CN105391665A - 用于数字预失真调适的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本申请案涉及用于数字预失真调适的方法及装置。本发明提供一种用于在其中RF功率放大器在其最高效但非线性增益区域中操作的多载波无线系统基站中针对信号捕获用于DPD调适的适合性而测试所述信号捕获的独特系统及方法。本发明进一步提供一种在跳频多载波无线应用中用于DPD调适的独特系统及方法。

Description

用于数字预失真调适的方法及装置

技术领域

本发明一般来说涉及用于蜂窝式基站功率放大器的数字预失真调适技术。

背景技术

当今的蜂窝式基站必须经高效操作以使功率耗散最小化且减少对昂贵冷却设备的需要。数字预失真(DPD)在校正功率放大器(PA)非线性行为以及使PA能够以满足严格相邻信道泄漏比(ACLR)规范所必需的高效率及线性度操作中发挥关键作用。使用经主动发射信号的片段周期性地训练的自适应非线性系统对经选择用于调适(训练)的信号样本极为敏感。用于功率放大器线性化的数字预失真是一个此系统。

存在选择信号片段以用于调适的数种常规方法。这些方法常规地基于信号中的峰值内容及平均(RMS)功率电平。然而，对于具有显著非线性存储器的系统，在能够提供随时间而稳定的最优性能方面仅仅这些度量通常会出现不足。

在多载波无线系统中使用跳频，以通过添加频率分集而改进链路中的信噪比。当来自无线系统基站的信号从多个表面(例如，建筑物、交通工具)反射时，可发生信号衰落，使得具有不同路径长度且因此不同相位的多个经反射信号到达相同接收点。这些多个经反射信号彼此干扰且取决于信号之间的相位关系，异相多个信号的添加可致使相长及相消干扰两者。当发生相消干扰时，信号振幅减小且因此发生信号衰落。频率分集(即，改变载波频率)对抗此衰落，这是因为所述频率分集还改变经反射信号之间的相位关系。在多载波无线系统中，载波的频率以重复模式随时间不断地彼此交换。此称为“跳频”且所述重复模式称为“跳变模式”。另外，跳变模式自身随时间改变。载波频率改变及模式改变在预定时间边界上同步进行。

在所有应用的蜂窝式标准当中，与典型3G或4G系统相比，多载波无线系统需要最严格ACLR规章要求。如何设计用于多载波无线跳变系统的DPD组件已成为最近几年中工业所面临的最具挑战性问题中的一者。很通常将多载波无线跳变系统中的DPD性能用作用以评估跨越不同平台使用的不同DPD解决方案的度量。

如所提及的用于选择信号的片段或捕获以用于DPD调适的常规方法是将所述选择基于峰值及RMS功率内容。此可借助图式加以进一步解释。

图1展示使用峰值及RMS功率阈值来选择用于训练的信号捕获的常规DPD调适系统的系统100。

系统100包含DPD组件104、发射器/PA组件113、信号分接组件117、捕获滤波器组件118及调适组件134。发射器/PA组件113包含发射器108及PA112。信号分接组件117包含耦合器120及接收器124。捕获滤波器组件118进一步包含比较器128及存储组件130。

DPD组件104经布置以在线102上输入用于发射的信号且在线106上将信号输出到发射器108。发射器108经布置以经由线110连接到PA112。PA112经布置以经由线114连接到天线116，线114还通过耦合器120。接收器124经布置以在线122上输入来自耦合器120的信号且经由线126连接到比较器128。存储组件130经由线129连接到捕获组件128。比较器128经布置以在线132上将信号输出到调适组件134。调适组件134在线136上将信号输出到DPD组件104。

DPD组件104可操作以使输入信号预失真。发射器108可操作以提供数/模(D/A)转换及频率上转换功能。PA112可操作以提供RF信号放大。天线116可操作以经由空气发射RF信号。耦合器120可操作以分接输入信号的功率的小部分且使功率的其余部分通过。接收器124可操作以提供下转换及模/数(A/D)转换功能。比较器128可操作以及时捕获输入信号的片段，以将捕获的性质与预定阈值进行比较且滤除不期望捕获。存储组件130可操作以存储并提供信号性质阈值。调适组件134可操作以基于其输入处的信号捕获而提供DPD调适信号且提供调适定时及同步。

DPD组件104、发射器108、PA112及天线116形成蜂窝式基站无线电的发射链。线102载运打算用于经由发射链发射的数字信号输入。发射器108在线110上将数字信号转换成模拟信号且将模拟信号上转换为射频(RF)。经上转换信号接着发送到PA112以用于在通过天线116而经由空气发射之前放大。然而，由于PA112在其最高效区域(即，非线性高增益区域)操作，因此必须调节其输入以便补偿PA的增益响应的非线性。此补偿由DPD组件104执行。DPD组件104在线102上修改输入信号以在线106上产生经补偿信号。所述补偿使得当线110上的信号(其为信号106的经D/A转换及上转换版本)于PA112的非线性区域中通过PA112时，结果近似通过PA的具有线性增益响应的未失真信号。

由于输入信号性质的改变及模拟系统、尤其PA中的行为随时间改变，因此由DPD组件104施加的预失真需要随时间而调适。为实现此，捕获所发射信号的一部分且将其性质用于调适。耦合器120分接信号114的功率的一部分且此经由接收器124馈送，所述接收器施加频率下转换及A/D转换以产生信号126，此实际上针对经分接出信号，“撤销”由发射器/PA113执行的D/A转换及上转换。因此，信号126可被视为信号106的副本。比较器128捕获并存储信号126的切片或片段，接着确定所述片段内的峰值及平均RMS值。片段中的峰值及平均RMS值(其表示信号106的那些值)可接着作为性质而用以执行DPD调适。

实证测试已展示并非所有捕获在用于调适时均可产生良好结果且出于此目的而需要对捕获进行个别选择。在此常规系统中，基于捕获中所含有的峰值及平均RMS功率以及这些性质的阈值(其已经确定为选择的准则、使其自身以实证方式确定)而选择捕获。

在操作中，存储组件130保持所使用的峰值及RMS阈值且将所述值供应到比较器128，所述比较器接着通过将所述值与经由信号126从片段获得的值进行比较而使用所述值来确定用于调适用途的捕获的适合性。比较器128接着滤除不满足阈值且因此已发现并不适合的那些捕获。将其余捕获传递到调适组件134，所述调适组件确定调适方法所需的改变且经由信号136将这些改变传递到DPD组件104。

对于尤其具有显著非线性存储器的系统，在能够提供随时间而稳定的最优性能方面仅仅这些度量(峰值及RMS功率)可通常会出现不足。

在例如多载波无线系统的跳频系统中，对不同跳变模式的DPD调适也可存在问题。现有解决方案可使用同步存储器及处理密集型方法或使用快速重新调适连同PA回退(一种提供显著较低功率效率的方法)。用以克服此类问题的常规方法称为“强力(bruteforce)”方法，借此每当发射新的跳变模式时，必须针对每一跳变模式应用不同DPD解决方案。

