CN105337907B - 一种获取信道状态信息的方法和装置 - Google Patents
一种获取信道状态信息的方法和装置 Download PDFInfo
- Publication number
- CN105337907B CN105337907B CN201410360850.2A CN201410360850A CN105337907B CN 105337907 B CN105337907 B CN 105337907B CN 201410360850 A CN201410360850 A CN 201410360850A CN 105337907 B CN105337907 B CN 105337907B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- estimated value
- user equipment
- indicate
- pilot signal
- impulse response
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Landscapes
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
本发明实施例公开了一种获取信道状态信息的方法，包括：接收发送端发送的用户设备的导频信号，所述用户设备的导频信号是通过ZC序列构造的；基于最小二乘法获取信道冲击响应的第一估计值；将所述信道冲击响应的第一估计值在DCT域进行单点滤波以获取信道冲击响应的第二估计值；基于残差计算获取干扰协方差阵的第一估计值；将所述干扰协方差阵的第一估计值在DFT域进行加窗滤波以获取干扰协方差阵的第二估计值；获取信道状态信息。相应地，本发明实施例还公开了一种获取信道状态信息的装置。本发明可以实现在大规模MIMO传输系统中，减小信道估计的复杂度，降低用户设备间的干扰以及提高获取信道状态信息的准确度，即提高信道冲击响应和干扰协方差阵的估计精度。
Description
技术领域
本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种获取信道状态信息的方法和装置。
背景技术
随着通信技术的不断发展，MIMO(Multiple-Input Multiple-Output，多输入多输出)技术广泛应用于移动通信系统，MIMO技术特点在于分别在发送端和接收端配置多根天线，形成空间域上多个并行传输的独立信道，在不增加带宽的条件下，能够有效地提高移动通信系统的容量和数据传输速率。进一步地，移动通信系统不断更新换代，5G(The 5thGeneration，第五代)移动通信系统需要10倍于4G(The 4th Generation，第四代)移动通信系统的传输速率，传统的MIMO技术已经无法满足5G移动通信系统对频谱和功率效率的要求，因而提出了大规模阵列天线的多用户MIMO技术，以下简称为大规模MIMO技术，应用大规模MIMO技术的通信系统以下简称为大规模MIMO系统。大规模MIMO技术特点在于通过在基站处设置大规模阵列天线以提供更多的空间资源来服务不同的用户，充分挖掘了空间资源，大幅度地提高了移动通信系统的频谱和功率效率。
大规模MIMO系统的信道状态信息的获取对于数据传输的可靠性起着至关重要的作用，其中信道状态信息主要包括信道冲击响应的估计值和干扰协方差阵的估计值。上述信道冲击响应的估计值用于对通信接收方的接收数据进行检测，上述干扰协方差阵的估计值用于消除多个用户设备间的信号干扰。目前，无论是在FDD(Frequency DivisionDuplexing，频分双工)的大规模MIMO系统中，还是在TDD(Time Division Duplexing，时分双工)的大规模MIMO系统中，都是通过发送端发送导频信号，接收端根据接收到的导频信号获取信道状态信息的，但是大规模MIMO的庞大天线数目和用户设备量，会导致导频信号的开销非常巨大，且实现过程复杂，获取到的信道状态信息误差大，无法满足大规模MIMO系统的要求。
发明内容
本发明实施例提供了一种获取信道状态信息的方法和装置，可以实现在大规模MIMO传输系统中，减小信道估计的复杂度，降低用户设备间的干扰以及提高获取信道状态信息的准确度，即提高信道冲击响应和干扰协方差阵的估计精度。
本发明实施例第一方面提供了一种获取信道状态信息的方法，包括：
接收发送端发送的用户设备的导频信号，所述用户设备的导频信号是通过ZC(Zadoff-Chu)序列构造的；
根据所述用户设备的导频信号，基于最小二乘法获取信道冲击响应的第一估计值；
将所述信道冲击响应的第一估计值在DCT(Discrete Cosine Transform，离散余弦变换)域进行单点滤波以获取信道冲击响应的第二估计值；
根据所述用户设备的导频信号和所述信道冲击响应的第二估计值，基于残差计算获取干扰协方差阵的第一估计值；
将所述干扰协方差阵的第一估计值在DFT(Discrete Fourier Transform，离散傅里叶变换)域进行加窗滤波以获取干扰协方差阵的第二估计值；
获取信道状态信息，所述信道状态信息包括所述信道冲击响应的第二估计值和所述干扰协方差阵的第二估计值。
在第一方面的第一种可能实现方式中，所述用户设备的导频信号是通过ZC(Zadoff-Chu)序列构造的，包括：所述用户设备的导频信号是根据公式
构造的，其中，所述表示第k个用户设备在第b个波束上的时域导频信号，所述N表示导频信号的长度，所述B表示分配给各用户设备的波束个数，所述IN/B表示N/B阶单位阵，所述diag{1，WN(b)，...，WN((N-1)b)}表示主对角线元素为的对角阵，所述表示长度为N/B且根序为rk的ZC序列，所述WN(i)＝exp(j2πi/N)。
结合第一方面的第一种可能实现方式，在第二种可能实现方式中，所述根据所述用户设备的导频信号，基于最小二乘法获取信道冲击响应的第一估计值，包括：根据公式
