CN105406869A - 模拟频率转换电路、库伦计算器以及库伦计算方法 - Google Patents

模拟频率转换电路、库伦计算器以及库伦计算方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种模拟频率转换电路、库仑计算器及库仑计算方法。模拟频率转换电路包括开关组、积分比较电路、补偿电路和控制电路。开关组接收指示电流的第一感应信号，并且在切换信号的控制下提供交替地等于第一感应信号的同相值和反相值的第二感应信号。积分比较电路对第二感应信号进行积分以产生积分值，并产生频率指示电流的触发信号串，触发信号串中的每个信号是在积分值到达预设参考值时产生的。每当触发信号串中的信号产生时，补偿电路补偿积分值一个预定值。控制电路产生切换信号，并且使其中第二感应信号等于同相值的时间间隔和其中第二感应信号等于反相值的时间间隔相等。本发明可以减小因积分比较电路的输入失调所引起的误差。

Description

模拟频率转换电路、库伦计算器以及库伦计算方法
技术领域
本发明涉及信号转换领域，尤其涉及一种模拟频率转换电路、库伦计算器以及库伦计算方法。
背景技术
在电池上流入和流出的电荷库伦量的传统计算方法包括：产生线性正比于电池电流(例如：充电电流或放电电流)的感应电压；利用电压频率转换器将感应电压转换成频率线性正比于感应电压的频率信号；以及对频率信号中的波(或者脉冲)的数量进行计数以产生计数值。该计数值可代表电池上流入和流出的电荷库伦量。对电池上流入和流出的电荷库伦量的计算方法可以简称为“库伦计算”。
图1所示为根据现有技术的电压频率转换器100的电路示意图。如图1所示，电压频率转换器100包括感应电阻器R'SEN、积分器(例如：电阻器R'INT、积分电容器C'INT和运算放大器112所组成的电路；以下称为积分器(R'INT,C'INT,112))、比较器114、比较器116、补偿电路(例如：电容器CP1、电容器CP2和开关M1-M8所组成的电路)，以及控制电路150。感应电阻器R'SEN通过感应电池152上的电流I'BAT以产生感应电压V'SEN。积分器(R'INT,C'INT,112)对感应电压V'SEN进行积分以产生积分结果V'INT。积分结果V'INT代表感应电压V'SEN的积分值，所以也代表着电流I'BAT的积分值。比较器114和116将积分结果V'INT和参考电压V'H和V'L(V'L<V'H)进行比较以产生脉冲信号串CMP'H和CMP'L。控制电路150根据脉冲信号串CMP'H和CMP'L控制开关M1-M8。脉冲信号串CMP'H和CMP'L的频率f'CMP代表电流I'BAT的值。
举例说明，如果电池152正在充电，那么在图1中标识的感应电压V'SEN的值为正，而对值为正的感应电压V'SEN所进行的积分会使积分结果V'INT减小。当积分结果V'INT减小至参考电压V'L时，比较器116产生一个脉冲信号CMP'L给控制电路150，使得控制电路150导通第一组开关M1、M4、M6和M7并且断开第二组开关M2、M3、M5和M8。因此，电容器CP1经由运算放大器112的反相输入端154向积分电容器C'INT提供一定量的补偿电荷Q'REF从而增加积分结果V'INT，而电容器CP2则由电压V'REF进行充电以存储一定量的电荷Q'REF。由于积分器(R’INT,C’INT,112)的积分对象感应电压V'SEN的值仍然为正，所以增加后的积分结果V'INT会因为积分过程而继续减小。当积分结果V'INT减小至参考电压V'L时，比较器116产生下一个脉冲信号CMP'L给控制电路150，使得控制电路150断开上述第一组开关并且导通上述第二组开关。因此，电容器CP2将上述已存储的一定量的电荷Q'REF经由反相输入端154提供给积分电容器C'INT从而增加积分结果V'INT，而电容器CP1则由电压V'REF进行充电以存储一定量的电荷Q'REF。由此可知，如果电池152正在充电，那么控制电路150交替地导通上述第一组开关和第二组开关，使得比较器116产生脉冲信号串CMP'L，而脉冲信号串CMP'L的频率f'CMP线性正比于充电电流I'BAT。同理，如果电池152正在放电，那么控制电路150交替地导通第三组开关M1、M2、M7和M8和第四组开关M3、M4、M5和M6，使得比较器114产生脉冲信号串CMP'H，而脉冲信号串CMP'H的频率f'CMP线性正比于放电电流I'BAT。脉冲信号串CMP'H/CMP'L的频率f'CMP可用在上述库伦计算中。
然而，电压频率转换器100具有一些缺陷。例如，频率f'CMP可能由于运算放大器112的输入失调电压V'OS而存在误差。因此，通过对脉冲信号串CMP'H/CMP'L的脉冲个数进行计数所得到的计数值也会因为输入失调电压V'OS而存在误差。
此外，由于运算放大器112控制其反相输入端154和同相输入端156具有相同的电压水平，而且反相输入端154从电容器CP1和CP2接收的电压要么为正电压V'REF要么为负电压V'REF，所以同相输入端156上的电压(即：感应电阻器R'SEN的端电压)与电压V'REF和-V'REF之差不可以太大。由于电压V'REF与电池152的正极电压相比而言较小，所以感应电阻器R'SEN的端点156上的电压也相对较小。因此，感应电阻器R'SEN可以放置在电池152的负极但是不可以放置在电池152的正极。然而，在一些情况下，将感应电阻器R'SEN放置在电池152的正极会比较有利。举例说明，电池152的负极可能连接一个热敏电阻器(未在图中显示)以测量电池152的温度，放置在电池152负极的感应电阻器R'SEN会给温度测量带来误差。将感应电阻器R'SEN放置在电池152的正极则可以避免引起该误差。
其次，电压频率转换器100中的补偿电路利用两个电容器CP1和CP2向积分器(R'INT,C'INT,112)提供补偿电荷。然而，采用两个电容器CP1和CP2会增加补偿电路的成本和尺寸。。
再者，当电容器CP1向积分器(R'INT,C'INT,112)提供补偿电荷时，电容器CP1将电压值V'REF或-V'REF施加在运算放大器112的反相输入端154上，电压值V'REF或-V'REF和同相输入端156的电压值(例如，电压值为零伏特)不相等。因为运算放大器112控制其反相输入端154和同相输入端156的电压相等，所以运算放大器112可能会产生较大的电流流过电容器C'INT和电容器CP1以对电容器CP1进行放电，从而快速地将电容器CP1上电压V'REF或-V'REF减小至零伏特。这就要求运算放大器112具有相对较高的灵敏度，能够产生较大的电流，并且能够承受该电流。这种运算放大器的成本和功耗都相对较高。
图2所示为根据现有技术的库伦计算器200的电路示意图。库伦计算器200包括感应电阻器R'SEN、计数器262和电压频率转换器。该电压频率转换器包括开关S1-S4、积分器(例如：电阻器R'INT、积分电容器C'INT和运算放大器212所组成的电路；以下称为积分器(R'INT,C'INT,212))、RC滤波器(包括电阻器RFLT和电容器CFLT)、比较器214和216，以及控制逻辑和极性检测模块260。
感应电阻器R'SEN产生指示电流I'BAT的感应电压V'SEN1。开关S1-S4接收感应电压V'SEN1，然后向积分器(R'INT,C'INT,212)提供电压V'SEN2。积分器(R'INT,C'INT,212)对电压V'SEN2进行积分以产生积分结果V'INT。积分结果V'INT在开关S1-S4的控制下交替地增加和减小。比较器214和216将积分结果V'INT和参考电压V'H和V'L(V'L<V'H)进行比较，从而交替地产生触发信号串CMP'H和CMP'L。控制逻辑和极性检测模块260根据触发信号串CMP'H和CMP'L控制开关S1-S4使得电压V'SEN2交替地等于电压值V'SEN1和电压值-V'SEN1。触发信号串CMP'H和CMP'L交替产生的频率f'CMP代表电流I'BAT的值。计数器262对触发信号串CMP'H和CMP'L中的信号进行计数以产生计数值，该计数值代表电流I'BAT中电荷的累加值。