图2展示图解说明通过“强力”方法对不同跳变模式的处理的框图200。

在图中，框图200包含系统100、系统202及系统204。如针对图1所描述，系统100包含DPD组件104、发射器/PA113、信号分接组件117、捕获滤波器组件118及调适组件134。系统202及系统204两者均包含系统100的组件。系统202及系统204表示在跳频模式序列中的稍后时间处的系统100。

系统100、系统202及系统204的线102、线106、线110、线114、线132及线136以与针对图1的系统100相同的方式布置。

系统100可完全如针对图1的系统100所描述而操作。系统202及系统204两者均可与系统100相同地操作。

如较早所描述，在多载波无线系统中，跳频是多个载波的频率以重复模式随时间彼此交换的实践且跳变模式自身随时间改变。举例来说，可给无线信道指派四个载波频率f₁、f₂、f₃及f₄且将在预定时间边界上在那些频率之间按次序改变且所述模式将不断地重复。在另一时间处，信道可具有跳变模式f₅、f₆、f₇及f₈且将以相同方式表现。应注意，频率模式经选择使得相同频率在任一时间处不被使用两次。另外，模式自身可随时间改变，使得存在重复模式序列。举例来说，信道可从模式f₁、f₂、f₃、f₄改变到模式f₅、f₆、f₇、f₈，接着改变到f₁、f₃、f₅、f₇，接着改变到f₂、f₄、f₆、f₈。还可存在额外模式。模式改变(就频率改变而论)必须在预定时间边界上同步进行。

再次参考图，系统100、系统202及系统204尽管可相同地操作，但其不同之处在于每一系统经配置以处置来自N个模式序列的不同跳频模式。系统100经配置以处置跳变模式206(第一跳变模式)，系统212经配置以处置跳变模式208(第二跳变模式)且系统222经配置以处置跳变模式210(第N跳变模式)。

依据图，在针对系统100的时间t₁处，对跳变模式206的性质的DPD调适在发生跳变模式改变且开始跳变模式206的时间处起始。一段时间后，在时间t₂处，跳变模式从跳变模式206改变到跳变模式208且DPD调适也改变，由系统202图解说明。DPD调适改变接着针对每一跳变模式改变而发生，直到在时间t₃处，跳变模式改变到跳变模式208(第N跳变模式)(由系统204图解说明)为止。跳变序列自身接着起始重复。

应注意，在蜂窝式常规系统中，参考可用系统定时信号边界(例如编号帧或超帧边界)来进行跳变模式改变。另外，实施跳频改变所必需的信道频率指派信息可用于需要其的所有组件。

每当存在跳变模式改变时，必须将新方法加载到DPD组件104中且反馈处理器113必须加载有新阈值，如由调适组件134所引导。此类改变必须瞬时发生，从而使得将方法及阈值预加载到准备就绪(ready-to-go)缓冲器中成为必需。改变还必须同步发生，需要定时组件134内的定时电路。因此，多载波无线跳频解决方案的常规解决方案可需要相对大量资源以用于处理、存储及定时。

常规DPD调适技术的一个问题是结果可通常远达不到最优性能。另外，在使用常规DPD调适技术的多载波无线跳频应用中，实施常规强力技术所需的处理、存储器及定时电路可为极密集的。

需要一种可针对信号捕获用于DPD调适的适合性而评估所述信号捕获的消除常规系统及方法的许多性能问题的系统及方法。在存在跳频的情况下，还需要一种将消除常规系统所必需的许多硬件的系统及方法。

发明内容

本发明提供一种用于在其中RF功率放大器在其最高效但非线性增益区域中操作的多载波无线系统基站中针对信号捕获用于DPD调适的适合性而测试所述信号捕获的独特系统及方法。本发明进一步提供一种在跳频多载波无线应用中用于DPD调适的独特系统及方法。

描绘本发明的方面关于提供数字预失真(DPD)组件、信号捕获组件、矩阵产生器、存储器组件、比较器及调适组件。这些组件经布置且可操作以从基站(举例来说，蜂窝式基站)捕获所发射无线信号，且评估所述捕获用于预失真方法的训练(或调适)的适合性，所述预失真方法接着修改发射信号，使得基站的RF功率放大器可在其非线性区域中操作而不致使相邻信道中的大量干扰。本发明的方面表示比起在尝试使非线性功率放大器性能线性化方面可通常不足的常规DPD调适技术来的显著改进。

描绘本发明的其它方面关于将信号捕获并置以便在跳频多载波无线环境中达成用于多个跳变模式的单个DPD调适解决方案，且还关于添加误差模型化组件以通过消去存在于捕获中的线性误差而进一步改进DPD调适解决方案。所述方面实现与常规“强力”技术类似的性能结果但使用显著较少处理及电路资源。

本发明的额外优点及新颖特征部分地在以下描述中加以陈述且部分地将在所属领域的技术人员审阅下文后变得显而易见或可通过本发明的实践获知。可借助于所附权利要求书中特别指出的手段及组合来实现及达成本发明的优点。

附图说明

并入本说明书中并构成本说明书的一部分的附图图解说明本发明的示范性实施例，并与本描述一起用于解释本发明的原理。在图式中：

图1展示用于使用峰值及RMS功率阈值来选择用于训练的信号捕获的常规DPD调适的系统；

图2展示图解说明通过DPD调适的常规“强力”方法对不同跳变模式的处理的框图；

图3图解说明根据本发明的第一方面及第二方面的系统；

图4展示根据本发明的第一方面及第二方面的打算用于稳态操作的系统实施例；

图5A及5B展示实例性“良好”振幅改变矩阵的等值线图；

图6A及6B展示实例性“不良”振幅改变矩阵的等值线图；

图7是图解说明基于“良好”振幅改变矩阵及“不良”振幅改变矩阵的DPD调适试验的性能结果的图表；

图8展示根据本发明的第一方面及第二方面但不具有常规捕获选择的系统实施例；

图9是展示根据本发明的方面的DPD调适模型的图式；

图10展示根据本发明的方面的减轻PA线性失真的系统；

图11展示在反馈环路中应用线性减损模型的系统；且

图12展示列示在跳频多载波无线环境中在常规条件下的测试结果对在根据本发明的方面的条件下的测试结果的表。

具体实施方式

描绘本发明的第一方面关于数字预失真(DPD)组件，所述数字预失真(DPD)组件修改无线系统基站的发射信号使得其RF功率放大器可在其非线性区域中操作而不致使相邻信道中的不可接受干扰。DPD组件使用从所捕获发射信号导出且基于与先验可接受及不可接受所捕获信号的比较而选择的振幅改变矩阵来周期性地训练(称为“调适”)。