获取所述信道冲击响应的第一估计值，其中，所述表示第k个用户设备的信道冲击响应的第一估计值，所述表示对Xk进行共轭转置运算后的矩阵，所述Xk表示的频域表达式，所述Yk表示第k个用户设备的频域导频向量。
结合第一方面以及第一方面的第二种可能实现方式，在第三种可能实现方式中，所述将所述信道冲击响应的第一估计值在DCT域进行单点滤波以获取信道冲击响应的第二估计值，包括：
根据公式
将所述信道冲击响应的第一估计值变换到DCT域，其中，所述dk表示DCT域的信道冲击响应的第一估计值，所述C表示预设的第一DCT变换矩阵；
根据公式
对所述变换到DCT域的信道冲击响应的第一估计值进行单点滤波，其中，所述表示单点滤波后的所述变换到DCT域的信道冲击响应的第一估计值，所述Gk表示对角阵；
根据公式
获取所述信道冲击响应的第二估计值，其中，所述表示第k个用户设备的信道冲击响应的第二估计值，所述C H表示预设的第二DCT变换矩阵。
结合第一方面以及第一方面的第三种可能实现方式，在第四种可能实现方式中，所述根据所述用户设备的导频信号和所述信道冲击响应的第二估计值，基于残差计算获取干扰协方差阵的第一估计值，包括：根据公式
获取所述干扰协方差阵的第一估计值，其中，所述表示第k个用户设备在第l个子载波上的干扰协方差阵的第一估计值，所述表示表示第k个用户设备在第l个子载波上的所述所述Xk,l表示第k个用户设备在第l个子载波上的所述的频域表达式。
结合第一方面以及第一方面的第四种可能实现方式，在第五种可能实现方式中，所述将所述干扰协方差阵的第一估计值在DFT域进行加窗滤波以获取干扰协方差阵的第二估计值，包括：
根据公式
获取所述干扰协方差阵的第二估计值，其中，所述表示第k个用户设备在第l个子载波上的干扰协方差阵的第二估计值，所述L表示最大路径延时，所述表示三角窗函数。
本发明实施例第二方面提供了一种计算机存储介质，所述计算机存储介质存储有程序，该程序执行时包括第一方面提供的一种获取信道状态信息的方法的部分或全部步骤。
本发明实施例第三方面提供了一种获取信道状态信息的装置，包括：
导频信号接收模块，用于接收发送端发送的用户设备的导频信号，所述用户设备的导频信号是通过ZC(Zadoff-Chu)序列构造的；
第一估计模块，用于根据所述用户设备的导频信号，基于最小二乘法获取信道冲击响应的第一估计值；
第二估计模块，用于将所述信道冲击响应的第一估计值在DCT(Discrete CosineTransform，离散余弦变换)域进行单点滤波以获取信道冲击响应的第二估计值；
第三估计模块，用于根据所述用户设备的导频信号和所述信道冲击响应的第二估计值，基于残差计算获取干扰协方差阵的第一估计值；
第四估计模块，用于将所述干扰协方差阵的第一估计值在DFT(Discrete FourierTransform，离散傅里叶变换)域进行加窗滤波以获取干扰协方差阵的第二估计值；
信道状态信息获取模块，用于获取信道状态信息，所述信道状态信息包括所述信道冲击响应的第二估计值和所述干扰协方差阵的第二估计值。
在第三方面的第一种可能实现方式中，所述用户设备的导频信号是通过ZC(Zadoff-Chu)序列构造的，包括：所述用户设备的导频信号是根据公式
构造的，其中，所述表示第k个用户设备在第b个波束上的时域导频信号，所述N表示导频信号的长度，所述B表示分配给各用户设备的波束个数，所述IN/B表示N/B阶单位阵，所述diag{1，WN(b)，...，WN((N-1)b)}表示主对角线元素为1,WN(b),...,WN((N-1)b)的对角阵，所述表示长度为N/B且根序为rk的ZC序列，所述WN(i)＝exp(j2πi/N)。
结合第三方面以及第一方面的第一种可能实现方式，在第二种可能实现方式中，所述第一估计模块，具体用于：
根据公式
获取所述信道冲击响应的第一估计值，其中，所述表示第k个用户设备的信道冲击响应的第一估计值，所述表示对Xk进行共轭转置运算后的矩阵，所述Xk表示的频域表达式，所述Yk表示第k个用户设备的频域导频向量。
结合第三方面以及第一方面的第二种可能实现方式，在第三种可能实现方式中，所述第二估计模块，具体用于：
根据公式
将所述信道冲击响应的第一估计值变换到DCT域，其中，所述dk表示DCT域的信道冲击响应的第一估计值，所述C表示预设的第一DCT变换矩阵；
根据公式
对所述变换到DCT域的信道冲击响应的第一估计值进行单点滤波，其中，所述表示单点滤波后的所述变换到DCT域的信道冲击响应的第一估计值，所述Gk表示对角阵；
根据公式
获取所述信道冲击响应的第二估计值，其中，所述表示第k个用户设备的信道冲击响应的第二估计值，所述C H表示预设的第二DCT变换矩阵。
结合第一方面以及第一方面的第三种可能实现方式，在第四种可能实现方式中，所述第三估计模块，具体用于：
根据公式
获取所述干扰协方差阵的第一估计值，其中，所述表示第k个用户设备在第l个子载波上的干扰协方差阵的第一估计值，所述表示表示第k个用户设备在第l个子载波上的所述所述表示第k个用户设备在第l个子载波上的所述的频域表达式。
结合第三方面以及第一方面的第四种可能实现方式，在第五种可能实现方式中，所述第四估计模块，具体用于：
根据公式
获取所述干扰协方差阵的第二估计值，其中，所述表示第k个用户设备在第l个子载波上的干扰协方差阵的第二估计值，所述L表示最大路径延时，所述表示三角窗函数。
本发明实施例第四方面提供了一种获取信道状态信息的装置，包括：处理器、通信接口和存储器，其中，存储器中存储一组程序，且处理器用于调用存储器中存储的程序，用于执行以下操作：
接收发送端发送的用户设备的导频信号，所述用户设备的导频信号是通过ZC(Zadoff-Chu)序列构造的；
根据所述用户设备的导频信号，基于最小二乘法获取信道冲击响应的第一估计值；
将所述信道冲击响应的第一估计值在DCT(Discrete Cosine Transform，离散余弦变换)域进行单点滤波以获取信道冲击响应的第二估计值；
根据所述用户设备的导频信号和所述信道冲击响应的第二估计值，基于残差计算获取干扰协方差阵的第一估计值；