举例说明，当电流I'BAT从端点CS+经过感应电阻器R'SEN流到端点CS-时，图2所示的感应电压V'SEN1是正电压。控制逻辑和极性检测模块260可以导通开关S1和S4并且断开开关S2和S3，使得积分器(R'INT,C'INT,212)对电压值V'SEN1进行积分从而减小积分结果V'INT。当积分结果V'INT减小至参考电压V'L时，比较器216产生一个触发信号CMP'L。该触发信号CMP'L使控制逻辑和极性检测模块260断开开关S1和S4并且导通开关S2和S3。于是，积分器(R'INT,C'INT,212)对电压值-V'SEN1进行积分从而增加积分结果V'INT。当积分结果V'INT增加至参考电压V'H时，比较器214产生一个触发信号CMP'H。该触发信号CMP'H使控制逻辑和极性检测模块260导通开关S1和S4并且断开开关S2和S3。因此，根据触发信号串CMP'H和CMP'L来交替地导通第一组开关S1和S4以及第二组开关S2和S3，反过来可以使库伦计算器200交替地产生触发信号串CMP'H和CMP'L并且其交替频率f'CMP线性正比于电流I'BAT。同理，当电流I'BAT从端点CS-经过感应电阻器R'SEN流到端点CS+时，库伦计算器200也可以交替地产生触发信号串CMP'H和CMP'L并且其交替频率f'CMP线性正比于电流I'BAT。该交替频率f'CMP可用于库伦计算。
然而，库伦计算器200具有一些缺陷。例如，在第一时间间隔内，积分器(R'INT,C'INT,212)对电压值V'SEN1进行积分使得积分结果V'INT从参考电压V'H减小至参考电压V'L；在第二时间间隔内，积分器(R'INT,C'INT,212)对电压值-V'SEN1进行积分使得积分结果V'INT从参考电压V'L增加至参考电压V'H。运算放大器212可能存在输入失调电压V'OS，导致第一时间间隔和第二时间间隔之间有时间差。因此，上述积分过程包括了基于所述时间差对输入失调电压V'OS进行的积分，导致触发信号串CMP'H和CMP'L的交替频率f'CMP存在误差。也就是说，对触发信号串CMP'H/CMP'L中的信号进行计数所产生的计数值也会因为输入失调电压V'OS的存在具有误差。
此外，由于比较器214和216并非绝对理想，所以触发信号串CMP'H和CMP'L的产生可能存在延时。这导致触发信号串CMP'H和CMP'L的交替频率f'CMP存在误差(例如：使交替频率f'CMP减小)。虽然利用高响应速度的比较器可以减小交替频率f'CMP中的误差，但是这种比较器的成本和功耗都相对较高。
发明内容
本发明要解决的技术问题在于提供一种模拟频率转换电路、库仑计算器及库仑计算方法，能够减小因电路中的输入失调所引起的误差。
为解决上述技术问题，本发明提供了一种模拟频率转换电路，包括：第一开关组，用于接收指示电流的第一感应信号，并且在切换信号的控制下提供一个交替地等于所述第一感应信号的同相值和所述第一感应信号的反相值的第二感应信号；与所述第一开关组连接的积分比较电路，用于对所述第二感应信号进行积分以产生积分值，并且产生触发信号串，该触发信号串的频率指示所述电流，所述触发信号串中的每个触发信号是在所述积分值到达预设参考值时产生的；与所述积分比较电路连接的补偿电路，每当所述触发信号串中的触发信号产生时，所述补偿电路补偿所述积分值一个预定值；以及与所述第一开关组连接的控制电路，用于产生所述切换信号，所述切换信号使第一时间间隔和第二时间间隔相等，在所述第一时间间隔期间，所述第二感应信号等于所述同相值，在所述第二时间间隔期间，所述第二感应信号等于所述反相值。
本发明还提供了一种库伦计算器，包括模拟频率转换电路以及与模拟频率转换电路连接的计数器。模拟频率转换电路用于将电流转换为触发信号串，该触发信号串的频率指示所述电流。所述模拟频率转换电路包括：第一开关组，用于接收指示所述电流的第一感应信号，并且在切换信号的控制下提供一个交替地等于所述第一感应信号的同相值和所述第一感应信号的反相值的第二感应信号；与所述第一开关组连接的积分比较电路，用于对所述第二感应信号进行积分以产生积分值，并且在所述积分值到达预设参考值时产生所述触发信号串中的触发信号；与所述积分比较电路连接的补偿电路，每当所述触发信号串中的触发信号产生时，所述补偿电路补偿所述积分值一个预定值；以及与所述第一开关组连接的控制电路，用于产生所述切换信号，所述切换信号使第一时间间隔和第二时间间隔相等，在所述第一时间间隔期间，所述第二感应信号等于所述同相值，在所述第二时间间隔期间，所述第二感应信号等于所述反相值。所述计数器用于对所述触发信号串中信号的个数进行计数以产生计数值，所述计数值代表所述电流中电荷的累加值。
本发明又提供了一种库伦计算方法，包括：产生指示电流的第一感应信号；提供交替地等于所述第一感应信号的同相值和所述第一感应信号的反相值的第二感应信号；对所述第二感应信号进行积分以产生积分值；产生触发信号串，所述触发信号串中的每个触发信号是在所述积分值到达预设参考值时产生的；每当所述触发信号串中的触发信号产生时，补偿所述积分值一个预定值；以及控制第一时间间隔和第二时间间隔相等，在所述第一时间间隔期间，所述第二感应信号等于所述同相值，在所述第二时间间隔期间，所述第二感应信号等于所述反相值。
本发明提供的模拟频率转换电路、库伦计算器以及库伦计算方法通过将上述第一时间间隔和第二时间间隔控制为相等，减小了因电路中的输入失调所引起的误差。
附图说明
以下通过对本发明的一些实施例将结合其附图的描述，可以进一步理解本发明的目的、具体结构特征和优点。
图1所示为根据现有技术的电压/频率转换器的电路示意图。
图2所示为根据现有技术的库伦计算器的电路示意图。
图3所示为根据本发明一个实施例的库伦计算器的电路示意图。
图4所示为根据本发明一个实施例的库伦计算器的电路示意图。
图5A所示为根据本发明一个实施例的与库伦计算器相关的信号的波形示意图。
图5B所示为根据本发明一个实施例的与库伦计算器相关的信号的波形示意图。
图6A所示为根据本发明一个实施例的控制电路的电路示意图。
图6B所示为根据本发明一个实施例的控制电路的电路示意图。
图7所示为根据本发明一个实施例的与库伦计算器相关的信号的波形示意图。
图8所示为根据本发明一个实施例库伦计算器执行的库伦计算方法流程图。
具体实施方式
以下将对本发明的实施例给出详细的参考。尽管本发明通过这些实施方式进行阐述和说明，但需要注意的是本发明并不仅仅局限于这些实施方式。相反，本发明涵盖后附权利要求所定义的发明精神和发明范围内的所有替代物、变体和等同物。
另外，为了更好的说明本发明，在下文的具体实施方式中给出了众多的具体细节。本领域技术人员将理解，没有这些具体细节，本发明同样可以实施。在另外一些实例中，对于大家熟知的方法、手续、部件和电路未作详细描述，以便于凸显本发明的主旨。
本发明提供了将模拟信号(例如：电流信号或者电压信号)转换成频率信号的模拟频率转换电路。该频率信号指示(例如：线性正比于)该模拟信号并且可用于库伦计算。
图3所示为根据本发明一个实施例的库伦计算器300的电路示意图。在一个实施例中，库伦计算器300包括模拟频率转换电路、逻辑电路304和计数器306。模拟频率转换电路包括感应电阻器RSEN、开关组302、积分比较电路310、控制电路320和补偿电路330。