描绘本发明的第二方面关于信号捕获组件、矩阵产生器、存储器组件及比较器。捕获从基站发射的无线信号且从所述无线信号产生振幅改变矩阵。存储器组件存储以实证方式评估的参考振幅改变矩阵，所述参考振幅改变矩阵以其以实证方式评估的结果(即，良好结果或不良结果)来标记。比较器将当前捕获的振幅改变矩阵与参考矩阵进行比较，且基于当前矩阵与良好及不良参考矩阵之间的数学距离而选择将发送到调适组件的捕获。所选择的那些矩阵用于DPD调适且其它矩阵被滤除。

将展示上文所描述的本发明的第一方面及第二方面如何提供一种用于DPD调适的产生比常规系统及方法显著更好的相邻信道泄漏比(ACLR)结果的系统及方法。

描绘本发明的第三方面关于连同一种用于跳频多载波无线应用的新的且独特DPD调适技术一起使用第一方面及第二方面。将从所发射信号获得的信号捕获的性质(其各自表示从跳变模式序列获得的不同所发射跳变模式)组合或“并置”以形成表示所有跳变模式的信号捕获。此接着变为用于序列中的所有跳变模式的单个DPD调适解决方案。

描绘本发明的第四方面关于连同一种通过消去存在于第三方面的经并置捕获中的线性误差而实现第三方面的DPD调适结果的明显改进的额外线性误差模型化组件一起使用第三方面。

将展示上文所描述的本发明的第三方面及第四方面如何提供一种在多载波跳频无线网络中用于DPD调适的可实现与常规“强力”技术结果相当的ACLR结果但具有使用显著减少的硬件及处理资源的优点的系统及方法。

现在将参考图3到12描述本发明的方面。

将参考图3到9更详细地描述本发明的第一方面。

图3展示图解说明根据本发明的第一方面及第二方面的系统的框图300。

如图中所展示，系统300包含数字预失真(DPD)组件104、发射器/PA组件113、信号分接组件117、捕获滤波器118及调适组件134。发射器/PA组件113包含发射器108及PA112。信号分接组件117包含耦合器120及接收器124。捕获滤波器118包含比较器128及存储组件130。简要参考图1，这些组件也形成是常规系统的系统100。返回参考图3，系统300另外包含第二捕获滤波器302。捕获滤波器302包含捕获组件304、矩阵产生组件314、存储器组件324及比较器334。捕获组件304包含捕获缓冲器306、捕获缓冲器308及捕获缓冲器310。矩阵产生组件314包含矩阵产生器316、矩阵产生器318及矩阵产生器320。存储组件324包含存储器326、存储器328及存储器330。

在此实例中，DPD组件104、发射器108、PA112、天线116、接收器124、比较器128、存储组件130、捕获缓冲器306、捕获缓冲器308、捕获缓冲器310、矩阵产生组件316、矩阵产生组件318、矩阵产生组件320、存储器326、存储器328、存储器330、比较器334及调适组件134是相异组件。然而，在其它实例中，可将以下各项中的至少两者组合为单式组件：DPD组件104、发射器108、PA112、天线116、接收器124、比较器128、存储组件130、捕获缓冲器306、捕获缓冲器308、捕获缓冲器310、矩阵产生组件316、矩阵产生组件318、矩阵产生组件320、存储器326、存储器328、存储器330、比较器334及调适组件134。此外，在一些实例中，可将以下各项中的至少一者实施为用于载运计算机可执行指令或数据结构或者将所述计算机可执行指令或数据结构存储于其上的非瞬态有形计算机可读媒体：DPD组件104、发射器108、PA112、天线116、接收器124、比较器128、存储组件130、捕获缓冲器306、捕获缓冲器308、捕获缓冲器310、矩阵产生组件316、矩阵产生组件318、矩阵产生组件320、存储器326、存储器328、存储器330、比较器334及调适组件134。此非瞬态有形计算机可读媒体可为可由通用或专用计算机存取的任何可用媒体。非瞬态有形计算机可读媒体的非限制性实例包含：例如RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储、磁盘存储或其它磁性存储装置的物理存储及/或存储器媒体，或者可用以载运或存储以计算机可执行指令或数据结构形式的所要程序代码手段且可由通用或专用计算机存取的任何其它媒体。当经由网络或另一通信连接(硬连线及/或无线或者硬连线或无线的组合)将信息传送或提供到计算机时，所述计算机恰当地将所述连接视为非瞬态有形计算机可读媒体计算机媒体。因此，可将任何此连接恰当地称为非瞬态有形计算机可读媒体。以上各项的组合还应包含于非瞬态有形计算机可读媒体的范围内。

以与图1中相同的方式来布置DPD组件104、发射器108、PA112、天线116、耦合器120、接收器124、比较器128、调适组件134及DPD组件104，只不过捕获滤波器302经由线132及线336布置于比较器128与调适组件134之间。在捕获滤波器302内，捕获组件304经布置以连接于比较器128(经由信号132)与矩阵产生组件314(经由线312)之间。矩阵产生组件314经由线322连接到存储组件324且经由线332连接到比较器334。

DPD组件104、发射器108、PA112、天线116、耦合器120、接收器124、比较器128、存储组件130及调适组件134与针对图1所描述相同地操作。

捕获缓冲器306、捕获缓冲器308及捕获缓冲器310可操作以保持经由线132接收的捕获。矩阵产生器316、矩阵产生器318及矩阵产生器320全部可操作以从在线312处接收的信号捕获产生振幅改变矩阵。存储器326、存储器328及存储器330全部可操作以存储经由线322接收的捕获振幅改变矩阵。

系统300与系统100相同地操作，只不过已添加调适适合性选择的额外阶段。为简洁起见，将不再次描述系统300复制系统100的部分的操作。然而，将描述由捕获滤波器302表示的捕获选择的额外阶段。

如图3中所展示，根据本发明的方面，在操作中，将如图1中所描述的已针对用于DPD调适的适合性通过与峰值及RMS阈值进行比较而选择的所发射信号捕获传递到捕获滤波器302以用于额外滤波。在捕获滤波器302内，捕获缓冲器306保持先前已记录并展示为在用于DPD调适时已产生良好性能的参考捕获。类似地，捕获缓冲器308保持先前已产生不良结果的参考捕获。捕获缓冲器310保持在评估中的捕获。

矩阵产生器316、矩阵产生器318及矩阵产生器320产生分别从捕获缓冲器306、捕获缓冲器308及捕获缓冲器310中的捕获导出的振幅改变矩阵。

注意，捕获样本是捕获的一个单元且表示所发射数据的符号，现在将解释振幅改变矩阵产生。

使x[n](其中n＝0、…、N-1)为相关联于捕获缓冲器的连续所发射复杂样本。使y[n](其中n＝0、….、N-1)为所接收样本，y[n]恰当地对准到x[n]且经缩放以使y[n]与x[n]之间的二次误差最小化。

