅通过实例提供以下描述，且所述描述不希望限制如所主张的本发明的真实范围。

如上文所论述，用于测量发射器电路的发射功率的常规技术绝对需要使用外部测试设备，这是因为常规环回技术仅提供相对测量。因此，外部测试设备常规地用于获得此类测量。因为此测试设备通常相当昂贵，尤其是在高频率(RF)应用中，所以在此测量中涉及显著的制造测试成本。这些实施例通过提供用于获得由收发器中的发射器电路输出的功率的绝对测量的芯片上测量电路及对应方法来解决此问题。

在一般意义上，这些实施例是基于发射的高频率信号的功率到一种形式的转译，所述形式可相对于独立于过程参数、电压及温度的变化的已知绝对参考而测量。可由相对廉价的测试设备精确建立的外部DC电压提供用于此测量的此绝对参考。作为另一实例，带隙参考电路通常用于提供稳定的低频率(DC)参考电压，具体来说，提供对应于硅的带隙电压的电压，其在过程参数、电源供应器电压及温度变化中是稳定的，且可由电压调节器使用以产生其它稳定电压。由发射器或收发器电路本身中的带隙参考电路产生的此参考电压可因此提供适当的绝对参考。根据这些实施例，发射的高频率信号的输出功率被转译成用于功率测量的相对于此稳定的绝对参考电压或电流的低频率或DC域。

图1说明根据实施例构造的数字收发器10的架构。在此实例中，收发器10是针对RF通信而构造的；然而，如上所述，应预期，此实施例及其变化可应用于广泛范围的许多类型的端到端发射器/接收器架构，以用于有线或无线通信且以广泛范围的频率中的任一者。在此实施例中，基带处理器12处理待发射的数据及由收发器10接收到的数据。基带处理器12可整体或部分被实施于收发器10本身内，或替代地，可对应于主处理器或其它外部数据处理功能。

收发器10的发射信道包含调制器14，调制器14对来自基带处理器12的待发射的数字数据执行常规调制处理，其中根据用于特定通信的所期望的调制方案的所述调制将被执行。这些经调制的数据被转发到频率合成器16，频率合成器16通常包含一或多个电压受控振荡器，所述振荡器产生根据来自调制器14的数据调制的RF信号。经调制的RF信号施加于可编程功率放大器18，功率放大器18的输出呈现到功率放大器20以经由阻抗匹配网络21将输出信号呈现到通信设施(例如，天线)。如下文将论述，可编程功率放大器18例如响应于来自此架构中的控制逻辑32的编程信号控制来自收发器10的发射的功率电平。

收发器10的接收信道包含接收放大器，所述接收放大器经由匹配网络21从天线或其它通信设施接收信号并放大所述接收到的信号。在此实例中，接收放大器是呈可变增益低噪声放大器(LNA)22的形式，其例如通过包含响应于来自控制逻辑32的信号的输入衰减器将可控制或可选择的放大施加于接收到的信号，且因而，LNA 22在设置收发器10的接收信道的灵敏度中负主要责任。为在接收器处获得高选择性，LNA 22的输出施加于混合器24I、24Q，混合器24I、24Q分别基于来自频率合成器16的同相及正交相位本机振荡器(LO)信号以常规方式将接收到并经放大的RF信号降频转换成中间频率(IF)。这些IF信号由带通滤波器26I、28Q进行滤波，并分别由模/数转换器(ADC)28I、28Q转换成数字同相及正交相位数据。解调器29将数字化IF数据解调成基带，并视情况执行其它常规数字处理(例如，自动增益控制(AGC)、精细信道滤波、封装及帧同步等等)以恢复接收到的信号的有效负载以用于由基带处理器12依照要求进行处理。

收发器10还包含如在所属领域中常规用于其操作及应用的其它支持电路。此额外电路包含如下功能：(例如)晶体振荡器电路用于基于外部晶体产生内部时钟信号、介接电路用于执行与其它电路及系统的通信等等。根据此实施例，收发器10还包含功率管理系统34，功率管理系统34产生用于施加于收发器10内的电路的经调节的偏置电压。在此实施例中，由功率管理系统34供应的一种此经调节的电压是施加于如下文将描述的环回参考信道30的V_dd电源供应器电压及对可编程功率放大器18及功率放大器20供电的偏置电压V_TXREF。由功率管理系统34产生的经调节的电压可为基于外部DC电压，或替代地或另外，是基于带隙电压参考33，如图1中所展示。替代地，V_dd电源供应器电压本身可为外部供应的DC电压，其可由测试设备精确控制。在任一情况中，预期由功率管理系统34产生的电压在过程、电压及温度变化中是稳定的。且如上所述，收发器10包含用于控制收发器10内的各种功能的操作的控制逻辑32。根据此实施例，控制逻辑32经配置以控制这些功能以在正常操作中执行在信号的发射及接收中所涉及的功能，且还以下文进一步详细描述的方式执行功率管理功能。应预期，控制逻辑32的此配置通常将通过存储于控制逻辑32内的或控制逻辑32可用的存储器资源中的程序指令来实施，这致使控制逻辑32控制收发器10的功能以实施这些操作；替代地，控制逻辑32可被实施为经配置以执行这些功能中的一些或所有的硬件。