将所述干扰协方差阵的第一估计值在DFT(Discrete Fourier Transform，离散傅里叶变换)域进行加窗滤波以获取干扰协方差阵的第二估计值；
获取信道状态信息，所述信道状态信息包括所述信道冲击响应的第二估计值和所述干扰协方差阵的第二估计值。
由上可见，本发明实施例提供的接收端根据发送端发送的导频信号(该导频信号是通过ZC序列构造的)，基于最小二乘法并通过单点滤波获取信道冲击响应的估计值，再根据导频信号和信道冲击响应估计值，基于残差计算并通过加窗滤波获取干扰协方差阵的估计值，从而获取到准确的信道状态信息(其中信道状态信息包括信道冲击响应估计值和干扰协方差阵的估计值)，可以实现在大规模MIMO传输系统中，减小信道估计的复杂度，降低用户设备间的干扰以及提高获取信道状态信息的准确度，即提高信道冲击响应和干扰协方差阵的估计精度。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例提供的一种获取信道状态信息的方法的流程示意图；
图2是本发明实施例提供的另一种获取信道状态信息的方法的流程示意图；
图3是本发明实施例提供的又一种获取信道状态信息的方法的流程示意图；
图4是本发明实施例提供的一种获取信道状态信息的装置的结构示意图；
图5是本发明实施例提供的一种用户设备的结构示意图；
图6是本发明实施例提供的一种基站的结构示意图；
图7是本发明实施例提供的一种下行系统的结构示意图；
图8是本发明实施例提供的一种上行系统的结构示意图；
图9是本发明实施例提供的一种用户设备的导频信号的分布示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
应理解，本发明实施例的技术方案可以应用于各种通信系统，例如：全球移动通讯(Global System of Mobile communication，简称为“GSM”)系统、码分多址(CodeDivision Multiple Access，简称为“CDMA”)系统、宽带码分多址(Wideband CodeDivision Multiple Access，简称为“WCDMA”)系统、通用分组无线业务(General PacketRadio Service，简称为“GPRS”)、长期演进(Long Term Evolution，简称为“LTE”)系统、LTE频分双工(Frequency Division Duplex，简称为“FDD”)系统、LTE时分双工(Time DivisionDuplex，简称为“TDD”)、通用移动通信系统(Universal Mobile TelecommunicationSystem，简称为“UMTS”)或全球互联微波接入(Worldwide Interoperability forMicrowave Access，简称为“WiMAX”)通信系统等。
在本发明实施例中的下行系统中，发送端是基站，接收端是用户设备，相反地，在上行系统中，发送端是用户设备，接收端是基站。下面，将对用户设备和基站分别作出以下定义：
一，用户设备(User Equipment，简称为“UE”)可称之为终端(Terminal)、移动台(Mobile Station，简称为“MS”)或移动终端(Mobile Terminal)等，该用户设备可以经无线接入网(Radio Access Network，简称为“RAN”)与一个或多个核心网进行通信，例如，用户设备可以是移动电话(或称为“蜂窝”电话)或具有移动终端的计算机等，例如，用户设备还可以是便携式、袖珍式、手持式、计算机内置的或者车载的移动装置，它们与无线接入网交换语音和/或数据。
二，基站可以是GSM或CDMA中的基站(Base Transceiver Station，简称为“BTS”)，也可以是WCDMA中的基站(NodeB，简称为“NB”)，还可以是LTE中的演进型基站(EvolutionalNode B，简称为“eNB”)，本发明并不限定。
另外，为了更好实现本发明实施例中的具体算法，可以对大规模MIMO系统作出如下配置：
大规模MIMO系统考虑在小区的基站放置大规模天线阵列，每个基站所配置的大规模天线阵列有多个扇面，每个扇面由大量的天线单元构成，当各天线单元采用全向天线或120度扇区天线时，相邻天线单元的间距可设计为1/2λ和其中λ为载波波长。大规模天线阵列也可以采用圆阵列、板阵列或其它阵列结构。
大规模天线阵列中各天线单元通过各自的收发射频单元、模数/数模转换单元、数字光模块及光纤传输通道与数字基带处理单元相连，通过数字域多波束成形实现小区的大规模波束覆盖。大规模天线阵列也可以通过模拟多波束成形网络实现小区的大规模波束覆盖，并将各波束收发信号端口通过收发射频单元、模数/数模转换单元、数字光模块及光纤传输通道与数字基带处理单元相连。不同于传统无线通信系统中的小区覆盖，将基站所覆盖的小区通过大量的波束进行空域细化，以挖掘利用空间维度无线资源。
需要指出的是，本发明实施例中的大规模MIMO系统的传输过程在波束域中实施。通过数字域多波束成形或模拟域多波束成形将空间域信号转化为波束域信号。每个波束上的信号经过波束处理单元进行发送后处理或接收预处理，处理过的信号经过交换处理单元将各用户的信号分配给各用户的处理单元，用户处理单元完成用户频域发送信号的生成和接收信号的处理。交换处理单元由空分用户调度模块控制，空分用户调度根据统计信道信息，选择可以使用同一时频资源通信的用户，并为其中各用户分配互不重叠的波束集合。各用户与基站侧不同的波束进行波束域传输。
图1是本发明实施例中一种获取信道状态信息的方法。如图所示本实施例中的获取信道状态信息的方法的流程可以包括：
S101，接收发送端发送的用户设备的导频信号，所述用户设备的导频信号是通过ZC序列构造的。
所述导频信号又称作参考信号，用于估计发送端和接收端之间信道的状态，估计结果可用信道状态信息表示，信道状态信息对于数据传输的可靠性起着至关重要的作用。所述ZC序列，即Zadoff-Chu序列，具有非常好的自相关性和较低的互相关性，这种良好的性能可以被用来产生同步信号，作为对时间和频率的相关运送。因此，为了得到最优的导频信号，本发明实施例通过ZC序列来构造导频信号，可以是人为构造也可以是通过设备构造，这里不做限定。