如果M为所考虑的量化区间的数目，那么使A＝{a₀,a₁,a₂,…,a_M-1,a_M}为满足以下性质的阈值的集合：

a_i-1<a_i，其中i＝1、2、…、M

a₀＝0、a_M＝A，其中A为针对样本所考虑的最大振幅。

依据集合A，可界定区间的集合，使得如果a_i-1≤|x[n]|<a_i，那么样本x[n]属于interval_i。此界定允许不均匀区间。

现在，使d为整数。通过以下程序获得振幅改变矩阵H：

首先，初始化H(i,j)。针对所有i＝0、…、M-1及j＝0、…、M-1，H(i,j)＝0；

接着，针对n＝d、…、N-1，

使i指示区间，使得a_i-1≤|x[n-d]|<a_i，

使j指示区间，使得a_j-1≤|x[n]|<a_j，及

H(i,j)＝H(i,j)+f(x[n],x[n-d],y[n],y[n-d])，其中此函数f可为两个复杂样本的任何实函数。

实例：

f(x[n],x[n-d],y[n],y[n-d])＝1＝>此将对应于直方图。

f(x[n],x[n-d],y[n],y[n-d])＝conj(x[n])*x[n]＝>每组格能量。

f(x[n],x[n-d],y[n],y[n-d])＝conj(x[n]-y[n])*(x[n]-y[n])＝>每组格误差能量。

如果样本的收集由多个时间区间构成，那么将针对每一区间t独立地计算H_t矩阵且接着针对所有区间的振幅矩阵将获得为：H＝∑_tH_t

简单变化形式是将y[n]及y[n-d]而非x[n]及x[n-d]用于(1)及(2)，即，以所接收样本来替换所发射样本以确定所述对样本属于矩阵的哪一单元。

前述段落展示在假定量化区间M的数目、阈值A的集合及两个复杂样本的实函数f的情况下的用以获得参考捕获及在检查中的捕获两者的振幅改变矩阵的实例性程序。此可应用于任何无线信号。此外，在一些实施例中，改变矩阵可与捕获的连续部分相关联。在一些实施例中，改变矩阵可与捕获的多个子分段相关联。在一些实施例中，改变矩阵可与整个捕获相关联。

返回到图3，存储组件324存储所产生矩阵。存储器326存储“良好”矩阵、存储器328存储“不良”矩阵且存储器330存储在评估中的矩阵。比较器334接着通过计算在评估中的矩阵与“良好”矩阵之间的数学距离而将所述两个矩阵进行比较。接下来，比较器334接着通过计算在评估中的矩阵与“不良”矩阵之间的数学距离而将那两个矩阵进行比较。在此实施例中用于两个矩阵的接近度的测量的距离是欧几里得(Euclidian)距离，但此并不意在为限制性的，这是因为可使用其它类型的距离测量。

因此，做出表示在评估中的矩阵接近先前已产生良好结果的参考矩阵的程度的度量，且类似地做出表示在评估中的矩阵接近先前已产生不良结果的参考矩阵的程度的度量。接着使用这些度量来确定在评估中的捕获用于DPD调适的适合性。对于此实施例，针对在评估中的捕获，如果捕获的振幅改变矩阵接近“良好”参考矩阵的程度大于接近“不良”参考矩阵的程度，那么所述捕获有资格用于DPD调适且被传递到调适组件134以便用以修改修改DPD组件104。如果捕获的振幅改变矩阵接近“不良”参考矩阵的程度大于接近“良好”参考矩阵的程度，那么摒弃所述捕获。在其它实施例中，可使用其它选择阈值。

已使用图3的捕获滤波器302的组件来演示本发明的第一方面及第二方面的操作。然而，在现场中的稳态操作中，不需要用于参考“良好”及“不良”捕获以及矩阵产生的组件，这是因为在实践中在稳态操作之前于实验室环境中执行参考捕获处理及评估。

图4是展示系统400(根据本发明的第一方面及第二方面且打算用于稳态操作的系统实施例)的框图。

系统400与系统300相同，只不过捕获滤波器302已由捕获滤波器402替换。为简洁起见，将不重复对除捕获滤波器402之外且在系统400与系统300之间为共同的组件的列示及描述。

捕获滤波器402包含捕获缓冲器310、矩阵产生器320、存储器330、比较器334及存储器404。

在此实例中，DPD组件104、发射器108、PA112、天线116、接收器124、比较器128、存储组件130、捕获缓冲器310、矩阵产生组件320、存储器330、比较器334、存储器404及调适组件134是相异组件。然而，在其它实例中，可将以下各项中的至少两者组合为单式组件：DPD组件104、发射器108、PA112、天线116、接收器124、比较器128、存储组件130、捕获缓冲器310、矩阵产生组件320、存储器330、比较器334、存储器404及调适组件134。此外，在一些实例中，可将以下各项中的至少一者实施为用于载运计算机可执行指令或数据结构或者将所述计算机可执行指令或数据结构存储于其上的非瞬态有形计算机可读媒体：DPD组件104、发射器108、PA112、天线116、接收器124、比较器128、存储组件130、捕获缓冲器310、矩阵产生组件320、存储器330、比较器334、存储器404及调适组件134。

捕获缓冲器310经布置以连接于比较器128(经由信号132)与矩阵产生器320(经由线312)之间。矩阵产生器320经由线322连接到存储器330且经由线332连接到比较器334。比较器334也经由线406连接到存储器404且经由线336连接到调适组件134。

比较器128、矩阵产生器320、存储器330、比较器334及调适组件134全部可如针对图3的系统300所描述而操作。存储器404可操作以存储参考矩阵。

应注意，系统300是打算在一个地方中图解说明本发明的方面的所有功能的实施例，而不管所述功能何时执行。另一方面，系统400表示系统300的替代实施例(借此而先前已在实验室环境中确定“良好”及“不良”参考矩阵)。因此，系统400仅执行“稳态”动作。

在操作中，系统300提供捕获、产生振幅改变矩阵以及存储“良好”及“不良”参考矩阵的功能，而系统400仅存储所述“良好”及“不良”参考矩阵。对于系统400，已以实证方式预定针对“良好”及“不良”情形的参考振幅距离矩阵且将所述参考振幅距离矩阵直接预加载到存储器404中。因此，系统400从存储器404取出其“良好”及“不良”参考矩阵以用于与从实时捕获导出的矩阵进行比较，但在其它方面以与系统300相同的方式操作。