在一个实施例中，模拟频率转换电路将模拟信号(例如：流过感应电阻器RSEN的电流ISEN、感应电阻器RSEN两端之间的第一感应电压VSEN1、或者提供给积分比较电路310的第二感应电压VSEN2)转换成具有频率为fCMP的触发信号串SFREQ(例如：连续出现的多个信号上升沿，或者连续出现的多个信号下降沿)，该频率fCMP指示模拟信号的值，例如频率fCMP线性正比于模拟信号。计数器306对触发信号串SFREQ中信号(例如：上升沿或者下降沿)的个数进行计数以产生计数值NCOUNT。计数值NCOUNT可以代表模拟信号的积分结果。在一个实施例中，模拟信号包括电池344的电流ISEN，对触发信号串SFREQ中的信号进行计数所得的计数值NCOUNT可以代表电流ISEN中电荷的累加值(例如：在电池344上流入和流出的电荷库伦量)。
更具体地说，在一个实施例中，感应电阻器RSEN感应电流ISEN并且产生指示电流ISEN的第一感应信号VSEN1(例如：电压信号)。开关组302接收第一感应信号VSEN1，并且在切换信号FCHOP的控制下提供第二感应信号VSEN2(例如：电压信号)。第二感应信号VSEN2交替地等于第一感应信号VSEN1的同相值(例如：VSEN2＝VSEN1)和第一感应信号VSEN1的反相值(例如：VSEN2＝-VSEN1)。积分比较电路310对第二感应信号VSEN2进行积分以产生第二感应信号VSEN2的积分值VINT。积分值VINT是否增加或者减小取决于第二感应信号VSEN2是否等于第一感应信号VSEN1的同相值或者反相值。积分比较电路310将积分值VINT与预设参考值(例如：包括高界限参考值VH和低界限参考值VL(VL<VH))进行比较，并且产生触发信号串CMPH和CMPL。触发信号串CMPH和CMPL的频率fCMP指示电流ISEN。在一个实施例中，上述触发信号串SFREQ包括触发信号串CMPH和CMPL。触发信号串CMPH和CMPL中的每个触发信号是在第二感应信号VSEN2的积分值VINT到达高界限参考值VH或者低界限参考值VL时产生的。在一个实施例中，触发信号CMPH的产生表示积分值VINT已经增加至高界限参考值VH，触发信号CMPL的产生表示积分值VINT已经减小至低界限参考值VL。每当触发信号CMPH产生时，补偿电路330可以补偿(例如：减小)积分值VINT一个预定值，这使得积分比较电路310连续产生多个触发信号CMPH(例如：连续产生多个信号上升沿，或者连续产生多个信号下降沿)。同理，每当触发信号CMPL产生时，补偿电路330可以补偿(例如：增加)积分值VINT一个预定值，使得积分比较电路310连续产生多个触发信号串CMPL。控制电路320可以产生切换信号FCHOP，并且使第二感应信号VSEN2等于第一感应信号VSEN1的同相值时(例如：VSEN2＝VSEN1)所在的第一时间间隔TA和第二感应信号VSEN2等于第一感应信号VSEN1的反相值时(例如：VSEN2＝-VSEN1)所在的第二时间间隔TB相等。
举例说明，开关组302包括开关SA1、SA2、SB1和SB2。切换信号FCHOP可以断开开关SB1和SB2并且导通开关SA1和SA2，使得第二感应信号VSEN2等于第一感应信号VSEN1的同相值，例如：VSEN2＝VSEN1。切换信号FCHOP也可以断开开关SA1和SA2并且导通开关SB1和SB2，使得第二感应信号VSEN2等于第一感应信号VSEN1的反相值，例如：VSEN2＝-VSEN1。
积分比较电路310包括积分器(例如：积分电阻器RINT、积分电容器CINT和运算放大器312所组成的电路；以下称为积分器(RINT,CINT,312))和比较电路(例如：包括比较器314和比较器316；以下称为比较电路314-316)。积分器(RINT,CINT,312)对第二感应信号VSEN2进行积分并且产生第二感应信号VSEN2的积分值VINT。积分值VINT由以下式子给出：
V I N T = 1 R I N T C I N T &Integral; ( V O S - V S E N 2 ) d t + V &prime; R .
其中，RINT代表积分电阻器RINT的电阻值，CINT代表积分电容器CINT的电容值，VOS代表运算放大器312的输入失调电压，VSEN2代表第二感应信号VSEN2的电压值，V'R代表运算放大器312同相输入端上的电压。因此，如果第二感应信号VSEN2的值为正，积分值VINT则减小；如果第二感应信号VSEN2的值为负，积分值VINT则增加。比较电路314-316将积分值VINT与高界限参考值VH以及小于高界限参考值VH的低界限参考值VL进行比较，在积分值VINT增加至高界限参考值VH时产生触发信号CMPH，并且在积分值VINT减小至低界限参考值VL时产生触发信号CMPL。在图3的举例中，触发信号CMPH和CMPL为逻辑低电平信号(例如：信号的下降沿)。然而，本发明不局限于此。在另一个实施例中，比较电路具有其他的电路结构，并且触发信号CMPH和CMPL可以是逻辑高电平信号(例如：信号的上升沿)或者是逻辑高电平信号和逻辑低电平信号的组合。
控制电路320可以接收触发信号CMPH和CMPL，并且根据触发信号CMPH和CMPL产生一个或多个控制信号SCTRL以控制补偿电路330，从而控制触发信号CMPH/CMPL的频率fCMP指示(例如：线性正比于)第二感应信号VSEN2。更具体地说，在一个实施例中，补偿电路330可以为积分比较电路310提供补偿电荷使得积分电容器CINT上有正电荷流过，其流动方向是从补偿电路330流出并经过运算放大器312的反相输入端和积分电容器CINT流到运算放大器312的输出端，从而使积分值VINT减小，这种补偿电荷可以称为“正补偿电荷”。补偿电路330也可以为积分比较电路310提供补偿电荷使得积分电容器CINT上有正电荷流过，其流动方向是从运算放大器312的输出端流出并经过积分电容器CINT和运算放大器312的反相输入端流到补偿电路330，从而使积分值VINT增加，这种补偿电荷可以称为“负补偿电荷”。在一个实施例中，如果比较器314产生触发信号CMPH(例如：表示积分值VINT增加至高界限参考值VH)，那么控制电路320控制补偿电路330向积分电容器CINT提供预定量的正补偿电荷QREF，使积分值VINT减小预定值ΔVINT。预定值ΔVINT可由QREF/CINT的值决定。被减小后的积分值VINT会因为积分器(RINT,CINT,312)对第二感应信号VSEN2进行的积分而继续增加。当积分值VINT增加至高界限参考值VH时，补偿电路330再次向积分电容器CINT提供正补偿电荷QREF，使积分值VINT再次减小预定值ΔVINT。每当积分值VINT增加至高界限参考值VH时，补偿电路330为积分电容器CINT补偿等量的电荷QREF，使得积分值VINT可以交替地增加和减小。因此，比较器314可以产生频率fCMP线性正比于第二感应信号VSEN2(例如：线性正比于电流ISEN)的触发信号串CMPH。同理，如果比较器316产生触发信号CMPL(例如：表示积分值VINT减小至低界限参考值VL)，那么控制电路320控制补偿电路330向积分电容器CINT提供预定量的负补偿电荷QREF，使积分值VINT增加预定值ΔVINT。预定值ΔVINT可由QREF/CINT的值决定。每当积分值VINT减小至低界限参考值VL时，补偿电路330为积分电容器CINT补偿等量的电荷QREF以增加积分值VINT。因此，比较器316可以产生频率fCMP线性正比于第二感应信号VSEN2(例如：线性正比于电流ISEN)的触发信号串CMPL。
图4所示为根据本发明一个实施例的库伦计算器400的电路示意图。在一个实施例中，图3中的补偿电路330具有图4所示的补偿电路330的电路结构。