收发器10还包含环回参考信道30，环回参考信道30根据这些实施例执行由可编程功率放大器18及功率放大器20的发射信道所发射的信号的功率电平的测量。在此实例中，环回参考信道30可直接或间接耦合到功率放大器20的输出以从发射信道接收所发射的信号，及以下文描述的方式放大及处理所述信号。更具体来说，根据此实施例，环回参考信道30参考稳定参考电平(例如，外部DC电压或由带隙电压参考33产生的电压)将接收到的RF信号转译成可由收发器10内部地确定信号的功率电平的形式。来自环回参考信道30的此经转译的信号被施加于例如如图1中所展示的滤波器26I、26Q的输入处的接收数据路径。替代地，如下文将进一步详细描述，环回参考信道30的输出可施加于混合器24I、24Q，或视情况以其它方式被施加于接收路径中。取决于特定布置，环回参考信道30因此可具有其自身的用于接收及处理接收信道外的环回信号的混合器，在这种情况中，希望环回参考信道30中的此类混合器可紧密匹配到接收信道的混合器24。

图2a说明根据实施例的环回参考信道30的构造及操作。在此实施例中，环回参考信道30使用晶体管构造而成，所述晶体管沿着信号路径增加其尺寸及驱动强度，如下文将描述。在此实施方案中，自偏压放大器35的输入接收从功率放大器20发射的信号。功率放大器20的输出与环回参考信道30之间的连接，具体来说，到放大器35的输入可为内部到收发器10的路径(例如，可例如由传递晶体管等等选择性闭合的导电路径)，或替代地，由收发器10的输出端子(Tx)到输入端子的外部连接做出的到环回参考信道30的路径。在任一情况中，如由图2a暗示且如下文将进一步详细描述，预期在到放大器35的输入处接收到的发射信号是以标称载波频率的AC信号(例如，单音正弦)。放大器35用于放大接收到的此信号，如由图2a中的放大器的输出处的较高振幅正弦指示所暗示。

如上所述，放大器35可为自偏压类型，这在于：其输出信号被集中在施加于放大器35的偏置电压之间的中点电压处。图2b说明根据此实施例的用于CMOS实施方案的实例的自偏压放大器35的构造。在此实例中，p沟道MOS晶体管40p具有处于V_dd电源供应器电压(来自功率管理系统34)的其源极，及处于放大器35的输出节点OUT处的其漏极；n沟道MOS晶体管40n具有处于接地电平(即，V_ss)的其源极，及连接到输出节点OUT处的晶体管40p的漏极的其漏极。应预期，晶体管40p、40n针对集成电路实施收发器10优选地被制造成最小晶体管尺寸，以减小到匹配网络21的负载。晶体管40p、40n的栅极连接在一起，且经由电容器44电容性地耦合到输入节点IN，以使输入信号中的DC偏压不出现于放大器35的输出处。自偏压效应起因于电阻器42将晶体管40p、40n的共同栅极节点耦合到输出节点OUT处的其共同漏极节点。作为此自偏压的结果，输入节点IN处的AC信号将在输出节点OUT处产生被集中(即，具有DC分量)于V_dd电源供应器电压与接地之间的中轨电压处的AC信号。经放大的信号的此集中减小在环回参考信道30中所接收到的信号的剪裁，从而有助于下文描述的功率管理。

在此实施例中，放大器35的输出施加于一系列n个限制器级36₁到36_n中的第一者的输入。每一限制器级36_x被构造为反相器(如图2b中所展示)及非反相缓冲器，其各自由来自功率管理系统34的与放大器35相同的V_dd电源供应器电压偏置。每一限制器级36_x因此响应于其输入处的信号产生近似方波脉冲的波形。虽然单个限制器级36_I将从正弦输入产生方波的近似，但对功率测量来说，有益的是限制器级36₁到36_n中的最后一者的输出尽可能的接近理想输出。通过提供n个限制器级36₁到36_n，例如，五或六(n＝5或n＝6)个此类级，应预期，可在全部过程及温度角处产生几乎理想的方波。在此实施方案中，如上所述，限制器级36₁到36_n由增加尺寸且因此增加驱动强度的晶体管构造而成，使得限制器级36₁将使用具有相对较低的驱动强度的相对较小的晶体管构造而成，且限制器级36_n将由最大晶体管构造而成，且因此用作最强级。此渐进式方法减小在最后限制器级36_n的输出处所得的方波的振幅不确定性，其呈具有偏置最后限制器级36_n的V_dd电源供应器电压处的振幅的轨到轨方波的形式。