进一步地，构造好的导频信号需要同时保存在发送端和接收端。请参阅图7所示的一种下行系统的结构示意图，在下行系统中，发送端是基站，接收端是用户设备，相反地，请参阅图8所示的一种上行系统的结构示意图，在上行系统中，发送端是用户设备，接收端是基站。可选地，导频信号可以是先保存在基站，基站再通过无线传输的方式告知用户设备。
可选的一实施方式，通过ZC序列构造导频信号的具体方法可以根据公式(1)来实现，其中，所述表示第k个用户设备在第b个波束上的时域导频信
号，所述N表示导频信号的长度，所述B表示分配给各用户设备的波束个数，所述IN/B表示N/B阶单位阵，所述diag{1，WN(b)，...，WN((N-1)b)}表示主对角线元素为1,WN(b),...,WN((N-1)b)的对角阵，所述表示长度为N/B且根序为rk的ZC序列，所述WN(i)＝exp(j2πi/N)。可选的一实施方式，ZC序列满足公式(2)，其中，
WN(i)＝exp(j2πi/N)，(N/B)2表示对N/B进行2的取模运算， 是由小于N且与其互质的正整数构成的集合，并且集合中任意两个元素的差与N的最大公约数不大于更进一步地，下面将针对下行系统和上行系统分别介绍发送端发送的方式：
其一，在下行系统中，基站为发送端，表示基站在第b个波束上发送给第k个用户设备的时域导频信号；
其二，在上行系统中，用户设备为发送端，表示第k个用户设备在第b个波束上发送给基站的时域导频信号。
需要指出的是，为了提高信道估计的准确性，降低用户设备之间的信号交叉干扰，构造的导频信号需要满足最佳的自相关性，即满足公式(3)，其中，
表示对进行共轭转置运算后的矩阵，k'为不同于k的用户设备的标识。另外，构造的不同用户设备之间的导频信号的相关性还应尽可能低，可定义不同用户设备之间的导频信号的最大相关性满足公式(4)，其中，[·]i,j表示矩阵的第(i,j)
个元素，为了获得更多的可用导频信号，可适当增大θ的取值。
具体的，接收端接收发送端发送来的用户设备的导频信号。一方面，在下行系统中，基站在给定的时频资源上将各用户设备的导频信号映射到相应波束集合上进行发射，每个用户设备的导频信号不同，由用户设备接收其对应的导频信号；另一方面，在上行系统中，各用户设备在给定的时频资源上发送导频信号，不同用户设备之间的导频信号不要求正交，可以复用导频信号，同一用户设备在不同天线之间的导频信号要求正交，由基站接收各用户设备发送的导频信号。
S102，根据所述用户设备的导频信号，基于最小二乘法获取信道冲击响应的第一估计值。
假设某个小区(cell)共有K个用户设备同时通信，N个子载波，时频资源由OFDM符号和子载波构成，那么，在每个相干时间的初始，利用第一个OFDM符号发送导频信号，各用户设备的导频信号分布可如图9所示。接收端接收的时域导频信号可如公式(5)所示，其中，一方面，在下行系统中，yk表示第k个
用户设备接收到的基站发送的时域导频信号，P(k')为基站将导频信号发送到第k'个用户设备的发射功率；另一方面，在上行系统中，yk表示基站接收到的第k个用户设备发送的时域导频信号，P(k')为第k'个用户设备将导频信号发送到基站的发射功率。另外，B为基站发送导频信号所用的波束个数，为第k'个波束到第k个用户的等效信道，nk为加性白高斯噪声。
进一步地，接收端接收的频域接收信号可如公式(6)所示，其中，一方面，
在下行系统中，Yk,l表示第k个用户设备在第l个子载波上接收的信号，Xk,l为第k个用户在第l个子载波上接收的导频信号，即在第l个子载波上的频域表达；另一方面，在上行系统中，Yk,l表示基站接收到的第k个用户设备在第l个子载波上的信号，Xk,l为基站接收到的第k个用户在第l个子载波上的导频信号，即在第l个子载波上的频域表达。另外，Hk,l为波束域的等效信道冲激响应，Nk,l为信道的加性高斯白噪声。
更进一步地，接收端将公式(6)中的各个信号排列为矩阵形式，如公式(7)
所示，其中，上标T表示矩阵转置，需要指出的是，这里的Xk实质上就是上述的频域表达式，Xk
的主对角线元素是由所述的频域表达构成的对角阵，NC表示子载波个数。
具体的，接收端根据公式(8)获取所述信道冲击响应的第一估计值，其中，
表示第k个用户设备的信道冲击响应的第一估计值，表示对Xk进行共轭转置运算后的矩阵。
S103，将所述信道冲击响应的第一估计值在DCT域进行单点滤波以获取信道冲击响应的第二估计值。
具体的，接收端根据公式(9)将信道冲击响应的第一估计值变换到DCT
域，其中，dk表示DCT域的信道冲击响应的第一估计值，C表示预设的第一DCT变换矩阵。
可选的，预设的第一DCT变换矩阵可以是第II类DCT变换矩阵，其定义式为公式(10)，其中，μi的定义式为公式(11)，i和j分别为矩阵的横纵坐标。
进一步地，接收端根据公式(12)对变换到DCT域的信道冲击响应的第一
估计值进行单点滤波，其中，表示单点滤波后的变换到DCT域的信道冲击响应的第一估计值，Gk表示对角阵。
更进一步地，接收端根据公式(13)获取信道冲击响应的第二估计值，其
中，表示第k个用户设备的信道冲击响应的第二估计值，C H表示预设的第二DCT变换矩阵。
可选的，预设的第二DCT变换矩阵可以是扩展的第II类DCT变换矩阵，其定义式为公式(14)。
需要指出的是，在DCT域中对信道冲击响应的第一估计值进行单点滤波，可以进一步提高信道冲击响应估计的精度，得到估计精度更高的信道冲击响应的第二估计值。
S104，根据所述用户设备的导频信号和所述信道冲击响应的第二估计值，基于残差计算获取干扰协方差阵的第一估计值。
具体的，接收端可直接根据公式(15)获取干扰协方差阵的第一估计值，
其中，表示第k个用户设备在第l个子载波上的干扰协方差阵的第一估计值，表示表示第k个用户设备在第l个子载波上的Xk,l表示第k个用户设备在第l个子载波上的的频域表达式。具体实现过程中：