如图4所示，补偿电路330包括电容性元件CCOM(例如：补偿电容器)、第二开关组434(例如：包括开关SL1、SL2、SH1、SH2、SC1、SC2)和电压源432。电容性元件CCOM可以存储并提供上面提及的补偿电荷QREF。在控制电路320的控制下，开关组434可以选择地将电压源432和电容性元件CCOM连接从而对电容性元件CCOM进行充电，使得电容性元件CCOM具有电压源432的电压值VREF。开关组434也可以选择地将电容性元件CCOM和积分比较电路310连接，使得补偿电路330为积分比较电路310提供补偿信号VCOM从而补偿(例如：增加或减小)积分值VINT。举例说明，电压源432提供预设电压VREF。控制电路320可以产生控制信号SCTRL1和SCTRL2以导通开关SC1和SC2并且断开开关SL1、SL2、SH1和SH1，使得电容性元件CCOM被充电而具有电压值VREF。电容性元件CCOM可以存储一定量的补偿电荷QREF：QREF＝VREF＊CCOM。控制电路320还可以产生控制信号SCTRL1和SCTRL2以断开开关SC1和SC2并且导通开关SH1和SH2或者开关SL1和SL2，使得电容性元件CCOM的两端分别与运算放大器312的两个输入端连接。在一个实施例中，由于运算放大器312控制其两个输入端的电压水平相等，导致电容性元件CCOM两端之间的电压被控制为零伏特，所以电容性元件CCOM向积分比较电路310放电从而为其提供补偿电荷QREF。如图4所示，当开关SH1和SH2导通并且开关SL1和SL2断开时，提供给积分比较电路310的补偿信号VCOM具有电压值VREF(例如：正电压值)，因此补偿电路330为积分电容器CINT提供正补偿电荷QREF从而减小积分值VINT。当开关SL1和SL2导通并且开关SH1和SH2断开时，提供给积分比较电路310的补偿信号VCOM具有电压值-VREF(例如：负电压值)，因此补偿电路330为积分电容器CINT提供负补偿电荷QREF从而增加积分值VINT。
在一个实施例中，控制电路320根据触发信号串CMPH和CMPL控制开关组434，使得补偿信号VCOM选择地等于电压值VREF或者等于电压值VREF的反相值-VREF。举例说明，如上所述，当开关SC1和SC2导通并且开关SL1、SL2、SH1和SH1断开时，电容性元件CCOM可以被充电而具有电压值VREF。如果控制电路320检测到触发信号CMPH产生(例如：表示积分值VINT增加至高界限参考值VH)，那么控制电路320断开开关SC1和SC2，导通开关SH1和SH1，并且保持开关SL1和SL2断开。因此，补偿电路330为积分比较电路310提供具有电压值为VREF的补偿信号VCOM以减小积分值VINT。再举例说明，当开关SC1和SC2导通并且开关SL1、SL2、SH1和SH1断开时，电容性元件CCOM可以被充电而具有电压值VREF。如果控制电路320检测到触发信号CMPL产生(例如：表示积分值VINT减小至低界限参考值VL)，那么控制电路320断开开关SC1和SC2，导通开关SL1和SL2，并且保持开关SH1和SH2断开。因此，补偿电路330为积分比较电路310提供具有电压值为-VREF的补偿信号VCOM以增加积分值VINT。
在一实施例中，补偿电路330还包括滤波电路436(例如：低通滤波器)。滤波电路436的电路结构可以有许多种，而图4仅显示了其中的一种。在图4的举例中，滤波电路436包括电阻器R1和R2以及电容器CLPF。滤波电路436将来自补偿电路330的补偿电荷QREF传递给积分比较电路310以改变积分值VINT。滤波电路436还可以缓冲(例如：减缓)补偿电荷QREF从电容性元件CCOM到积分比较电路310的流动，从而减小/减缓积分值VINT因补偿电荷QREF的影响所产生的变化。以下结合图5A和图5B进行详细描述。
图5A所示为根据本发明一个实施例的第二感应信号VSEN2、积分值VINT、触发信号CMPH和电容性元件CCOM中的电荷量QCOM的波形示意图。以下结合图3和图4对图5A进行描述。
在图5A的举例中，第二感应信号VSEN2的值为负，对第二感应信号VSEN2进行的积分使得积分值VINT增加。在tN1时刻，积分值VINT增加至高界限参考值VH，使得触发信号CMPH(例如：信号下降沿)产生。因此，控制电路320导通开关SH1和SH2并且断开开关SL1、SL2、SC1和SC2，使得电容性元件CCOM向积分电容器CINT放电为其提供一定量的补偿电荷QREF，从而使积分值VINT减小预定值ΔVINT。在一个实施例中，预定值ΔVINT可以等于QREF/CINT，其中QREF代表提供给积分电容器CINT的补偿电荷的量，CINT代表积分电容器CINT的电容值。换句话说，如图5A所示，在tN1时刻，可以认为积分值VINT减小至电压值VH-QREF/CINT，然后线性地从电压值VH-QREF/CINT向高界限参考值VH增加。在一个实施例中，因为滤波电路436(例如：低通滤波器)可以减小/减缓积分值VINT因补偿电荷QREF的影响所产生的变化，所以在实际情况下，积分值VINT并没有减小至电压值VH-QREF/CINT。然而，由于积分电容器CINT因补偿电荷QREF的影响所产生的电荷变化量等于QREF，所以积分电容器CINT两端之间的电压因补偿电荷QREF的影响所产生的变化(例如：积分值VINT的变化)可以认为等于QREF/CINT。
在tN1时刻和tN2时刻之间，由于电容性元件CCOM的两端分别与运算放大器312的两个输入端连接并且运算放大器312控制两个输入端的电压相等，所以电容性元件CCOM中的电荷量QCOM减小为零。在tN2时刻，控制电路320导通开关SC1和SC2并且断开开关SH1、SH2、SL1和SL2，使得电容性元件CCOM被电压源432充电，并且电容性元件CCOM中的电荷量QCOM增加至QREF(例如：QREF＝VREF＊CCOM)。
如图5A所示，每当积分值VINT增加至高界限参考值VH时，触发信号CMPH产生。响应于触发信号CMPH的产生，电容性元件CCOM向积分电容器CINT放电为其提供一定量的补偿电荷QREF，从而使积分值VINT减小预定值ΔVINT(例如：ΔVINT＝QREF/CINT)。电容性元件CCOM中的电荷量QCOM减小为零。在每次触发信号CMPH产生时刻算起的预设时间间隔Δt后(例如：Δt＝tN2-tN1＝tN4-tN3＝tN6-tN5…)，电容性元件CCOM被电压源432充电，使得电容性元件CCOM的电荷量QCOM增加至QREF。因此，在一个实施例中，每当积分值VINT增加至高界限参考值VH时，补偿电路330向积分电容器CINT提供等量的补偿电荷QREF，从而使积分值VINT减小相同的预定值ΔVINT(例如：QREF/CINT)。在一个实施例，对第二感应信号VSEN2进行积分使得积分值VINT从电压值VH-QREF/CINT增加至高界限参考值VH所耗的积分时间TINT(例如：tN3-tN1、tN5-tN3等等)可以由下式给出：TINT＝QREF＊RINT/VSEN2。因此，积分时间TINT与第二感应信号VSEN2成反比。换句话说，触发信号CMPH的频率fCMP(例如：1/TINT)线性正比于第二感应信号VSEN2。
图5B所示为根据本发明一个实施例的第二感应信号VSEN2、积分值VINT、触发信号CMPL和电容性元件CCOM中的电荷量QCOM的波形示意图。以下结合图3、图4和图5A对图5B进行描述。在图5B的举例中，第二感应信号VSEN2的值为正，对第二感应信号VSEN2进行的积分使得积分值VINT减小。
与图5A描述的操作类似，如图5B所示，每当积分值VINT减小至低界限参考值VL时，触发信号CMPL产生。响应于触发信号CMPL的产生，电容性元件CCOM向积分电容器CINT放电为其提供一定量的补偿电荷QREF，从而使积分值VINT增加预定值ΔVINT(例如：ΔVINT＝QREF/CINT)。电容性元件CCOM中的电荷量QCOM减小为零。在每次触发信号CMPL产生时刻算起的预设时间间隔Δt后(例如：Δt＝tP2-tP1＝tP4-tN3＝tP6-tP5…)，电容性元件CCOM被电压源432充电，使得电容性元件CCOM的电荷量QCOM增加至QREF。因此，在一个实施例中，每当积分值VINT减小至低界限参考值VL时，补偿电路330向积分电容器CINT提供等量的补偿电荷QREF，从而使积分值VINT增加等量的预定值ΔVINT(例如：QREF/CINT)。在一个实施例，对第二感应信号VSEN2进行积分使得积分值VINT从电压值VL+QREF/CINT减小至低界限参考值VL所耗的积分时间TINT(例如：tP3-tP1、tP5-tP3等等)可以由下式给出：TINT＝QREF＊RINT/VSEN2。因此，积分时间TINT与第二感应信号VSEN2成反比。换句话说，触发信号CMPL的频率fCMP(例如：1/TINT)线性正比于第二感应信号VSEN2。