根据此实施例，相同V_dd电源供应器电压偏置自偏压放大器35及限制器级36₁到36_n。出于这些实施例的目的，有益的是产生此V_dd电源供应器电压作为经调节的电压，例如，由功率管理系统34基于外部DC电压(如可由相对较简单的外部测试设备供应)或由带隙电压参考33所产生的带隙电压所产生。因此，最后限制器级36_n的输出处的方波的振幅精确地处于已知的在过程、电压及温度中稳定的振幅，在限制器级36的数目足够大时情况尤其是如此。相反地，由环回参考信道30中的最后限制器级36_n所产生的此方波的振幅是独立于由放大器35接收到的信号的振幅，且因此独立于来自收发器10的发射信道的功率电平。

根据此实施例，如图2a中所展示，最后限制器级36_n的输出施加于衰减器38。衰减器38可被构造为与所期望的制造技术及发射信号的频率相容的常规衰减器电路，例如，作为“T”或“II”网络的常规CMOS RF衰减器，以以衰减的振幅产生对应于在其输入处接收到的信号的输出信号。更具体来说，在此实施例中，衰减器38的输出是以小于来自最后限制器级36_n的方波的轨到轨摆动的精确振幅的方波，以便不使下游混合器24I、24Q达到饱和。在多甘(Dogan)等人的“RF CMOS衰减器的分析及设计”的J.固态电路(J.Solid State Circ.)，第43卷、第10(IEEE，2008)、第2269到2283页中描述适于结合此实施例使用的常规RF衰减器设计的实例。在此实施例中，由衰减器38施加的衰减被表达为增益β，其可由控制逻辑32根据接收到的输入、配置寄存器的预存储内容等等来选择；替代地，此增益β可硬接线到衰减器38中。在任一情况中，增益β是已知的精确增益值。另外，希望用于实现衰减器38的晶体管及其它组件具有相对于放大器35或限制器级36_x中的类似装置的匹配或成比尺寸，以保证增益β在过程、电压及温度变化中稳定。衰减器38因此以对应于增益β及经调节的V_dd电源供应器电压的产物的振幅产生方波输出，如图2a中所展示。

在此实施例中，从衰减器38输出的方波施加于匹配副本混合器39I、39Q，混合器39I、39Q分别接收同相及正交相位本地振荡器信号。副本混合器39I、39Q优选地经构造以例如通过实施有在物理上接近于混合器24I、24Q的晶体管的经类似地设定大小(例如，最小尺寸)的晶体管而紧密匹配接收信道中的混合器24I、24Q。因而，副本混合器39I、39Q的性能及行为紧密匹配混合器24I、24Q的性能及行为。另外，应预期，混合器24I、24Q两者及副本混合器39I/Q两者也将包含最小尺寸晶体管以在功率校准过程中视情况选择性地将混合器连接到信号路径及将混合器与信号路径隔离。

应预期，如参考此说明书的所属领域的技术人员可明白，对上文所描述的环回参考信道30的实施方案的变化及替代可视情况经实施以用于特定应用。举例来说，应预期，环回参考信道30的电路功能可被实施为差分放大器、限制器、衰减器等等，而非被实施为上文所描述的单端式电路。此外，在替代实施例中，且如上所述，环回参考信道30可取决于用于实现收发器10的剩余部分的技术使用双极晶体管技术而非CMOS实现。预期这些及其它替代及变化是在如下文所主张的本发明的范围内。

在任一情况中，集成电路实施收发器10中的放大器35、限制器级36_x及衰减器38可由有效的最小芯片面积、设计来实现而无需用于减小功率消耗的电路技术(及所需的额外装置及芯片面积)，即使是针对功率监控应用(例如，电池供电系统)中的收发器，且即使是这些电路功能以全RF载波速度(例如，在一些应用中，大约2.5GHz)进行操作。环回参考信道30的功率消耗不太重要，这是因为环回参考信道30在正常操作期间使用有限的时间；反而应预期，环回参考信道30仅将在收发器10的校准相位期间是主动的。因此，应预期，环回参考信道30可使用极小成本(如果有任何额外成本的话)非常有效地实施于现存设计中。