图5A及5B展示图解说明实例性“良好”振幅改变矩阵的等值线图的实例500。

如图中所展示，实例500包含曲线图502(图5A)及曲线图504(图5B)。曲线图502包含x轴506、y轴508及等值线集510。曲线图504包含x轴512、y轴514及等值线集516。

x轴506及x轴512表示等效于针对图5A及5B所描述的振幅改变矩阵H(i,j)的量化区间i的早期样本绝对值。y轴508(图5A)及y轴514(图5B)表示等效于针对图5A及5B所描述的振幅改变矩阵H(i,j)的量化区间j的晚期样本绝对值。等值线集510(图5A)是表示良好捕获缓冲器的振幅矩阵具有在曲线图的对角线中的最大值(其中最大值约x＝0.3、y＝0.3)且展示对角线值的外侧急剧减小的方式。等值线集516(图5B)展示10以下的值(516及510是指相同改变矩阵)，证明在主对角线外侧的大部分改变矩阵具有接近于零的值。

曲线图502(图5A)及曲线图504(图5B)分别表示相关联于具有20dB功率差的两个无线信号(各自具有5MHz带宽且经分离以占据20MHz的总带宽)的相同振幅改变矩阵。

图6A及6B展示图解说明实例性“不良”振幅改变矩阵的等值线图的实例600。

如图中所展示，实例600包含曲线图602(图6A)及曲线图604(图6B)。曲线图602包含x轴606、y轴608及等值线集610。曲线图604包含x轴612、y轴614及等值线集616。

x轴606及x轴612表示等效于针对图5A及5B所描述的振幅改变矩阵H(i,j)的量化区间i的早期样本绝对值。y轴608(图6A)及y轴614(图6B)表示等效于针对图5A及5B所描述的振幅改变矩阵H(i,j)的量化区间j的晚期样本绝对值。等值线集610(图6A)是表示不良捕获缓冲器的振幅矩阵具有较不规则值分布的方式，其中存在已移动到的x及y的较高值的多个局部最大值，且所述多个局部最大值以如其移动远离主对角线一样的较不规则方式减小。

实例600使用与实例500中所使用的振幅改变矩阵不同的振幅改变矩阵。曲线图602(图6A)及曲线图604(图6B)表示相关联于实例500中所使用的具有20dB功率差的两个相同宽带码分多址(WCDMA)信号(各自具有5MHzBW且经分离以占据20MHz的总BW)的相同振幅改变矩阵。

已展示已知为产生良好DPD性能结果的良好振幅改变矩阵及已知为产生不良性能结果的振幅改变矩阵的性质的实例。可使用图表进一步图解说明这些结果。应注意，用以产生图5A及5B以及6A及6B的实例的WCDMA信号仅出于解释目的而使用。本发明的方面可应用于具有信号的频率分布的实时改变的任何系统。举例来说，像长期演进(LTE)系统中所使用的OFDM信号可具有在不同时间处作用的不同副载波群组。此外，未来共享或未经许可的频谱应用可具有频率四处移动以占据具有最好SNR质量的频谱的信号。

图7是图解说明基于“良好”振幅改变矩阵及“不良”振幅改变矩阵的DPD调适试验的性能结果的图表700。

如图中所展示，图表700包含x轴702、y轴704、曲线图706、区域708及区域710。

x轴702表示编号为1到12的实证试验。y轴704表示以dBc为单位表达的ACLR。曲线图706标绘来自试验1到12中的每一者的最差ACLR结果的值。区域708囊封使用从捕获缓冲器导出的视为“良好”的振幅改变矩阵获得的所标绘点。区域710囊封使用从捕获缓冲器导出的视为“不良”的振幅改变矩阵获得的所标绘点。

根据本发明的方面，图表700表示执行各自使用从捕获缓冲器导出的经确定为“良好”或“不良”的不同振幅改变矩阵的十二个DPD性能试验的结果。试验1及试验12两者均使用“良好”矩阵。其余试验2到11使用“不良”矩阵。如图中所展示，区域708内的最差ACLR结果为分别来自试验1及试验12的约-57dBc及-56.5dBc，而区域710内的从试验2到11的最差ACLR结果在约-47dBc与-40.5dBc之间变化。

如图中所展示且使用来自试验1到12的结果，使用根据本发明的系统及方法比起常规手段来存在ACLR性能的10dB到16dB改进。此为显著改进。

上文已使用图4、图5、图6及图7描述图4的系统400的操作及性能。现在将描述图4的替代实施例。

简要参考图4，系统400包含两个捕获滤波器。首先，捕获滤波器118(一种使用峰值及RMS功率阈值的常规捕获滤波器)，且其次，捕获滤波器402(一种根据本发明的方面的捕获滤波器)。在另一实施例中，常规捕获滤波器可经消除使得仅捕获滤波器402提供滤波以选择用于DPD调适的捕获缓冲器。

图8展示系统800(根据本发明的第一方面及第二方面而不具有常规捕获选择的实施例)。

系统800的所有组件已针对图4的系统400而描述。系统800的所有组件以与针对系统400相同的方式布置，只不过捕获缓冲器310经布置以直接从接收器124获得其输入，这是因为此实例性实施例中不存在捕获滤波器118组件。系统800的所有组件均可如针对系统400所描述而操作。

系统800以与系统400相同的方式操作，只不过来自接收器124的信号捕获不以常规方式(例如，使用峰值及RMS功率)进行预滤波。因此，在此实施例中，捕获滤波器402现在具有考虑从接收器124输出的整个未经滤波信号流的自由。

已使用图3到图8展示根据本发明的第一方面及第二方面的系统及方法可如何提供与常规系统及方法相比在采用DPD的无线系统的相邻信道性能方面的大的改进。现在将进一步描述由根据本发明的第三方面及第四方面的系统及方法提供的新颖特征及优点。第三方面及第四方面通过提供用以处置多载波无线应用中固有的跳频的额外新的且独特方法而将本发明扩展为包含那些应用。

描绘本发明的第三方面以寻址与跳频相关联的误差。举例来说，假设以频率f₁发射一个捕获且以频率f₂发射下一捕获。发射误差不仅基于f₁与f₂之间的关系，而且还基于每一捕获内的特定数据而产生。如此，如果分别以频率f₃及f₄(分别与频率f₁及f₂相对)发射那两个相同先前捕获，那么可导致不同发射误差。因此，可能误差由于不同可能捕获的数目增加及不同可能跳频的数目增加而以指数方式增加。借助这些可能误差中的每一者训练DPD将花费不切实际的资源。

本发明的第三方面涉及一种DPD调适技术，借此将从所发射信号获得的信号捕获的子集(每一子集表示从跳变模式序列获得的不同所发射跳变模式)并置以形成“完整”信号捕获，所述“完整”信号捕获接着用作用于序列中的所有跳变模式的DPD调适解决方案。因此，可使用单个经优化误差来针对所有捕获训练DPD。下文描述用以组合来自不同跳变模式的捕获的方法。