因此，在一个实施例中，上述模拟频率转换电路(例如：包括感应电阻器RSEN、开关组302、积分比较电路310、控制电路320和补偿电路330)可以感应流过感应电阻器RSEN的电流ISEN，并且产生触发信号串CMPH/CMPL(例如：连续出现的多个信号上升沿，或者连续出现的多个信号下降沿)。触发信号串CMPH/CMPL的频率fCMP指示(例如：线性正比于)电流ISEN。
返回图4，电容性元件CCOM包括第一端450和第二端452，经过开关SL1、SL2、SH1和SH1选择地与运算放大器312的第一端454和第二端456连接。控制电路320控制开关SL1、SL2、SH1和SH1使得如果电容性元件CCOM的第一端450与运算放大器312的第一端454连接，那么电容性元件CCOM的第二端452与运算放大器312的第二端456连接，如果电容性元件CCOM的第一端450与运算放大器312的第二端456连接，那么电容性元件CCOM的第二端452与运算放大器312的第一端454连接。换句话说，当补偿电路330为积分比较电路310提供补偿电荷时，电容性元件CCOM的两端分别与运算放大器312的两端连接。这种电容性元件CCOM可称为“飞跨电容”(FlyingCapacitor或者FloatingCapacitor)。因此，感应电阻器RSEN的两端340和342不同于图1中感应电阻器R'SEN的端点156，其区别在于感应电阻器RSEN的两端340和342的电压独立于电容性元件CCOM上补偿信号VCOM的电压值(例如：VREF或者-VREF)。因此，有利的是，感应电阻器RSEN既可以放置在电池的负极也可以放置在电池的正极。
虽然图3和图4中的电池344正极与感应电阻器RSEN的端点342连接，本发明不限于此。在另一个实施例中，电池344的正极可以与感应电阻器RSEN的另一端340连接。在另一个实施例中，电池344的负极可以与感应电阻器RSEN的端点340或者端点342连接。
此外，在一实施例中，补偿电路330可以，但不限于，利用一个电容性元件CCOM来提供补偿电荷。因此，与图1中的包括两个电容器CP1和CP2的补偿电路相比，补偿电路330可降低成本并且具有较小尺寸。
此外，在一个实施例中，由于比较器314和316并非绝对理想，触发信号CMPH和CMPL产生时可能存在延时(例如：Δt)。举例说明，参照图5A，由于比较器314和316并非绝对理想，触发信号CMPH的产生时刻可能是tN1+Δt、tN3+Δt、tN5+Δt等等而不是tN1、tN3、tN5等等。在这个举例中，由于触发信号CMPH每次产生时所存在的延时Δt可以相同，所以不影响积分值VINT每次从下限值增加至上限值所需要的积分时间TINT(例如：tN3-tN1、tN5-tN3等等)。因此，触发信号CMPH的产生所存在的延时不会给触发信号CMPH的频率fCMP带来误差(例如：不会使频率fCMP减小)。同理，触发信号CMPL的产生所存在的延时不会给触发信号CMPL的频率fCMP带来误差(例如：不会使频率fCMP减小)。
此外，如上所述，滤波电路436(例如：低通滤波器)可以缓冲(例如：减缓)补偿电荷QREF从电容性元件CCOM到积分比较电路310的流动，从而减小/减缓积分值VINT因补偿电荷QREF的影响所产生的变化。因此，与图1描述中对电容器CP1进行放电所需要的电流相比，对电容性元件CCOM进行放电所需要的电流较小，这可以减小运算放大器312的成本和功耗。
返回图3，库伦计算器300包括逻辑电路304和计数器306。计数器306对触发信号串SFREQ中信号(例如：包括触发信号CMPH和CMPL)的个数进行计数以产生计数值NCOUNT。计数值NCOUNT可以代表流过感应电阻器RSEN的电流ISEN的积分结果。在一个实施例中，电流ISEN可以是电池344的充电电流或者放电电流。在这样的实施例中，计数值NCOUNT可以代表电池电流ISEN中电荷的累加值(例如：在电池344上流入和流出的电荷库伦量)。
在一个实施例中，运算放大器312可能存在输入失调VOS(例如：输入失调电压)，导致触发信号串SFREQ(例如：包括触发信号CMPH和CMPL)的频率fCMP中存在误差。有利的是，如上所述，控制电路320产生切换信号FCHOP以控制开关组302使得第二感应信号VSEN2交替地等于第一感应信号VSEN1的同相值(例如：VSEN2＝VSEN1)和反相值(例如：VSEN2＝-VSEN1)，并且使第二感应信号VSEN2等于第一感应信号VSEN1的同相值时所在的第一时间间隔TA和第二感应信号VSEN2等于第一感应信号VSEN1的反相值时所在的第二时间间隔TB相等。所述“相等”是指时间间隔TA和TB被控制为相等，但是由于控制电路320以及/或者开关组302并非绝对理想，使得时间间隔TA和TB之间可能存在微小的时间差，该时间差可以忽略。计数器306在第一时间间隔TA和第二时间间隔TB对触发信号串SFREQ进行连续计数从而获得计数值ΔNSUM，ΔNSUM＝ΔN1+ΔN2，其中ΔN1代表在第一时间间隔TA中触发信号SFREQ产生的个数，ΔN2代表在第二时间间隔TB中触发信号SFREQ产生的个数。在一个实施例中，如果电流ISEN是电池344的充电电流，那么计数器306使计数值NCOUNT增加ΔNSUM；如果电流ISEN是电池344的放电电流，那么计数器306使计数值NCOUNT减小ΔNSUM。由于控制电路320控制上述第一时间间隔TA和第二时间间隔TB相等，所以控制电路320可以消除/减小计数值NCOUNT中由运算放大器312的输入失调VOS所引起的误差。后面会结合图7进行更详细的描述。
在一个实施例中，逻辑电路304结合控制电路320产生计数方向信号SD/U。计数方向信号SD/U代表电流ISEN的流动方向(例如：代表电流ISEN是电池344的充电电流还是放电电流)，并且在触发信号SFREQ产生时控制计数器306增加或者减小计数值NCOUNT。更具体地说，在一个实施例中，逻辑电路304包括异或门，控制电路320包括图6A所示的电路结构。
图6A所示为根据本发明一个实施例的控制电路320(图6A中标识为320A)的电路示意图。以下结合图3和图4对图6A进行描述。如图6A所示，控制电路320A包括开关控制电路622和逻辑电路624A。开关控制电路622产生切换信号FCHOP以控制开关组302，并且产生一个或多个控制信号SCTRL以控制补偿电路330(例如图4所示，产生控制信号SCTRL1和SCTRL2以控制开关组434)。在一个实施例中，当切换信号FCHOP在第一状态时，例如：逻辑高电平(或者逻辑低电平)，开关组302将电压值为VSEN1的第二感应信号VSEN2提供给积分比较电路310；并且当切换信号FCHOP在第二状态时，例如：逻辑低电平(或者逻辑高电平)，开关组302将电压值为-VSEN1的第二感应信号VSEN2提供给积分比较电路310。开关控制电路622控制切换信号FCHOP具有50％的占空比使得上述第一时间间隔TA和第二时间间隔TB相等。