图3a更详细说明根据实施例的与环回参考信道30组合的LNA 22的构造。如上所述，LNA 22是可变增益放大器，且因而，经构造以施加可选择衰减α于其RF输入处接收到的信号。在正常操作中，此衰减α使用接收到的信号的振幅经调制以优化接收信道的灵敏度。在此实施例中，如所属领域中的典型，此可选择衰减α通过低耗损无功分量实施。就此而言，输入电容器44以输入RF电容性地将信号耦合到节点A；电容器C2连接于此节点A与接地之间。节点A连接到n沟道MOS晶体管M1的栅极，n沟道MOS晶体管M1的源极/漏极路径与负载网络43与接地之间的级联晶体管M1C的源极/漏极路径串联连接。晶体管M1C的栅极接收控制信号P1。类似级从节点A与将节点A耦合到节点B的电容器C1(在此实施例中，电容器C1具有与输入电容器44相同的电容)串联连接。电容器C2的另一实例耦合于节点B与接地之间，且节点B连接到与负载网络43与节点之间的级联晶体管M2C串联的晶体管M2。电容器C1、C2及晶体管M3、M3C的另一类似级以相似方式耦合到节点B。在此实施例中，负载网络43是低耗损电感网络，其将信号从单端转换成差分，且将所得差分信号转发到混合器24I、24Q及接收信道中的随后级。

分别由级联晶体管M1C、M2C、M3C的栅极处的控制信号P1、P2、P3实现由LNA22供应的衰减α。针对最小衰减，高电平被施加于控制信号P1，且低电平被施加于控制信号P2、P3，使得节点A处的信号经由晶体管M1C及负载网络43被传达到混合器24I、24Q。由高电平将最大衰减插入于控制信号P3，且由低电平将最大衰减插入于控制信号P1、P2以传达节点C处的信号。由其电容器C1与电容器C2的电容的比率加其晶体管M1、M2、M3的栅极电容确定特定级的电容比，其中任一先前级的衰减包含于稍后级中。

此外，在此实施例中，LNA 22包含连接到最后衰减级的副本混合器45I/Q，在此实例中，所述最后衰减级处于节点C处。与环回参考信道30中的副本混合器39I/Q类似，混合器45I/Q优选地经构造以通过在物理上接近那些混合器24I、24Q的最小尺寸晶体管的方式紧密匹配混合器24I、24Q，使得副本混合器45I/Q的性能及行为复制混合器24I、24Q的性能及行为。直接到副本混合器45I/Q的LNA 22的节点C的此连接基本上在接收信道中建立“直通”信号路径，这是因为由副本混合器45I/Q接收到的此信号绕开级联晶体管对及负载网络43的放大，且因此不包含LNA增益。副本混合器45I/Q的输出被转发到滤波器26I、26Q及接收信道的剩余部分，副本混合器45I/Q的输出平行于如图3a中所展示的环回参考信道30中的副本混合器39I/Q的输出。在此实施例中，副本混合器39I/Q也将包含匹配混合器24I、24Q及副本混合器39I、39Q中的混合器的晶体管，其控制混合器39I/Q到信号路径的连接及混合器39I/Q与信号路径的隔离。替代地，可通过控制到混合器的偏压电流或通过使用用于选择性地将混合器输出耦合到下游接收信道的物理开关(例如，多路复用器)来做出此选择及隔离。

现参考图4a，现将描述根据图3a的实施例的用于获得发射功率的绝对测量的收发器10的操作。应预期，此测量过程通常将在作为整体工厂校准序列的部分的制造时执行。在所述上下文中，此实施例的测量过程将由到收发器10的外部输入(例如，由相对较简单(例如，低频率)的测试设备)起始；在此情况中，精确的外部DC电压也可施加于功率管理系统34，以用作用于与功率测量相关的偏压及电源供应器电压的参考电压。替代地或与外部控制信号或指令组合，应预期，收发器10内的程序存储器(未展示)可存储程序指令，可由控制逻辑32执行所述程序指令以执行功率测量过程中所涉及的内部操作。另外，此测量需要收发器10的发射输出耦合到接收信道及环回参考信道30的输入；如果这些端子节点未内部耦合到彼此，那么也必须实现这些端子节点到彼此的测试设备或其它外部连接。在任一情况中，应预期，所属领域的技术人员参考此说明书将能够容易地实现适当内部及外部程序指令及其它控制信号及输入，以便如适于特定实施方案般执行此过程。