图9是展示根据本发明的方面的DPD调适模型的图式900。

如图中所展示，图式900包含DPD组件104、发射器/PA组件113、反馈后处理组件902及加法器组件904。

在此实例中，DPD组件104、发射器108、PA112、天线116、接收器124、捕获滤波器118、捕获滤波器402、加法器组件904及调适组件134是相异组件。然而，在其它实例中，可将以下各项中的至少两者组合为单式组件：DPD组件104、发射器108、PA112、天线116、接收器124、捕获滤波器118、捕获滤波器402、加法器组件904及调适组件134。此外，在一些实例中，可将以下各项中的至少一者实施为用于载运计算机可执行指令或数据结构或者将所述计算机可执行指令或数据结构存储于其上的非瞬态有形计算机可读媒体：DPD组件104、发射器108、PA112、天线116、接收器124、捕获滤波器118、捕获滤波器402、加法器组件904及调适组件134。

信号906(x[n])是在数字预失真之前的发射参考信号，信号908(w[n])是在数字预失真之后的发射信号，信号910(y[n])是在放大之后的发射信号，信号912(z[n])是在反馈后处理之后的发射信号且信号914(e₁[n])是来自加法器组件904的误差信号。DPD组件104及发射器/PA可如上文图1中所描述而操作。反馈后处理组件902可操作以处理经放大发射信号的一部分以用于DPD调适。加法器组件904可操作以添加或减去其输入信号且输出结果。

在图9中，输入信号x[n](信号906)由DPD组件104及发射器/PA113处理。反馈数据z[n](信号912)经后处理以与信号x[n]在延迟、相位及增益方面对准，此正规化是计算所述反馈数据z[n]与信号x[n]之间的误差所必需的。

假定存在跳变模式的总数N。注意，针对每一跳变模式，反馈数据是参考数据及未知参数集的非线性函数。可经由线性化粗略估计：

$\begin{array}{c}{\stackrel{\&RightArrow;}{z}}_n=\stackrel{\&RightArrow;}{f}({\stackrel{\&RightArrow;}{x}}_n,\stackrel{\&RightArrow;}{\mathrm{\&theta;}})+{\stackrel{\&RightArrow;}{v}}_n\\ =\stackrel{\&RightArrow;}{f}({\stackrel{\&RightArrow;}{x}}_n,{\stackrel{\&RightArrow;}{\mathrm{\&theta;}}}_{k-1})+H_k\left({\stackrel{\&RightArrow;}{x}}_n\right)\&CenterDot;(\stackrel{\&RightArrow;}{\mathrm{\&theta;}}-{\stackrel{\&RightArrow;}{\mathrm{\&theta;}}}_{k-1})+{\stackrel{\&RightArrow;}{v}}_n,\end{array}---\left(1\right)$

其中H是雅可比(Jacobian)矩阵且经定义为

目标是求出跨越所有跳变模式使反馈数据与参考之间的误差功率最小化的解成本函数ζ由下式给出

$\mathrm{\&zeta;}=\underset{n=1}{\overset{N}{\&Sigma;}}{\left|{\stackrel{\&RightArrow;}{e}}_n\right|}^2=\underset{n=1}{\overset{N}{\&Sigma;}}{\left|\left({\stackrel{\&RightArrow;}{x}}_n-{\stackrel{\&RightArrow;}{z}}_n\right)\right|}^2---\left(2\right)$

基于测量模型(1)，可导出不同调适方法。给出梯度方法的实例以展示雅可比矩阵及误差向量可如何用于形成自适应解决方案。较大雅可比矩阵H、较长误差向量及信号向量的公式化给出：

$H=\left[\begin{array}{c}H\left({\stackrel{\&RightArrow;}{x}}_1\right)\\ H\left({\stackrel{\&RightArrow;}{x}}_2\right)\\ .\\ .\\ .\\ H\left({\stackrel{\&RightArrow;}{x}}_N\right)\end{array}\right];\stackrel{\&RightArrow;}{e}=\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\&RightArrow;}{e}}_1\\ {\stackrel{\&RightArrow;}{e}}_2\\ .\\ .\\ .\\ {\stackrel{\&RightArrow;}{e}}_N\end{array}\right];\stackrel{\&RightArrow;}{x}=\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\&RightArrow;}{x}}_1\\ {\stackrel{\&RightArrow;}{x}}_2\\ .\\ .\\ .\\ {\stackrel{\&RightArrow;}{x}}_N\end{array}\right];\stackrel{\&RightArrow;}{z}=\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\&RightArrow;}{z}}_1\\ {\stackrel{\&RightArrow;}{z}}_2\\ .\\ .\\ .\\ {\stackrel{\&RightArrow;}{z}}_N\end{array}\right]---\left(3\right)$

方程式3中的各项中的每一者是其相应个别向量元素的并置。梯度方法尝试以与海森式(Hessian)的倒数成比例的步长将所述解沿与梯度向量相反的方向移动，此由下式给出：

${\stackrel{\&RightArrow;}{\mathrm{\&theta;}}}_{k+1}={\stackrel{\&RightArrow;}{\mathrm{\&theta;}}}_k-\mathrm{\&mu;}{\left({\&dtri;}^2\mathrm{\&zeta;}\right)}^{-1}\&CenterDot;\&dtri;\mathrm{\&zeta;},---\left(4\right)$

其中是未知参数的向量表示；是梯度；且是海森式。可由下式粗略估计成本函数的梯度：

$\&dtri;\mathrm{\&zeta;}=2J^H\stackrel{\&RightArrow;}{e}---\left(5\right)$

可由下式粗略估计成本函数的海森式：

${\&dtri;}^2\mathrm{\&zeta;}=2J^H\&CenterDot;J---\left(6\right)$

假定：

$H=\frac{\&part;\stackrel{\&RightArrow;}{e}}{\&part;\stackrel{\&RightArrow;}{\mathrm{\&theta;}}}=\frac{\&part;(\stackrel{\&RightArrow;}{x}-\stackrel{\&RightArrow;}{z})}{\&part;\stackrel{\&RightArrow;}{\mathrm{\&theta;}}}=\frac{\&part;\stackrel{\&RightArrow;}{z}}{\&part;\stackrel{\&RightArrow;}{\mathrm{\&theta;}}}=-H---\left(7\right)$

因此，梯度解变为：

$\begin{array}{c}{\stackrel{\&RightArrow;}{\mathrm{\&theta;}}}_k={\stackrel{\&RightArrow;}{\mathrm{\&theta;}}}_{k-1}-\mathrm{\&mu;}{(J^H\&CenterDot;J)}^{-1}\&CenterDot;J^H\&CenterDot;\stackrel{\&RightArrow;}{e}\\ ={\stackrel{\&RightArrow;}{\mathrm{\&theta;}}}_{k-1}+\mathrm{\&mu;}{(H^H\&CenterDot;H)}^{-1}\&CenterDot;H^H\&CenterDot;\stackrel{\&RightArrow;}{e}\end{array}---\left(8\right)$