在一个实施例中，逻辑电路624A在每次检测到触发信号CMPH或者CMPL时产生触发信号SFREQ。举例说明，逻辑电路624A包括与比较器314和316连接的与门626A，用于从比较器314和316接收触发信号CMPH和CMPL。在图6A的举例中，比较器314在其反相输入端上接收积分值VINT，并且在其同相输入端上接收高界限参考值VH。因此，表示积分值VINT已经增加至高界限参考值VH的触发信号CMPH为逻辑低电平(例如：信号下降沿)。同理，比较器316在其同相输入端上接收积分值VINT，并且在其反相输入端上接收低界限参考值VL。因此，表示积分值VINT已经减小至低界限参考值VL的触发信号CMPL为逻辑低电平(例如：信号下降沿)。当与门626A在其输入端检测到触发信号CMPH或者CMPL(例如：信号下降沿)时，与门626A产生逻辑低电平的触发信号SFREQ。因此，触发信号串SFREQ代表触发信号CMPH和CMPL的结合，并且可以认为包括触发信号CMPH或CMPL。
在一个实施例中，逻辑电路624A与开关控制电路622和逻辑电路304结合产生计数方向信号SD/U。触发信号SFREQ产生时，计数方向信号SD/U来确定是否增加或者减小上述计数值NCOUNT。更具体地说，在一个实施例中，逻辑电路624A产生极性信号SPOL，在检测到触发信号CMPH时将极性信号SPOL设置为第一逻辑电平，并且在检测到触发信号CMPL时将极性信号SPOL设置为第二逻辑电平。其中，所述第一逻辑电平和第二逻辑电平不相同。所谓两个逻辑电平“不相同”是指两个逻辑电平相互反相。例如，如果其中一个逻辑电平为逻辑高电平，另一个逻辑电平则为逻辑低电平；如果其中一个逻辑电平为逻辑低电平，另一个逻辑电平则为逻辑高电平。在图6A的举例中，逻辑电路624A中的RS与非锁存器628A在其置位端S检测到触发信号CMPH时将极性信号SPOL设置为逻辑高电平，并且在其复位端R检测到触发信号CMPL时将极性信号SPOL设置为逻辑低电平。如上所述，在一个实施例中，触发信号CMPH可以在第二感应信号VSEN2的值为正的情况下产生，触发信号CMPL可以在第二感应信号VSEN2的值为负的情况下产生。因此，极性信号SPOL可以代表第二感应信号VSEN2的值为正还是为负。
此外，如果极性信号SPOL的逻辑电平和切换信号FCHOP的逻辑电平相同，那么逻辑电路304(例如：异或门)将计数方向信号SD/U设置为第三逻辑电平；如果极性信号SPOL的逻辑电平和切换信号FCHOP的逻辑电平不相同，那么逻辑电路304将计数方向信号SD/U设置为第四逻辑电平。类似于上述第一逻辑电平和第二逻辑电平，所述第三逻辑电平和第四逻辑电平不相同。所谓两个逻辑电平“相同”是指两个逻辑电平同时为逻辑高电平或者同时为逻辑低电平。在图6A的举例中，如果极性信号SPOL和切换信号FCHOP均为逻辑高电平或者逻辑低电平，那么逻辑电路304将计数方向信号SD/U设置为逻辑低电平。如果极性信号SPOL为逻辑高电平并且切换信号FCHOP为逻辑低电平，或者如果极性信号SPOL为逻辑低电平并且切换信号FCHOP为逻辑高电平，那么逻辑电路304将计数方向信号SD/U设置为逻辑高电平。在一个实施例中，极性信号SPOL和切换信号FCHOP的逻辑电平是否相同取决于电流ISEN在感应电阻器RSEN上流过的方向(见图3)。因此，计数方向信号SD/U的逻辑电平代表着电流ISEN是在对电池344进行充电还是进行放电，并且决定了当触发信号SFREQ产生时，应该使上述计数值NCOUNT增加还是减小。以下结合图7进行更详细的描述。
图7所示为根据本发明一个实施例的第一感应信号VSEN1、第二感应信号VSEN2、触发信号SFREQ、极性信号SPOL、切换信号FCHOP、计数方向信号SD/U和计数值NCOUNT的波形示意图。以下结合图3、图4和图6A对图7进行描述。在图7的举例中，在t0时刻和t4时刻之间，电池344处于充电状态，第一感应信号VSEN1的值为正，并且计数值NCOUNT响应于每个触发信号SFREQ而增加；在t4时刻和t8时刻之间，电池344处于放电状态，第一感应信号VSEN1的值为负，并且计数值NCOUNT响应于每个触发信号SFREQ而减小。
在图7的举例中，控制电路320可通过将切换信号FCHOP设置为逻辑高电平使开关SA1和SA2断开，开关SB1和SB2导通；控制电路320也可通过将切换信号FCHOP设置为逻辑低电平使开关SB1和SB2断开，开关SA1和SA2导通。因此，如图7所示，当电池344处于充电状态时(例如：t0时刻和t4时刻之间)，第二感应信号VSEN2的电压值在切换信号FCHOP为逻辑高电平时为负，在切换信号FCHOP为逻辑低电平时为正。当电池344处于放电状态时(例如：t4时刻和t8时刻之间)，第二感应信号VSEN2的电压值在切换信号FCHOP为逻辑高电平时为正，在切换信号FCHOP为逻辑低电平时为负。
在t0时刻和t1时刻之间，切换信号FCHOP为逻辑高电平，所以第二感应信号VSEN2的值为负。因此，触发信号串CMPH产生，使得锁存器628A将极性信号SPOL设置为逻辑高电平。由于极性信号SPOL和切换信号FCHOP的逻辑电平相同(例如：均为逻辑高电平)，逻辑电路304将计数方向信号SD/U设置为逻辑低电平。同理，在t1时刻和t2时刻之间，切换信号FCHOP为逻辑低电平，所以第二感应信号VSEN2的值为正。因此，触发信号串CMPL产生，使得锁存器628A将极性信号SPOL设置为逻辑低电平。由于极性信号SPOL和切换信号FCHOP的逻辑电平相同(例如：均为逻辑低电平)，逻辑电路304将计数方向信号SD/U设置为逻辑低电平。此外，在t4时刻和t5时刻之间，切换信号FCHOP为逻辑高电平，所以第二感应信号VSEN2的值为正。因此，触发信号串CMPL产生，使得锁存器628A将极性信号SPOL设置为逻辑低电平。由于极性信号SPOL和切换信号FCHOP的逻辑电平不相同，逻辑电路304将计数方向信号SD/U设置为逻辑高电平。同理，在t5时刻和t6时刻之间，切换信号FCHOP为逻辑低电平，所以第二感应信号VSEN2的值为负。因此，触发信号串CMPH产生，使得锁存器628A将极性信号SPOL设置为逻辑高电平。由于极性信号SPOL和切换信号FCHOP的逻辑电平不相同，逻辑电路304将计数方向信号SD/U设置为逻辑高电平。因此，在图7的举例中，如果电池344处于充电状态，计数方向信号SD/U则为逻辑低电平；如果电池344处于放电状态，计数方向信号SD/U则为逻辑高电平。如果计数器306检测到计数方向信号SD/U为逻辑低电平，那么计数器306在每次检测到触发信号SFREQ的产生时增加计数值NCOUNT；如果计数器306检测到计数方向信号SD/U为逻辑高电平，那么计数器306在每次检测到触发信号SFREQ的产生时减小计数值NCOUNT。
图7所示的与库伦计算器300(或400)相关的信号仅为举例说明，本发明不限于此。在另一个实施例中，控制电路320可通过将切换信号FCHOP设置为逻辑低电平使开关SA1和SA2断开，开关SB1和SB2导通，并且通过将切换信号FCHOP设置为逻辑高电平使开关SB1和SB2断开，开关SA1和SA2导通。在这样的实施例中，如果计数方向信号SD/U为逻辑高电平，则代表电池344处于充电状态，所以计数器306在每次检测到触发信号SFREQ的产生时增加计数值NCOUNT。如果计数方向信号SD/U为逻辑低电平，则代表电池344处于放电状态，所以计数器306在每次检测到触发信号SFREQ的产生时减小计数值NCOUNT。在其他的实施例中，电池344与感应电阻器RSEN之间可以有其他种连接方式，并且信号VSEN1、VSEN2、SFREQ、SPOL、FCHOP、SD/U和NCOUNT可以有不同波形图。