如图4a中所展示，功率测量操作以过程46开始，其中可编程功率放大器18被编程到功率电平P_TX。此特定功率电平P_TX可接近于在标称功率电平(例如，0dBm)或低功率电平下的其全可用功率电平。如下文将提到，此功率管理操作可以多个功率电平重复以获得对功率放大器18、20的线性测量。

在此实施例中，根据此实施例的绝对发射功率电平的确定是基于以给定功率电平P_TX发射的信号的三种测量，一种如通过LNA 22由正常衰减的路径接收，一种通过LNA22中的副本混合器45I/Q方式接收，且另一种如由环回参考信道30接收。因此，单独进行这些测量，如由图4a中的并行分支所展示；其中执行这些测量分支的顺序是不重要的。事实上，应预期，这些测量分支可同时进行操作，只要通过相对分支的信号的衰减效应是已知或不重要的。

如由收发器10的正常接收信道接收到的所发射信号的测量以过程48开始，其中LNA 22被编程为增益α。举例来说，参考图3a，在此过程48中，高电平被施加于控制信号P1，且低电平被施加于控制信号P2、P3，从而经由晶体管M1、M1C将节点A耦合到负载网络43。在过程50中，一旦LNA 22的增益α被设置，那么发射信道进行操作以功率电平P_TX发射信号；为测量起见，希望过程50中的信号为“纯”音调，即为以标称载波频率(例如，用于RF收发器的约2.5GHz)的单频率正弦曲线。在过程52中，LNA 22的接收信道，混合器24I、24Q、滤波器26I、26Q及ADC 28I、28Q接收并处理在过程50中发射的纯音调以产生数字基带信号；此外，在过程52中，基带处理器12或其它数字电路例如通过用于计算离散时间域信号的功率的常规算法根据此数字基带信号计算功率电平P₁。此功率电平P₁可被认为是发射功率与施加于接收信道的增益的乘积：

P₁＝P_TX×α×G_LNA×G_MIX×G_BB

其中G_LNA是LNA 22的增益(即，经由适用级联晶体管及负载网络43)，G_MIX是混合器24I、24Q的有效增益，且G_BB是以基带频率施加于接收到的信号的增益。

在过程53(其可在过程52之前或之后执行)中，混合器24I、24Q从级联晶体管(例如，晶体管M1、M1C)及负载网络43断开或与所述级联晶体管及负载网络43隔离，且混合器45I/Q被启用。因此，出现于节点C的RF信号被直接转发到混合器45I/Q且无关于增益G_LNA但仅关于由适用电容比所确定的衰减γ。经由接收信道中的直通信号路径传达的此信号经由滤波器26I、26Q、ADC 28I、28Q被转发到解调器29以被解调成基带，其中在过程53中还测量功率。在此过程53中确定的经由副本混合器45I/Q的信号的功率电平P₂可被认为是衰减γ与接收信道的下游增益的乘积：

P₂＝P_TX×γ×G_MIX×G_BB

因为在此旁通(“直通”)信号路径中不涉及级联晶体管对及负载网络43，所以增益G_LNA并不是此功率测量的部分。混合器增益G_MIX在功率电平P₂的此确定中与功率电平P₁的确定相同，这是因为副本混合器45I/Q与混合器24I、24Q匹配。

由环回参考信道30发射的信号的测量以过程54开始，其中控制逻辑32将由衰减器38供应的衰减设置成已知增益β。在过程56中，发射信道接着进行操作以相同的饱和功率电平P_TXREF发射如过程50中发射的“纯”载波频率音调。环回参考信道30在过程58中处理此发射的信号，尤其是由放大器35放大及集中(即，中轨)接收到的信号，限制级36₀到36_n将信号转译成轨到轨方波，且衰减器38应用所选择的衰减增益β。所得信号接着经由副本混合器39I、39Q及接收信道中的滤波器26I、26Q的下游功能、ADC28I、28Q及解调器29被处理，以产生数字基带信号。此外，在过程58中，基带处理器12或其它数字电路以与过程52相同的方式计算此数字基带信号的功率电平P₃。此功率电平P₃取决于环回参考信道30中的增益：

P₃＝V_DD×β×G_MIX×G_BB

此外，混合器增益G_MIX在功率电平P₃的此确定中与功率电平P₁的确定相同，这是因为副本混合器39I/Q与混合器24I、24Q匹配。增益G_BB也相同于功率电平P₁及P₂中所涉及的增益，这是因为在每一情况中接收信道都相同。发射信号本身的实际功率电平在环回参考信道30中被明显损耗，这是因为限制级36₀到36_n将信号转译成轨到轨方波，无论接收到的信号的功率电平如何，而测量的功率电平P₃与V_DD成比例。