虽然可能跳变模式的总数目N可为极大的，但其实际上仅占据有限带宽。只要涵盖大部分频率位置，所述解在许多其它组合中便为相当合理的。

根据此方面，存在多个捕获且执行联合优化。一旦使成本函数公式化，如上文参考方程式(2)所论述，那么梯度解便变得标准。通过将多个捕获并置，所述解联合地使所有跳变模式捕获的总调适误差最小化。

已知功率放大器操作中的减损随时间漂移且已以实证方式发现线性失真比非线性部分快得多地漂移。如果线性漂移减轻或消除(即，不用于训练DPD中)，那么可实质上改进来自并置的结果。本发明的第四方面寻址线性失真并尝试将其从DPD训练移除。此经由将线性误差模型化、移除线性误差而实现，因此用以训练DPD的误差是线性减损误差。将参考图10到12更详细地描述本发明的此方面。

图10展示根据本发明的方面的将线性失真从DPD训练移除的系统1000。

如图中所展示，系统1000包含图4的系统400的组件。为简洁起见，这些组件、其布置及可操作性已描述且将不再次进行描述。系统1000另外包含加法器组件904及线性减损模型组件1002。

在此实例中，DPD组件104、发射器108、PA组件112、捕获滤波器118、捕获滤波器402、加法器组件904、线性减损模型组件1002及调适组件134是相异组件。然而，在其它实例中，可将以下各项中的至少两者组合为单式组件：DPD组件104、发射器108、PA组件112、捕获滤波器118、捕获滤波器402、加法器组件904、线性减损模型组件1002及调适组件134。此外，在一些实例中，可将以下各项中的至少一者实施为用于载运计算机可执行指令或数据结构或者将所述计算机可执行指令或数据结构存储于其上的非瞬态有形计算机可读媒体：DPD组件104、发射器/PA组件113、反馈后处理组件902、线性减损模型组件1002及加法器组件904。

加法器组件904布置于捕获滤波器402与调适组件134之间。线性减损组件1002布置于线102与加法器组件904之间。加法器组件904可操作以添加或减去其输入且输出结果。线性减损模型组件1002可操作以将线性减损模型应用于输入信号且输出结果。

操作上，系统1000如系统900及系统400一样工作，只不过消除了在非线性区域中操作的PA中固有的快速漂移线性减损。此通过针对每一捕获时间估计线性减损模型并在计算失真误差之前应用所述模型而实现。对于系统1000，此由线性减损模型组件1002进行，所述线性减损模型组件将减损模型应用于显现于线102上的参考信号x[n]。在加法器组件904处，将信号z[n]上的固有线性减损从已应用于信号x[n]的经模型化线性减损减去，从而有效地消去显现于信号e₁[n]上的线性减损。

如刚刚所描述，在此实施例中，将线性减损模型应用于参考信号x[n]。在另一实施例中可通过在反馈环路中应用线性减损模型而获得相同结果。

图11展示在反馈环路中应用线性减损模型的系统1100。

如图中所展示，系统1100是系统1000的包含与系统1000相同的组件的版本，这些组件可如针对系统1000相同地操作且相同地布置而具有一个例外。所述例外是线性减损组件1002布置于捕获滤波器402与加法器组件904之间而非布置于线102与加法器组件904之间。线102直接连接到加法器组件904。

因此，对于系统1100，布置的改变意指线性减损模型现在于反馈环路中应用于z[n]而非应用于参考信号x[n]。系统1100是系统1000的替代实施例且产生相同结果。

上文已描述本发明的第三方面及第四方面以及其针对跳频多载波GSM应用的优点。已执行实证测试以确认所述优点。这些均展示于图中。

图12展示列示在跳频多载波无线环境中在常规条件下的测试结果对在根据本发明的方面的条件下的测试结果的表1200。

如图中所展示，表1200包含列1202、列1204、列1206、列1208、列1210、行1212、行1214、行1216、行1218、行1220、行1222、行1224及行1226。

行1212是表的标头行。列1202列示针对其而执行测试的跳频模式。

列1204到1210列示使用各种系统来执行DPD调适的ACLR测试的结果。所有结果均以dBc为单位。列1204列示使用常规强力系统进行的测试的结果。列1206列示使用常规系统获得的结果，借此针对一个跳变模式的解决方案应用于所有其它跳变模式。列1208列示使用根据本发明的第三方面的系统获得的结果。列1210列示使用根据本发明的第三方面及第四方面的系统获得的结果。

可从所述表看出，最差结果(最高ACLR数字)在列1206中，这些结果是使用常规系统及方法获得的，借此来自第一跳变模式(行1214)的最好解决方案应用于所有其它跳变模式(行1216到1226)。较好结果是使用根据本发明的第三方面的系统及方法获得的，如列1208中所展示。列1204及列1210中的结果极为类似。因此，最好结果不仅使用如列1210中所展示的并置及线性减损模型化(即，根据本发明的第三方面及第四方面的系统及方法)而且使用如列1204中所展示的常规强力系统及方法获得。

较早描述了常规“强力”系统及方法的问题是其对密集型硬件资源的需要。图12中所展示的测试结果图解说明可使用根据本发明的第三方面(并置)以及本发明的第四方面(线性减损模型化)的系统及方法获得等效性能，所述系统及方法由于不需要针对每一跳频模式实时地处理、存储及加载单独解决方案而具有使用比常规系统及方法少得多的存储器及处理硬件的显著优点。

较早描述了在使用采用峰值及平均RMS功率阈值来确定信号捕获用于DPD训练的适合性的常规DPD调适系统及方法的情况下实现一致良好相邻信道性能结果方面也存在问题。已展示根据本发明的第一方面及第二方面的系统及方法可如何通过基于与“良好”及“不良”参考矩阵的比较提供额外捕获滤波器而克服这些性能问题且所述系统及方法如何提供采用DPD的无线系统的相邻信道性能的大的改进。

已出于图解说明及描述的目的呈现了对各种优选实施例的前述描述。其并不打算为穷尽性的或将本发明限制于所揭示的精确形式，且显然鉴于以上教示可做出许多修改及变化形式。选择并描述如上文所描述的实例性实施例以便最好地解释本发明的原理及其实际应用，以借此使得所属领域的技术人员能够在各种实施例中并借助适合于所预期的特定使用的各种修改最好地利用本发明。打算由所附权利要求书来界定本发明的范围。

Claims (20)