此外，如上所述，控制电路320可以控制第一时间间隔TA和第二时间间隔TB相等，从而消除/减小计数值NCOUNT中由运算放大器312的输入失调VOS所引起的误差。以图7为例，标识为“VOS”的电压差代表运算放大器312的输入失调。因此，在t0时刻和t1时刻之间，积分比较电路310对电压值-(VSEN1+VOS)进行积分，并且产生ΔN1个触发信号CMPH。数字ΔN1代表绝对值|VSEN1+VOS|从t0时刻到t1时刻的积分结果，从t0时刻到t1时刻的期间可以称为第二时间间隔TB。在t1时刻和t2时刻之间，积分比较电路310对电压值VSEN1-VOS进行积分，并且产生ΔN2个触发信号CMPL。数字ΔN2代表绝对值|VSEN1-VOS|在从t1时刻到t2时刻的积分结果，从t1时刻到t2时刻的期间可以称为第一时间间隔TA。在一个实施例中，控制电路320控制切换信号FCHOP的占空比为50％，使得第一时间间隔TA和第二时间间隔TB相等。因此，第一时间间隔TA中输入失调VOS所引起的误差可以与第二时间间隔TB中输入失调VOS所引起的误差相互抵消。数字ΔN1与数字ΔN2的总和ΔNSUM代表绝对值|VSEN2|的积分结果。
图6B所示为根据本发明另一个实施例的控制电路320(图6B中标识为320B)的电路示意图。以下结合图3、图4和图6A对图6B进行描述。图6B和图6A的区别在于图6B中的比较器314在其同相输入端接收积分值VINT，在其反相输入端接收高界限参考值VH，比较器316在其反相相输入端接收积分值VINT，在其同相输入端接收低界限参考值VL，以及控制电路320B包括逻辑电路624B。在图6B的举例中，比较器314和316产生的触发信号CMPH和CMPL为逻辑高电平(例如：信号上升沿)。逻辑电路624B包括或门626B和RS锁存器628B。或门626B在检测到触发信号CMPH或者CMPL产生时输出逻辑高电平的触发信号SFREQ。与锁存器628A类似，锁存器628B可以在检测到触发信号CMPH时将极性信号SPOL设置为第一逻辑电平(例如：逻辑高电平)，在检测到触发信号CMPL时将极性信号SPOL设置为第二逻辑电平(例如：逻辑低电平)。类似于图6A，图6B中的逻辑电路624B与开关控制电路622和逻辑电路304结合产生计数方向信号SD/U，并且在触发信号SFREQ每次产生时，计数方向信号SD/U决定着计数值NCOUNT是增加还是减小。
尽管在图6A(或者图6B)中，比较器314的输出端与锁存器628A(或者628B)的置位端连接，比较器316的输出端与锁存器628A(或者628B)的复位端连接，本发明不限于此。在另一个实施例中，比较器314的输出端可以与锁存器628A(或者628B)的复位端连接，并且比较器316的输出端可以与锁存器628A(或者628B)的置位端连接。
返回图3，在一个实施例中，控制电路320产生切换信号FCHOP以控制开关组302使得第二感应信号VSEN2交替地等于电压值VSEN1和电压值-VSEN1。积分比较电路320对第二感应信号VSEN2进行积分，将积分值VINT与预设参考值VH和VL进行比较，以及接收来自补偿电路330的电荷补偿，并交替地产生触发信号串CMPH和触发信号串CMPL。控制电路320产生代表触发信号串CMPH和CMPL结合的触发信号串SFREQ。控制电路320在接收到触发信号CMPH时将极性信号SPOL设置为第一逻辑电平，在接收到触发信号CMPL时将极性信号SPOL设置为第二逻辑电平。逻辑电路304根据极性信号SPOL和切换信号FCHOP输出计数方向信号SD/U。计数器306对触发信号串SFREQ中信号的个数进行计数以产生计数值NCOUNT，并且根据计数方向信号SD/U来增加或者减小计数值NCOUNT。
图8所示为根据本发明一个实施例库伦计算器(例如：库伦计算器300或者400)执行的库伦计算方法流程图800。以下结合图3、图4、图5A、图5B、图6A、图6B和图7对图8进行描述。
在步骤802中，感应电阻器RSEN产生指示流过感应电阻器RSEN的电流ISEN的第一感应信号VSEN1。
在步骤804中，开关组302提供第二感应信号VSEN2，并且使第二感应信号VSEN2交替地等于第一感应信号VSEN1的同相值(例如：VSEN2＝VSEN1)和第一感应信号VSEN1的反相值(例如：VSEN2＝-VSEN1)。
在步骤806中，积分比较电路310对第二感应信号VSEN2进行积分以产生积分值VINT。
在步骤808中，积分比较电路310产生触发信号串SFREQ(例如：包括触发信号CMPH和CMPL)。触发信号串SFREQ中的每个触发信号是在积分值VINT到达预设参考值VH或者VL时产生的。
在步骤810中，响应于触发信号串SFREQ中的每个触发信号，补偿电路330补偿积分值VINT一个预定值(例如：QREF/CINT)。
在步骤812中，控制电路320控制第一时间间隔TA和第二时间间隔TB相等。在第一时间间隔TA，第二感应信号VSEN2等于第一感应信号VSEN1的同相值。在第二时间间隔TB，第二感应信号VSEN2等于第一感应信号VSEN1的反相值。
综上所述，根据本发明实施例提供的模拟频率转换电路可以将模拟信号(例如：电池电流)转换为具有一定频率的触发信号串。利用本发明实施例提供的模拟频率转换电路中的积分比较电路、补偿电路以及控制电路来产生触发信号串，该触发信号串的频率可线性正比于电池电流。库伦计算器可以对触发信号串中的信号进行计数以产生计数值，该计数值可以代表电池上流入和流出的电荷库伦量。在一个实施例中，通过控制上述第一时间间隔TA和第二时间间隔TB相等，可以消除/减小所述计数值中由积分比较电路的输入失调所引起的误差。本发明提供的模拟频率转换电路可以在许多应用中进行库伦计算。这些应用包括，但不限于，各种各样便携电子设备(例如：手机、笔记本电脑、平板电脑、GPS导航设备等等)中的电池监控和电池管理。本发明提供的模拟频率转换电路还可以在其他情况下应用，例如：当模拟信号需要被转换成指示该模拟信号的频率信号时。
在此使用之措辞和表达都是用于说明而非限制，使用这些措辞和表达并不将在此图示和描述的特性之任何等同物(或部分等同物)排除在发明范围之外，在权利要求的范围内可能存在各种修改。其它的修改、变体和替换物也可能存在。因此，权利要求旨在涵盖所有此类等同物。

Claims (20)

1.一种模拟频率转换电路，其特征在于，所述模拟频率转换电路包括：
第一开关组，用于接收指示电流的第一感应信号，并且在切换信号的控制下提供第二感应信号，所述第二感应信号交替地等于所述第一感应信号的同相值和所述第一感应信号的反相值；
与所述第一开关组连接的积分比较电路，用于对所述第二感应信号进行积分以产生积分值，并且产生触发信号串，所述触发信号串的频率指示所述电流，所述触发信号串中的每个触发信号是在所述积分值到达预设参考值时产生的；
与所述积分比较电路连接的补偿电路，每当所述触发信号串中的触发信号产生时，所述补偿电路补偿所述积分值一个预定值；以及
与所述第一开关组连接的控制电路，用于产生所述切换信号，所述切换信号使第一时间间隔和第二时间间隔相等，在所述第一时间间隔期间，所述第二感应信号等于所述同相值，在所述第二时间间隔期间，所述第二感应信号等于所述反相值。
2.根据权利要求1所述的模拟频率转换电路，其特征在于，所述控制电路控制所述第一时间间隔和所述第二时间间隔相等，从而减小计数值中由所述积分比较电路的输入失调所引起的误差，所述计数值是对所述触发信号串中的触发信号的个数进行计数所产生的值，所述计数值代表所述电流中电荷的累加值。
3.根据权利要求1所述的模拟频率转换电路，其特征在于，所述积分比较电路包括：
比较电路，用于将所述积分值与高界限参考值以及小于所述高界限参考值的低界限参考值进行比较，在所述积分值增加至所述高界限参考值时产生第一触发信号，并且在所述积分值减小至所述低界限参考值时产生第二触发信号，所述预设参考值为所述高界限参考值和所述低界限参考值中的一个，所述触发信号串包括所述第一触发信号和所述第二触发信号。
4.根据权利要求3所述的模拟频率转换电路，其特征在于，如果所述第一触发信号产生，那么所述补偿电路向所述积分比较电路提供预定量的补偿电荷，使所述积分值减小所述预定值，如果所述第二触发信号产生，那么所述补偿电路向所述积分比较电路提供所述预定量的补偿电荷，使所述积分值增加所述预定值。
5.根据权利要求1所述的模拟频率转换电路，其特征在于，所述补偿电路包括：
电容性元件；以及