根据此实施例，一旦从过程52、53及58已知接收到的功率电平P₁、P₂及P₃，那么基带处理器12执行过程60以根据功率电平P₁与P₂的比率确定LNA 22的线性增益G_LNA：

由于LNA 22在其信号路径两者中的构造中所涉及的低耗损分量，精确知晓衰减增益α及γ两者，这允许在过程60中的LNA 22的线性增益G_LNA的精确计算。

在过程62中，根据所测量的功率电平P₂与P₃的比率计算发射功率电平P_TX的绝对测量：

且针对功率电平P_TX进行解析。此结果是功率电平P_TX的绝对测量，而非仅为相对测量，这是因为根据衰减器38及LNA 22中的低耗损分量精确知晓衰减增益β及γ，也精确知晓电源供应器电压V_DD，电源供应器电压V_DD是基于外部电压或已知参考电压(例如，带隙电压)。因此可精确计算出发射功率电平P_TX，使得获得使用如在过程62中确定的其绝对发射的功率电平P_TX在过程46中的编程的功率电平的校准。此校准过程允许对收发器10的实际发射功率的精确控制，而无需昂贵的RF或其它高频率测试设备。此外，根据此实施例，一旦获得绝对功率电平P_TX，那么功率电平P₁、P₂、P₃的方程式中的任一者可用于在过程62中计算增益商G_MIX×G_BB。

图4a的校准操作可依照要求在不同发射功率电平P_TX下重复。举例来说，在经编程的较高电平及经编程的较低电平两者下的绝对发射功率P_TX的测量可提供对发射信道中的功率放大器18、20的线性测量，且因此实现那些极值之间的中间功率电平的更精确设置及控制。

图3b说明根据替代实施例的LNA 22'及环回参考信道30'。在此实施例中，在LNA22'内不包含平行路径(即，省略副本混合器45I/Q)，相反，LNA 22'仅由如所展示的成比电容器C1、C2与对应级联晶体管对M1、M1C；M2、M2C；M3、M3C的对的其可编程衰减分支构造而成。

在此实例中，环回参考信道30'通过LNA 65传达其经衰减的信号，LNA 65是LNA22'中的电容网络(C1、C2)与级联晶体管的一个分支的副本。具体来说，衰减器38的输出经由电容器C1的实例电容性地耦合到副本LNA 65内的节点D，在副本LNA 65处，电容器C2的另一实例连接到接地。节点D连接到级联晶体管对，具体来说，连接于晶体管M4的栅极处。晶体管M4具有与负载网络43与接地之间的级联晶体管M4C的源极/漏极路径串联连接的其源极/漏极路径；晶体管M4C的栅极接收控制信号P4。从图3b明显看出，在此实施例中，环回参考信道30'不使用副本混合器。在此配置中副本LNA 65的使用导致增益G_LNA出现于接收信道以及环回参考信道30'两者中。

图4b说明使用图3b的布置的校准过程。如上文关于图4a所描述，在过程46中功率放大器18、20被编程到功率电平P_TX，在过程48中，LNA 22'被编程到衰减(即，增益)α，且在过程50中由发射信道发射纯音调。且也如以前，在过程52中计算如由LNA 22'及主接收信道接收到的信号的功率电平P₁，且总计为：

P₁＝P_TX×α×G_LNA×G_MIX×G_BB

且也如上文所描述，在过程54中将环回参考信道30'的衰减器38设置成增益β，且在过程56中再次从发射信道发射纯音调。根据此实施例，在过程72中，测量如由环回参考信道30'接收到的并被解调到基带的音调的功率电平P₄。因为环回参考信道30'在图3b的布置中通过LNA 22'路由其经衰减的方波，然而，在此实施例中，在过程72中所测量的功率电平P₄可被表示为：

P₄＝V_DD×β×G_LNA×G_MIX×G_BB

分别在过程52、72中测量功率电平P₁及P₄之后，在过程86中根据功率电平P₁与P₄的比率计算功率电平P_TX的绝对测量：

如上文所论述，衰减α及β是精确知晓的，电源供应器电压V_DD也是精确知晓的，从而允许在过程86中容易地解析用于发射功率电平P_TX的绝对测量的此比率。在确定发射功率电平P_TX之后，接着根据此实施例在过程88中计算命名为商G_LNA×G_MIX×G_BB的整体前端增益。