1.一种方法，其包括：

经由第一捕获组件捕获第一数据样本集；

经由第一产生组件产生与所述第一数据样本集的一部分相关联的第一改变矩阵；

将所述第一改变矩阵存储到第一存储器组件中；

经由第二捕获组件捕获第二数据样本集；

经由第二产生组件产生与所述第二数据样本集的一部分相关联的第二改变矩阵；

将所述第二改变矩阵存储到第二存储器组件中；

经由第三捕获组件捕获第三数据样本集；

经由第三产生组件产生与所述第三数据样本集的一部分相关联的第三改变矩阵；

经由比较组件将所述第三改变矩阵与所述第一改变矩阵进行比较以获得第一比较；

经由所述比较组件将所述第三改变矩阵与所述第二改变矩阵进行比较以获得第二比较；及

基于所述第一比较及所述第二比较中的一者，经由调适组件用所述第三数据样本集调适数字预失真组件。

2.根据权利要求1所述的方法，

其中所述捕获第一数据样本集、所述捕获第二数据样本集及所述捕获第三数据样本集经执行使得所述第一捕获组件、所述第二捕获组件及所述第三捕获组件是第一单式组件，

其中所述产生第一改变矩阵、所述产生第二改变矩阵及所述产生第三改变矩阵经执行使得所述第一产生组件、所述第二产生组件及所述第三产生组件是第二单式组件，且

其中所述存储所述第一改变矩阵、所述存储所述第二改变矩阵及所述存储所述第三改变矩阵经执行使得所述第一存储器组件、所述第二存储器组件及所述第三存储器组件是第三单式组件。

3.根据权利要求2所述的方法，其中所述经由第一产生组件产生与所述第一数据样本集的一部分相关联的第一改变矩阵包括：产生与所述第一数据样本集的连续部分相关联的所述第一改变矩阵。

4.根据权利要求2所述的方法，其中所述经由第一产生组件产生与所述第一数据样本集的一部分相关联的第一改变矩阵包括：产生与所述第一数据样本集的整个部分相关联的所述第一改变矩阵。

5.根据权利要求2所述的方法，其中所述经由第一产生组件产生与所述第一数据样本集的一部分相关联的第一改变矩阵包括：产生与所述第一数据样本集的多个子分段相关联的所述第一改变矩阵。

6.根据权利要求2所述的方法，其中所述经由第一产生组件产生与所述第一数据样本集的一部分相关联的第一改变矩阵包括：产生振幅改变矩阵。

7.根据权利要求1所述的方法，其中所述经由第一产生组件产生与所述第一数据样本集的一部分相关联的第一改变矩阵包括：产生与所述第一数据样本集的连续部分相关联的所述第一改变矩阵。

8.根据权利要求1所述的方法，其中所述经由第一产生组件产生与所述第一数据样本集的一部分相关联的第一改变矩阵包括：产生与所述第一数据样本集的所述整个部分相关联的所述第一改变矩阵。

9.根据权利要求1所述的方法，其中所述经由第一产生组件产生与所述第一数据样本集的一部分相关联的第一改变矩阵包括：产生与所述第一数据样本集的多个子分段相关联的所述第一改变矩阵。

10.根据权利要求1所述的方法，其中所述经由第一产生组件产生与所述第一数据样本集的一部分相关联的第一改变矩阵包括：产生振幅改变矩阵。

11.根据权利要求10所述的方法，其进一步包括：

经由反馈组件将误差模型化；

经由线性误差确定组件确定所述经模型化误差的线性误差部分；及

基于所述误差不存在所述线性误差部分，经由误差产生组件产生所产生误差，

其中所述基于所述第一比较及所述第二比较中的一者经由所述调适组件用所述第三数据样本集调适所述数字预失真组件包括：另外基于所述所产生误差来调适所述数字预失真组件。

12.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括：

经由反馈组件将误差模型化；

经由线性误差确定组件确定所述经模型化误差的线性误差部分；及

基于所述误差不存在所述线性误差部分，经由误差产生组件产生所产生误差，

其中所述基于所述第一比较及所述第二比较中的一者经由所述调适组件用所述第三数据样本集调适所述数字预失真组件包括：另外基于所述所产生误差来调适所述数字预失真组件。

13.一种装置，其包括：

数字预失真组件；

第一捕获组件，其可操作以捕获第一数据样本集；

第一产生组件，其可操作以产生与所述第一数据样本集的一部分相关联的第一改变矩阵；

第一存储器组件，其可操作以存储所述第一改变矩阵；

第二捕获组件，其可操作以捕获第二数据样本集；

第二产生组件，其可操作以产生与所述第二数据样本集的一部分相关联的第二改变矩阵；

第二存储器组件，其可操作以存储所述第二改变矩阵；

第三捕获组件，其可操作以捕获第三数据样本集；

第三产生组件，其可操作以产生与所述第三数据样本集的一部分相关联的第三改变矩阵；

比较组件，其可操作以将所述第三改变矩阵与所述第一改变矩阵进行比较以获得第一比较，且将所述第三改变矩阵与所述第二改变矩阵进行比较以获得第二比较；及

调适组件，其可操作以基于所述第一比较及所述第二比较中的一者用所述第三数据样本集调适所述数字预失真组件。

14.根据权利要求13所述的装置，

其中所述第一捕获组件、所述第二捕获组件及所述第三捕获组件是第一单式组件，

其中所述第一产生组件、所述第二产生组件及所述第三产生组件是第二单式组件，且

其中所述第一存储器组件、所述第二存储器组件及所述第三存储器组件是第三单式组件。

15.根据权利要求13所述的装置，其中所述第一产生组件可操作以产生与所述第一数据样本集的连续部分相关联的所述第一改变矩阵。

16.根据权利要求13所述的装置，其中所述第一产生组件可操作以产生与所述第一数据样本集的整个部分相关联的所述第一改变矩阵。

17.根据权利要求13所述的装置，其中所述第一产生组件可操作以产生与所述第一数据样本集的多个子分段相关联的所述第一改变矩阵。

18.根据权利要求13所述的装置，其进一步包括：

反馈组件，其可操作以将误差模型化；

线性误差确定组件，其可操作以确定所述经模型化误差的线性误差部分；及

误差产生组件，其可操作以基于所述误差不存在所述线性误差部分而产生所产生误差，

其中所述调适组件可操作以另外基于所述所产生误差用所述第三数据样本集调适所述数字预失真组件。

19.根据权利要求13所述的装置，其中所述产生组件可操作以产生所述第一改变矩阵作为振幅改变矩阵。

20.一种方法，其包括：

经由第一捕获组件捕获第一数据样本集；

经由反馈组件产生与所述第一数据样本集的一部分相关联的第一误差；

经由第二捕获组件捕获第二数据样本集；

经由所述反馈组件将与所述第二数据样本集的一部分相关联的第二误差模型化；

经由线性误差确定组件确定经模型化误差的线性误差部分；及

基于所述误差不存在所述线性误差部分而经由误差产生组件产生所产生误差，

基于所述所产生误差，经由调适组件调适数字预失真组件。