首先，接收端基于用户设备在各个子载波上的导频符号和上述获取的信道冲击响应的第二估计值，计算得到导频信号通过导频位置的信道冲激响应的第二估计值所描述的信道到达接收端的信号Sk,l，如公式(16)所示。
然后，接收端将其从上述获取的频域接收信号中减去，得到干扰和噪声信号的初始估计值如公式(17)所示。
最后，接收端将干扰和噪声信号的初始估计值与其共轭转置相乘，从而获得干扰协方差阵的第一估计值如公式(18)所示。
S105，将所述干扰协方差阵的第一估计值在DFT域进行加窗滤波以获取干扰协方差阵的第二估计值。
具体的，接收端根据公式(19)获取所述干扰协方差阵的第二估计值，其
中，表示第k个用户设备在第l个子载波上的干扰协方差阵的第二估计值，L表示最大路径延时，表示三角窗函数。
具体实现过程中，首先，接收端对获取的干扰协方差阵的第一估计值进行IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform，离散傅里叶逆变换)，得到干扰加噪声的时域自相关函数Rk,n，如公式(20)所示。
然后，接收端使用三角窗进行滤波，并对干扰加噪声的时域自相关函数进行DFT变换得到频域干扰协方差阵的第二估计值如公式(21)所示，
其中，L为最大路径延时。
需要指出的是，在DFT域对干扰协方差阵的第一估计值进行加窗滤波，进一步地改善干扰协方差的估计精度，得到估计精度更高的干扰协方差的第二估计值。
S106，获取信道状态信息，所述信道状态信息包括所述信道冲击响应的第二估计值和所述干扰协方差阵的第二估计值。
具体的，接收端获取信道状态信息，其中信道状态信息主要包括信道冲击响应的第二估计值和干扰协方差阵的第二估计值。由上可知，信道冲击响应的第二估计值和干扰协方差阵的第二估计值均是改善估计精度后的估计值，故获取的信道状态信息也得到了改善，提高了准确度。
进一步地，接收端在获取到信道状态信息后，可利用信道状态信息对数据信号进行检测，其中数据信号为发送端向接收端发送的非信道估计用途的消息，例如语音信息等。
本发明实施例提供的接收端根据发送端发送的导频信号(该导频信号是通过ZC序列构造的)，基于最小二乘法并通过单点滤波获取信道冲击响应的估计值，再根据导频信号和信道冲击响应估计值，基于残差计算并通过加窗滤波获取干扰协方差阵的估计值，从而获取到准确的信道状态信息(其中信道状态信息包括信道冲击响应估计值和干扰协方差阵的估计值)，可以实现在大规模MIMO传输系统中，减小信道估计的复杂度，降低用户设备间的干扰以及提高获取信道状态信息的准确度，即提高信道冲击响应和干扰协方差阵的估计精度。
图2是本发明实施例中另一种获取信道状态信息的方法，基于图7所示的一种下行系统，可以包括：
S201，基站发送导频信号，所述导频信号是通过ZC序列构造的。
所述导频信号又称作参考信号，用于估计发送端和接收端之间信道的状态，估计结果可用信道状态信息表示，信道状态信息对于数据传输的可靠性起着至关重要的作用。所述ZC序列，即Zadoff-Chu序列，具有非常好的自相关性和较低的互相关性，这种良好的性能可以被用来产生同步信号，作为对时间和频率的相关运送。因此，为了得到最优的导频信号，本发明实施例通过ZC序列来构造导频信号，可以是人为构造也可以是通过设备构造，这里不做限定。
进一步地，构造好的导频信号需要同时保存在发送端和接收端。请参阅图7所示的一种下行系统的结构示意图，在下行系统中，发送端是基站，接收端是用户设备。可选地，导频信号可以是先保存在基站，基站再通过无线传输的方式告知用户设备。
可选的一实施方式，通过ZC序列构造导频信号的具体方法可以根据公式(1)来实现，其中，所述表示第k个用户设备在第b个波束上的时域导频信
号，所述N表示导频信号的长度，所述B表示分配给各用户设备的波束个数，所述IN/B表示N/B阶单位阵，所述diag{1，WN(b)，...，WN((N-1)b)}表示主对角线元素为1,WN(b),...,WN((N-1)b)的对角阵，所述表示长度为N/B且根序为rk的ZC序列，所述WN(i)＝exp(j2πi/N)。可选的一实施方式，ZC序列满足公式(2)，其中，
WN(i)＝exp(j2πi/N)，(N/B)2表示对N/B进行2的取模运算， 是由小于N且与其互质的正整数构成的集合，并且集合中任意两个元素的差与N的最大公约数不大于更进一步地，在下行系统中，表示基站在第b个波束上发送给第k个用户设备的时域导频信号。
需要指出的是，为了提高信道估计的准确性，降低用户设备之间的信号交叉干扰，构造的导频信号需要满足最佳的自相关性，即满足公式(3)，其中，
表示对进行共轭转置运算后的矩阵，k'为不同于k的用户设备的标识。另外，构造的不同用户设备之间的导频信号的相关性还应尽可能低，可定义不同用户设备之间的导频信号的最大相关性满足公式(4)，其中，[·]i,j表示矩阵的第(i,j)
个元素，为了获得更多的可用导频信号，可适当增大θ的取值。
具体的，用户设备接收基站发送来的用户设备的导频信号。具体实现过程中，在下行系统中，基站在给定的时频资源上将各用户设备的导频信号映射到相应波束集合上进行发射，每个用户设备的导频信号不同，由用户设备接收其对应的导频信号。
S202，用户设备根据所述导频信号，基于最小二乘法获取信道冲击响应的第一估计值。
假设某个小区(cell)共有K个用户设备同时通信，N个子载波，时频资源由OFDM符号和子载波构成，那么，在每个相干时间的初始，利用第一个OFDM符号发送导频信号，各用户设备的导频信号分布可如图9所示。用户设备接收的时域导频信号可如公式(5)所示，其中，yk表示第k个用户设备接收到的基
站发送的时域导频信号，P(k')为基站将导频信号发送到第k'个用户设备的发射功率。
进一步地，用户设备接收的频域接收信号可如公式(6)所示，其中，Yk,l表
示第Yk,l表示第k个用户设备在第l个子载波上接收的信号，Xk,l为第k个用户在第l个子载波上接收的导频信号，即在第l个子载波上的频域表达。另外，Hk,l为波束域的等效信道冲激响应，Nk,l为信道的加性高斯白噪声。
更进一步地，用户设备将公式(6)中各个信号排列为矩阵形式，如公式(7)