类似地，如上文关于图4a所论述，可在多个发射功率电平P_TX下重复图4b的校准测量操作，以提供对发射信道中的功率放大器18、20的线性测量。

根据这些实施例，提供一种用于高频率收发器系统的发射功率的测量的有效方法。此发射功率测量仅需要消耗现代收发器集成电路中极小芯片面积的最小额外电路，且所述功率测量在正常操作中不影响装置的功率消耗。可无需外部高频率测试设备而在此功率测量中达到较高准确度；实情是，所述测量是基于DC电压，所述DC电压可由相对廉价的测试设备外部地供应到较高精确度，或其可甚至(例如)由带隙参考电路内部地产生。测量电路及操作与多种制造技术(CMOS、双极、BiCMOS等等)相容，且所述测量电路及操作可被实施为单端电路或差分电路。

虽然在此说明书中已描述一或多个实施例，当然，应预期，参考此说明书及其图式的所属领域的一般技术人员将明白这些实施例的修改及对这些实施例的替代(此类修改及替代能够获得本发明的优点及益处中的一或多者)。应预期，此类修改及替代在如在本文中随后主张的本发明的范围内。

Claims (24)

1.一种校准通信收发器的发射功率的方法，其包括：

在第一经编程的功率设置下，以所选择的频率从所述收发器的发射信道发射周期信号；

测量如由所述收发器的接收信道中的接收放大器放大的所述发射信号的第一功率电平，所述第一功率电平与所述接收放大器的增益成比例；

测量如由所述收发器的所述接收信道接收到的并绕开所述接收放大器的所述发射信号的第二功率电平；

从如由所述收发器中的环回参考信道接收到的所述发射信号以与经调节的电压成比例的振幅产生经处理的信号；

测量所述经处理的信号的第三功率电平；

根据所述第一与第二功率电平的比率计算所述接收放大器的增益；及

根据所述第二与第三功率电平的比率计算对应于所述第一经编程的功率设置的绝对功率电平。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述产生所述经处理的信号的步骤包括：

将所述接收到的信号集中于中轨电平处；

将所述集中的信号施加于一系列的至少一个缓冲器从而以所述经调节的电压的振幅产生方波；

使所述方波按所选择的衰减增益衰减。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述系列的至少一个缓冲器包括：