与所述电容性元件连接的第二开关组，用于选择地将电压源和所述电容性元件连接从而对所述电容性元件进行充电，使得所述电容性元件具有所述电压源的电压值，还用于选择地将所述电容性元件和所述积分比较电路连接，使得所述补偿电路为所述积分比较电路提供补偿信号，从而给所述积分值补偿所述预定值，
所述控制电路根据所述触发信号串控制所述第二开关组，使得所述补偿信号选择地等于所述电压值或者等于所述电压值的反相值。
6.根据权利要求5所述的模拟频率转换电路，其特征在于，所述电容性元件的第一端和第二端经过所述第二开关组选择地与所述积分比较电路的第一端和第二端连接，所述控制电路控制所述第二开关组，使得如果所述电容性元件的第一端与所述积分比较电路的第一端连接，那么所述电容性元件的第二端与所述积分比较电路的第二端连接，如果所述电容性元件的第一端与所述积分比较电路的第二端连接，那么所述电容性元件的第二端与所述积分比较电路的第一端连接。
7.根据权利要求1所述的模拟频率转换电路，其特征在于，所述补偿电路包括滤波电路，用于将来自所述补偿电路的补偿电荷传递给所述积分比较电路以改变所述积分值，并且用于减小所述积分值因所述补偿电荷的影响所产生的变化。
8.一种库伦计算器，其特征在于，所述库伦计算器包括：
模拟频率转换电路，用于将电流转换为触发信号串，所述触发信号串的频率指示所述电流，所述模拟频率转换电路包括：
第一开关组，用于接收指示所述电流的第一感应信号，并且在切换信号的控制下提供第二感应信号，所述第二感应信号交替地等于所述第一感应信号的同相值和所述第一感应信号的反相值；
与所述第一开关组连接的积分比较电路，用于对所述第二感应信号进行积分以产生积分值，并且在所述积分值到达预设参考值时产生所述触发信号串中的触发信号；
与所述积分比较电路连接的补偿电路，每当所述触发信号串中的触发信号产生时，所述补偿电路补偿所述积分值一个预定值；以及
与所述第一开关组连接的控制电路，用于产生所述切换信号，所述切换信号使第一时间间隔和第二时间间隔相等，在所述第一时间间隔期间，所述第二感应信号等于所述同相值，在所述第二时间间隔期间，所述第二感应信号等于所述反相值；以及
与所述模拟频率转换电路连接的计数器，用于对所述触发信号串中的触发信号的个数进行计数以产生计数值，所述计数值代表所述电流中电荷的累加值。
9.根据权利要求8所述的库伦计算器，其特征在于，所述控制电路控制所述第一时间间隔和所述第二时间间隔相等，从而减小所述计数值中由所述积分比较电路的输入失调所引起的误差。
10.根据权利要求8所述的库伦计算器，其特征在于，所述积分比较电路包括：
比较电路，用于将所述积分值与高界限参考值以及小于所述高界限参考值的低界限参考值进行比较，在所述积分值增加至所述高界限参考值时产生第一触发信号，并且在所述积分值减小至所述低界限参考值时产生第二触发信号，所述预设参考值为所述高界限参考值和所述低界限参考值中的一个，所述触发信号串包括所述第一触发信号和所述第二触发信号。
11.根据权利要求10所述的库伦计算器，其特征在于，所述库伦计算器还包括：
第一逻辑电路，用于产生极性信号，在检测到所述第一触发信号时将所述极性信号设置为第一逻辑电平，并且在检测到所述第二触发信号时将所述极性信号设置为第二逻辑电平，所述第一逻辑电平和所述第二逻辑电平不相同；以及
与所述第一逻辑电路和所述控制电路连接的第二逻辑电路，用于产生计数方向信号，如果所述极性信号的逻辑电平和所述切换信号的逻辑电平相同，那么所述第二逻辑电路将所述计数方向信号设置为第三逻辑电平，如果所述极性信号的逻辑电平和所述切换信号的逻辑电平不相同，那么所述第二逻辑电路将所述计数方向信号设置为第四逻辑电平，所述第三逻辑电平和所述第四逻辑电平不相同，所述计数方向信号在所述触发信号串中的触发信号产生时控制所述计数器增加或者减小所述计数值。
12.根据权利要求10所述的库伦计算器，其特征在于，如果所述第一触发信号产生，那么所述补偿电路向所述积分比较电路提供预定量的补偿电荷，使所述积分值减小所述预定值，如果所述第二触发信号产生，那么所述补偿电路向所述积分比较电路提供所述预定量的补偿电荷，使所述积分值增加所述预定值。
13.根据权利要求8所述的库伦计算器，其特征在于，所述补偿电路包括：
电容性元件；以及
与所述电容性元件连接的第二开关组，用于选择地将电压源和所述电容性元件连接从而对所述电容性元件进行充电，使得所述电容性元件具有所述电压源的电压值，还用于选择地将所述电容性元件和所述积分比较电路连接，使得所述补偿电路为所述积分比较电路提供补偿信号，从而给所述积分值补偿所述预定值，
所述控制电路根据所述触发信号串控制所述第二开关组，使得所述补偿信号选择地等于所述电压值或者等于所述电压值的反相值。
14.一种库伦计算方法，其特征在于，所述库伦计算方法包括：
产生指示电流的第一感应信号；
提供交替地等于所述第一感应信号的同相值和所述第一感应信号的反相值的第二感应信号；
对所述第二感应信号进行积分以产生积分值；
产生触发信号串，所述触发信号串中的每个触发信号是在所述积分值到达预设参考值时产生的；
每当所述触发信号串中的触发信号产生时，补偿所述积分值一个预定值；以及
控制第一时间间隔和第二时间间隔相等，在所述第一时间间隔期间，所述第二感应信号等于所述同相值，在所述第二时间间隔期间，所述第二感应信号等于所述反相值。
15.根据权利要求14所述的库伦计算方法，其特征在于，所述库伦计算方法还包括：
控制所述触发信号串的频率指示所述电流。
16.根据权利要求14所述的库伦计算方法，其特征在于，所述库伦计算方法还包括：
对所述触发信号串中的触发信号的个数进行计数以产生计数值，所述计数值代表所述电流中电荷的累加值。
17.根据权利要求14所述的库伦计算方法，其特征在于，所述库伦计算方法还包括：
将所述积分值与高界限参考值以及小于所述高界限参考值的低界限参考值进行比较；
在所述积分值增加至所述高界限参考值时产生第一触发信号；以及
在所述积分值减小至所述低界限参考值时产生第二触发信号，
所述预设参考值为所述高界限参考值和所述低界限参考值中的一个，所述触发信号串包括所述第一触发信号和所述第二触发信号。
18.根据权利要求17所述的库伦计算方法，其特征在于，所述库伦计算方法还包括：
根据切换信号的逻辑电平控制所述第二感应信号等于所述同相值或者等于所述反相值；
在检测到所述第一触发信号时，将极性信号设置为第一逻辑电平；
在检测到所述第二触发信号时，将所述极性信号设置为第二逻辑电平，所述第一逻辑电平和所述第二逻辑电平不相同；
如果所述极性信号的逻辑电平和所述切换信号的逻辑电平相同，则将计数方向信号设置为第三逻辑电平；
如果所述极性信号的逻辑电平和所述切换信号的逻辑电平不相同，则将所述计数方向信号设置为第四逻辑电平，所述第三逻辑电平和所述第四逻辑电平不相同；以及
在所述触发信号串中的触发信号产生时，根据所述计数方向信号来确定增加或者减小所述计数值。
19.根据权利要求17所述的库伦计算方法，其特征在于，所述库伦计算方法还包括：
如果所述第一触发信号产生，则向对所述第二感应信号进行所述积分的积分比较电路提供预定量的补偿电荷，使所述积分值减小所述预定值；以及
如果所述第二触发信号产生，则向所述积分比较电路提供所述预定量的补偿电荷，使所述积分值增加所述预定值。
20.根据权利要求14所述的库伦计算方法，其特征在于，所述库伦计算方法还包括：
选择地将电压源和对所述积分值进行所述补偿的补偿电路中的电容性元件连接，从而对所述电容性元件进行充电，使得所述电容性元件具有所述电压源的电压值；
选择地将所述电容性元件和对所述第二感应信号进行所述积分的积分比较电路连接，使得所述补偿电路为所述积分比较电路提供补偿信号从而给所述积分值补偿所述预定值；以及
根据所述触发信号串控制所述补偿信号选择地等于所述电压值或者等于所述电压值的反相值。
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