所示，其中，上标T表示矩阵转置，需要指出的是，这里的Xk实质上就是上述的频域表达式，Xk
的主对角线元素是由所述的频域表达构成的对角阵，NC表示子载波个数。
具体的，用户设备根据公式(8)获取所述信道冲击响应的第一估计值，其
中，表示第k个用户设备的信道冲击响应的第一估计值，表示对Xk进行共轭转置运算后的矩阵。
S203，用户设备将所述信道冲击响应的第一估计值在DCT域进行单点滤波以获取信道冲击响应的第二估计值。
具体的，用户设备根据公式(9)将信道冲击响应的第一估计值变换到DCT
域，其中，dk表示DCT域的信道冲击响应的第一估计值，C表示预设的第一DCT变换矩阵。
可选的，预设的第一DCT变换矩阵可以是第II类DCT变换矩阵，其定义式为公式(10)，其中，μi的定义式为公式(11)，i和j分别为矩阵的横纵坐标。
进一步地，用户设备根据公式(12)对变换到DCT域的信道冲击响应的第
一估计值进行单点滤波，其中，表示单点滤波后的变换到DCT域的信道冲击响应的第一估计值，Gk表示对角阵。
更进一步地，用户设备根据公式(13)获取信道冲击响应的第二估计值，
其中，表示第k个用户设备的信道冲击响应的第二估计值，表示预设的第二DCT变换矩阵。
可选的，预设的第二DCT变换矩阵可以是扩展的第II类DCT变换矩阵，其定义式为公式(14)。
需要指出的是，在DCT域中对信道冲击响应的第一估计值进行单点滤波，可以进一步提高信道冲击响应估计的精度，得到估计精度更高的信道冲击响应的第二估计值。
S204，用户设备根据所述导频信号和所述信道冲击响应的第二估计值，基于残差计算获取干扰协方差阵的第一估计值。
具体的，用户设备可直接根据公式(15)获取干扰协方差阵的第一估计值，
其中，表示第k个用户设备在第l个子载波上的干扰协方差阵的第一估计值，表示表示第k个用户设备在第l个子载波上的Xk,l表示第k个用户设备在第l个子载波上的的频域表达式。具体实现过程中：
首先，用户设备基于用户设备在各个子载波上的导频符号和上述获取的信道冲击响应的第二估计值，计算得到导频信号通过导频位置的信道冲激响应的第二估计值所描述的信道到达用户设备的信号Sk,l，如公式(16)所示。
然后，用户设备将其从上述获取的频域接收信号中减去，得到干扰和噪声信号的初始估计值如公式(17)所示。
最后，用户设备将干扰和噪声信号的初始估计值与其共轭转置相乘，从而获得干扰协方差阵的第一估计值如公式(18)所示。
S205，用户设备将所述干扰协方差阵的第一估计值在DFT域进行加窗滤波以获取干扰协方差阵的第二估计值。
具体的，用户设备根据公式(19)获取所述干扰协方差阵的第二估计值，
其中，表示第k个用户设备在第l个子载波上的干扰协方差阵的第二估计值，L表示最大路径延时，表示三角窗函数。
具体实现过程中，首先，用户设备对获取的干扰协方差阵的第一估计值进行IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform，离散傅里叶逆变换)，得到干扰加噪声的时域自相关函数Rk,n，如公式(20)所示。
然后，用户设备使用三角窗进行滤波，并对干扰加噪声的时域自相关函数进行DFT变换得到频域干扰协方差阵的第二估计值如公式(21)所
示，其中，L为最大路径延时。
需要指出的是，在DFT域对干扰协方差阵的第一估计值进行加窗滤波，进一步地改善干扰协方差的估计精度，得到估计精度更高的干扰协方差的第二估计值。
S206，用户设备获取信道状态信息，所述信道状态信息包括所述信道冲击响应的第二估计值和所述干扰协方差阵的第二估计值。
具体的，用户设备获取信道状态信息，其中信道状态信息主要包括信道冲击响应的第二估计值和干扰协方差阵的第二估计值。由上可知，信道冲击响应的第二估计值和干扰协方差阵的第二估计值均是改善估计精度后的估计值，故获取的信道状态信息也得到了改善，提高了准确度。
进一步地，用户设备在获取到信道状态信息后，可利用信道状态信息对数据信号进行检测，其中数据信号为基站向用户设备发送的非信道估计用途的消息，例如语音信息等。
本发明实施例提供的用户设备根据基站发送的导频信号(该导频信号是通过ZC序列构造的)，基于最小二乘法并通过单点滤波获取信道冲击响应的估计值，再根据导频信号和信道冲击响应估计值，基于残差计算并通过加窗滤波获取干扰协方差阵的估计值，从而获取到准确的信道状态信息(其中信道状态信息包括信道冲击响应估计值和干扰协方差阵的估计值)，可以在大规模MIMO传输系统中，减小实现过程的复杂度，降低用户设备间的干扰以及提高获取信道状态信息的准确度，即提高信道冲击响应和干扰协方差阵的估计精度。
图3是本发明实施例中又一种获取信道状态信息的方法，基于图8所示的一种上行系统，可以包括：
S301，用户设备发送导频信号，所述导频信号是通过ZC序列构造的。
所述导频信号又称作参考信号，用于估计发送端和接收端之间信道的状态，估计结果可用信道状态信息表示，信道状态信息对于数据传输的可靠性起着至关重要的作用。所述ZC序列，即Zadoff-Chu序列，具有非常好的自相关性和较低的互相关性，这种良好的性能可以被用来产生同步信号，作为对时间和频率的相关运送。因此，为了得到最优的导频信号，本发明实施例通过ZC序列来构造导频信号，可以是人为构造也可以是通过设备构造，这里不做限定。
进一步地，构造好的导频信号需要同时保存在发送端和接收端。请参阅图8所示的一种上行系统的结构示意图，在上行系统中，发送端是用户设备，接收端是基站。可选地，导频信号可以是先保存在基站，基站再通过无线传输的方式告知用户设备。
可选的一实施方式，通过ZC序列构造导频信号的具体方法可以根据公式(1)来实现，其中，所述表示第k个用户设备在第b个波束上的时域导频信
号，所述N表示导频信号的长度，所述B表示分配给各用户设备的波束个数，所述IN/B表示N/B阶单位阵，所述diag{1，WN(b)，...，WN((N-1)b）}表示主对角线元素为1,WN(b),...,WN((N-1)b)的对角阵，所述表示长度为N/B且根序为rk的ZC序列，所述WN(i)＝exp(j2πi/N)。可选的一实施方式，ZC序列满足公式(2)，其中，