多个缓冲器，其由晶体管构造而成，所述晶体管从接收所述集中的信号的第一缓冲器到产生应用于所述衰减步骤的所述方波的最后缓冲器具有渐增的驱动强度。

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述集中步骤包括：

使用自偏压放大器放大所述接收到的信号。

5.根据权利要求1所述的方法，其中所述测量所述第一功率电平的步骤包括：

使用所述接收放大器放大所述接收到的信号；

将所述放大的接收到的信号降频转换成中间频率；

将所述中间频率信号转换成数字基带信号；及

计算所述数字基带信号的所述功率电平。

6.根据权利要求5所述的方法，其中所述测量所述第二功率电平的步骤包括：

使绕开所述接收放大器的所述接收到的信号沿着所述接收信道中的直通路径衰减；

将所述衰减的信号降频转换成中间频率；

将所述中间频率信号转换成数字基带信号；及

计算所述数字基带信号的所述功率电平。

7.根据权利要求5所述的方法，其中所述测量所述第三功率电平的步骤包括：

将所述处理的信号降频转换成中间频率；

将所述中间频率信号转换成数字基带信号；及

计算所述数字基带信号的所述功率电平。

8.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括：

响应于外部DC电压产生所述经调节的电压。

9.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括：

产生带隙参考电压；及

基于所述带隙参考电压产生所述经调节的电压。

10.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括：

在第二经编程的功率设置下，重复所述发射步骤；及

接着重复所述测量、产生及计算步骤。

11.一种校准通信收发器的发射功率的方法，其包括：

在第一经编程的功率设置下，以所选择的频率从所述收发器的发射信道发射周期信号；

测量如由所述收发器的接收信道中的接收放大器放大的所述发射信号的第一功率电平，所述第一功率电平与所述接收放大器的增益成比例；

由副本接收放大器放大如由所述收发器中的环回参考信道接收到的所述发射信号；

测量来自所述副本接收放大器的所述放大的信号的第二功率电平；及

根据所述第一与第二功率电平的比率计算对应于所述第一经编程的功率设置的绝对功率电平。

12.根据权利要求11所述的方法，其进一步包括：

根据所述第一及第二功率电平及所述计算得出的绝对功率电平中的一者确定整体前端增益。

13.根据权利要求11所述的方法，其进一步包括：

在第二经编程的功率设置下，重复所述发射步骤；及

接着重复所述测量、放大及计算步骤。

14.一种通信收发器，其包括：

发射信道，其包括一或多个功率放大器级；

接收信道，其包括：

接收放大器；

一或多个混合器，其用于来自所述接收放大器的信号的降频转换及由所述接收信道接收到的绕开所述接收放大器的信号的降频转换；

模/数转换器电路，其具有耦合到所述接收放大器的输出的输入；

环回参考信道，其包括：

放大器；

至少一个缓冲器级，其具有耦合到所述放大器的输出的输入；及

衰减器，其用于将所选择的衰减施加于来自所述至少一个缓冲器级的输出的信号；

数字电路，其耦合到可编程功率放大器及模/数转换器电路，以用于控制所述收发器执行包括以下各者的多个操作：

在经编程的功率设置下，从具有所述一或多个功率放大器级的所述发射信道发射信号；

从由所述接收放大器放大并由所述模/数转换器电路转换的数字信号测量所述发射信号的第一功率电平；

测量如由所述收发器的所述接收信道接收到的并绕开所述接收放大器的所述发射信号的第二功率电平；

根据对应于所述衰减器的输出的数字信号测量所述发射信号的第三功率电平，所述第三功率电平与电源供应器电压成比例；及

根据所述第一与第二功率电平的比率计算所述接收放大器的增益；及

根据所述第二与第三功率电平的比率计算对应于第一经编程的功率设置的绝对功率电平。

15.根据权利要求14所述的收发器，其中所述数字电路包括：

控制逻辑，其用于控制所述功率放大器级的所述增益；及

基带电路，其耦合到所述模/数转换器电路，以用于执行所述测量及计算步骤。

16.根据权利要求14所述的收发器，其中所述环回参考信道的所述放大器是自偏压放大器；

且其中所述至少一个缓冲器级包括：

多个缓冲器级，其由晶体管构造而成，所述晶体管从接收所述自偏压放大器的所述输出的第一缓冲器级到最后缓冲器级具有渐增的驱动强度，所述多个缓冲器级中的每一者由所述电源供应器电压偏置。

17.根据权利要求14所述的收发器，其中所述接收信道进一步包括：

至少一个混合器，其用于将所述接收放大器的所述输出处的信号降频转换成中间频率；

且其中所述环回参考信道进一步包括：

至少一个副本混合器，其用于降频转换所述衰减器的输出处的信号，所述至少一个副本混合器以相对于所述接收信道的所述至少一个混合器的匹配方式构造而成。

18.根据权利要求14所述的收发器，其进一步包括：

功率管理电路，其用于产生所述电源供应器电压。

19.根据权利要求18所述的收发器，其中所述功率管理电路响应于外部DC电压产生所述电源供应器电压。

20.根据权利要求18所述的收发器，其进一步包括：

带隙参考电路，其用于产生带隙参考电压；

其中所述功率管理电路响应于所述带隙参考电压产生所述电源供应器电压。

21.一种通信收发器，其包括：

发射信道，其包括一或多个功率放大器级；

接收信道，其包括：

接收放大器；

一或多个混合器，其用于来自所述接收放大器的信号的降频转换；

模/数转换器电路，其具有耦合到所述接收放大器的输出的输入；

环回参考信道，其包括：

放大器；

至少一个缓冲器级，其具有耦合到所述放大器的输出的输入；及

衰减器，其用于将所选择的衰减施加于来自所述至少一个缓冲器级的输出的信号；

副本接收放大器，其接收所述衰减器的输出，并具有耦合到所述接收信道的所述一或多个混合器的输出；

数字电路，其耦合到可编程功率放大器及模/数转换器电路，以用于控制所述收发器执行包括以下各者的多个操作：

在经编程的功率设置下，从具有所述一或多个功率放大器级的所述发射信道发射信号；

从由所述接收放大器放大并由所述模/数转换器电路转换的数字信号测量所述发射信号的第一功率电平；

测量来自所述副本接收放大器的所述放大信号的第二功率电平；

根据所述第一与第二功率电平的比率计算对应于第一经编程的功率设置的绝对功率电平。

22.根据权利要求21所述的收发器，其进一步包括：

根据所述第一及第二功率电平及所述计算得出的绝对功率电平中的一者确定整体前端增益。

23.根据权利要求21所述的收发器，其中所述数字电路包括：

控制逻辑，其用于控制所述功率放大器级的所述增益；及

基带电路，其耦合到所述模/数转换器电路，以用于执行所述测量及计算步骤。

24.根据权利要求21所述的收发器，其中所述环回参考信道的所述放大器是自偏压放大器；

且其中所述至少一个缓冲器级包括：

多个缓冲器级，其由晶体管构造而成，所述晶体管从接收所述自偏压放大器的所述输出的第一缓冲器级到最后缓冲器级具有渐增的驱动强度，所述多个缓冲器级中的每一者由所述电源供应器电压偏置。