WN(i)＝exp(j2πi/N)，(N/B)2表示对N/B进行2的取模运算， 是由小于N且与其互质的正整数构成的集合，并且集合中任意两个元素的差与N的最大公约数不大于具体实现过程中，在上行系统中，表示第k个用户设备在第b个波束上发送给基站的时域导频信号。
需要指出的是，为了提高信道估计的准确性，降低用户设备之间的信号交叉干扰，构造的导频信号需要满足最佳的自相关性，即满足公式(3)，其中，
表示对进行共轭转置运算后的矩阵，k'为不同于k的用户设备的标识。另外，构造的不同用户设备之间的导频信号的相关性还应尽可能低，可定义不同用户设备之间的导频信号的最大相关性满足公式(4)，其中，[·]i,j表示矩阵的第(i,j)
个元素，为了获得更多的可用导频信号，可适当增大θ的取值。
具体的，基站接收用户设备发送来其对应的导频信号。具体实现过程中，各用户设备在给定的时频资源上发送导频信号，不同用户设备之间的导频信号不要求正交，可以复用导频信号，同一用户设备在不同天线之间的导频信号要求正交，由基站接收各用户设备发送的导频信号。
S302，基站根据所述导频信号，基于最小二乘法获取信道冲击响应的第一估计值。
假设某个小区(cell)共有K个用户设备同时通信，N个子载波，时频资源由OFDM符号和子载波构成，那么，在每个相干时间的初始，利用第一个OFDM符号发送导频信号，各用户设备的导频信号分布可如图9所示。基站接收的时域导频信号可如公式(5)所示，其中，yk表示基站接收到的第k个用户设备发
送的时域导频信号，P(k′)为第k'个用户设备将导频信号发送到基站的发射功率。另外，B为基站发送导频信号所用的波束个数，为第k'个波束到第k个用户的等效信道，nk为加性白高斯噪声。
进一步地，基站接收的频域接收信号可如公式(6)所示，Yk,l表示基站接
收到的第k个用户设备在第l个子载波上的信号，Xk,l为基站接收到的第k个用户在第l个子载波上的导频信号，即在第l个子载波上的频域表达。另外，Hk,l为波束域的等效信道冲激响应，Nk,l为信道的加性高斯白噪声。
更进一步地，基站将公式(6)中的各个信号排列为矩阵形式，如公式(7)
所示，其中，上标T表示矩阵转置，需要指出的是，这里的Xk实质上就是上述的频域表达式，Xk
的主对角线元素是由所述的频域表达构成的对角阵，NC表示子载波个数。
具体的，基站根据公式(8)获取所述信道冲击响应的第一估计值，其中，
表示第k个用户设备的信道冲击响应的第一估计值，表示对Xk进行共轭转置运算后的矩阵。
S303，基站将所述信道冲击响应的第一估计值在DCT域进行单点滤波以获取信道冲击响应的第二估计值。
具体的，基站根据公式(9)将信道冲击响应的第一估计值变换到DCT域，
其中，dk表示DCT域的信道冲击响应的第一估计值，C表示预设的第一DCT变换矩阵。
可选的，预设的第一DCT变换矩阵可以是第II类DCT变换矩阵，其定义式为公式(10)，其中，μi的定义式为公式(11)，i和j分别为矩阵的横纵坐标。
进一步地，基站根据公式(12)对变换到DCT域的信道冲击响应的第一
估计值进行单点滤波，其中，表示单点滤波后的变换到DCT域的信道冲击响应的第一估计值，Gk表示对角阵。
更进一步地，基站根据公式(13)获取信道冲击响应的第二估计值，其中，
表示第k个用户设备的信道冲击响应的第二估计值，C H表示预设的第二DCT变换矩阵。
可选的，预设的第二DCT变换矩阵可以是扩展的第II类DCT变换矩阵，其定义式为公式(14)。
需要指出的是，在DCT域中对信道冲击响应的第一估计值进行单点滤波，可以进一步提高信道冲击响应估计的精度，得到估计精度更高的信道冲击响应的第二估计值。
S304，基站根据所述导频信号和所述信道冲击响应的第二估计值，基于残差计算获取干扰协方差阵的第一估计值。
具体的，基站可直接根据公式(15)获取干扰协方差阵的第一估计值，其
中，表示第k个用户设备在第l个子载波上的干扰协方差阵的第一估计值，表示表示第k个用户设备在第l个子载波上的Xk,l表示第k个用户设备在第l个子载波上的的频域表达式。具体实现过程中：
首先，基站基于用户设备在各个子载波上的导频符号和上述获取的信道冲击响应的第二估计值，计算得到导频信号通过导频位置的信道冲激响应的第二估计值所描述的信道到达基站的信号Sk,l，如公式(16)所示。
然后，基站将其从上述获取的频域接收信号中减去，得到干扰和噪声信号的初始估计值如公式(17)所示。
最后，基站将干扰和噪声信号的初始估计值与其共轭转置相乘，从而获得干扰协方差阵的第一估计值如公式(18)所示。
S305，基站将所述干扰协方差阵的第一估计值在DFT域进行加窗滤波以获取干扰协方差阵的第二估计值。
具体的，基站根据公式(19)获取所述干扰协方差阵的第二估计值，其中，
表示第k个用户设备在第l个子载波上的干扰协方差阵的第二估计值，L表示最大路径延时，表示三角窗函数。
具体实现过程中，首先，基站对获取的干扰协方差阵的第一估计值进行IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform，离散傅里叶逆变换)，得到干扰加噪声的时域自相关函数Rk,n，如公式(20)所示。
然后，基站使用三角窗进行滤波，并对干扰加噪声的时域自相关函数进行DFT变换得到频域干扰协方差阵的第二估计值如公式(21)所示，
其中，L为最大路径延时。
需要指出的是，在DFT域对干扰协方差阵的第一估计值进行加窗滤波，进一步地改善干扰协方差的估计精度，得到估计精度更高的干扰协方差的第二估计值。
S306，基站获取信道状态信息，所述信道状态信息包括所述信道冲击响应的第二估计值和所述干扰协方差阵的第二估计值。
具体的，基站获取信道状态信息，其中信道状态信息主要包括信道冲击响应的第二估计值和干扰协方差阵的第二估计值。由上可知，信道冲击响应的第二估计值和干扰协方差阵的第二估计值均是改善估计精度后的估计值，故获取的信道状态信息也得到了改善，提高了准确度。
进一步地，基站在获取到信道状态信息后，可利用信道状态信息对数据信号进行检测，其中数据信号为用户设备向基站发送的非信道估计用途的消息，例如语音信息等。
本发明实施例提供的基站根据用户设备发送的导频信号(该导频信号是通过ZC序列构造的)，基于最小二乘法并通过单点滤波获取信道冲击响应的估计值，再根据导频信号和信道冲击响应估计值，基于残差计算并通过加窗滤波获取干扰协方差阵的估计值，从而获取到准确的信道状态信息(其中信道状态信息包括信道冲击响应估计值和干扰协方差阵的估计值)，可以在大规模MIMO传输系统中，减小实现过程的复杂度，降低用户设备间的干扰以及提高获取信道状态信息的准确度，即提高信道冲击响应和干扰协方差阵的估计精度。
图4是本发明实施例提供的一种获取信道状态信息的装置的结构示意图。如图所示本发明实施例中的获取信道状态信息的装置至少可以包括导频信号接收模块410、第一估计模块420、第二估计模块430、第三估计模块440、第四估计模块450以及信道状态信息获取模块460，其中：
导频信号接收模块410，用于接收发送端发送的用户设备的导频信号，所述用户设备的导频信号是通过ZC序列构造的。
所述导频信号又称作参考信号，用于估计发送端和接收端之间信道的状态，估计结果可用信道状态信息表示，信道状态信息对于数据传输的可靠性起着至关重要的作用。所述ZC序列，即Zadoff-Chu序列，具有非常好的自相关性和较低的互相关性，这种良好的性能可以被用来产生同步信号，作为对时间和频率的相关运送。因此，为了得到最优的导频信号，本发明实施例通过ZC序列来构造导频信号，可以是人为构造也可以是通过设备构造，这里不做限定。
进一步地，构造好的导频信号需要同时保存在发送端和接收端。请参阅图7所示的一种下行系统的结构示意图，在下行系统中，发送端是基站，接收端是用户设备，相反地，请参阅图8所示的一种上行系统的结构示意图，在上行系统中，发送端是用户设备，接收端是基站。可选地，导频信号可以是先保存在基站，基站再通过无线传输的方式告知用户设备。
可选的一实施方式，通过ZC序列构造导频信号的具体方法可以根据公式(1)来实现，其中，所述表示第k个用户设备在第b个波束上的时域导频信
号，所述N表示导频信号的长度，所述B表示分配给各用户设备的波束个数，所述IN/B表示N/B阶单位阵，所述diag{1，WN(b)，...，WN((N-1)b)}表示主对角线元素为1,WN(b),...,WN((N-1)b)的对角阵，所述表示长度为N/B且根序为rk的ZC序列，所述WN(i)＝exp(j2πi/N)。可选的一实施方式，ZC序列满足公式(2)，其中，
WN(i)＝exp(j2πi/N)，(N/B)2表示对N/B进行2的取模运算， 是由小于N且与其互质的正整数构成的集合，并且集合中任意两个元素的差与N的最大公约数不大于更进一步地，下面将针对下行系统和上行系统分别介绍发送端发送的方式：
其一，在下行系统中，基站为发送端，表示基站在第b个波束上发送给第k个用户设备的时域导频信号；
其二，在上行系统中，用户设备为发送端，表示第k个用户设备在第b个波束上发送给基站的时域导频信号。
需要指出的是，为了提高信道估计的准确性，降低用户设备之间的信号交叉干扰，构造的导频信号需要满足最佳的自相关性，即满足公式(3)，其中，
表示对进行共轭转置运算后的矩阵，k'为不同于k的用户设备的标识。另外，构造的不同用户设备之间的导频信号的相关性还应尽可能低，可定义不同用户设备之间的导频信号的最大相关性满足公式(4)，其中，[·]i,j表示矩阵的第(i,j)
个元素，为了获得更多的可用导频信号，可适当增大θ的取值。
具体的，导频信号接收模块410接收发送端发送来的用户设备的导频信号。一方面，在下行系统中，基站在给定的时频资源上将各用户设备的导频信号映射到相应波束集合上进行发射，每个用户设备的导频信号不同，由用户设备接收其对应的导频信号；另一方面，在上行系统中，各用户设备在给定的时频资源上发送导频信号，不同用户设备之间的导频信号不要求正交，可以复用导频信号，同一用户设备在不同天线之间的导频信号要求正交，由基站接收各用户设备发送的导频信号。
第一估计模块420，用于根据所述用户设备的导频信号，基于最小二乘法获取信道冲击响应的第一估计值。
假设某个小区(cell)共有K个用户设备同时通信，N个子载波，时频资源由OFDM符号和子载波构成，那么，在每个相干时间的初始，利用第一个OFDM符号发送导频信号，各用户设备的导频信号分布可如图9所示。第一估计模块420接收的时域导频信号可如公式(5)所示，其中，一方面，在下行系统中，yk
表示第k个用户设备接收到的基站发送的时域导频信号，P(k')为基站将导频信号发送到第k'个用户设备的发射功率；另一方面，在上行系统中，yk表示基站接收到的第k个用户设备发送的时域导频信号，P(k')为第k'个用户设备将导频信号发送到基站的发射功率。另外，B为基站发送导频信号所用的波束个数，为第k'个波束到第k个用户的等效信道，nk为加性白高斯噪声。
进一步地，第一估计模块420接收的频域接收信号可如公式(6)所示，其
中，一方面，在下行系统中，Yk,l表示第k个用户设备在第l个子载波上接收的信号，Xk,l为第k个用户在第l个子载波上接收的导频信号，即在第l个子载波上的频域表达；另一方面，在上行系统中，Yk,l表示基站接收到的第k个用户设备在第l个子载波上的信号，Xk,l为基站接收到的第k个用户在第l个子载波上的导频信号，即在第l个子载波上的频域表达。另外，Hk,l为波束域的等效信道冲激响应，Nk,l为信道的加性高斯白噪声。
更进一步地，第一估计模块420将公式(6)中的各个信号排列为矩阵形式，
如公式(7)所示，其中，上标T表示矩阵转置， 需要指出的是，这里的Xk实质上就
是上述的频域表达式，Xk的主对角线元素是由所述的频域表达构成的对角阵，NC表
示子载波个数。
具体的，第一估计模块420根据公式(8)获取所述信道冲击响应的第一估
计值，其中，表示第k个用户设备的信道冲击响应的第一估计值，表示对Xk进行共轭转置运算后的矩阵。
第二估计模块430，用于将所述信道冲击响应的第一估计值在DCT域进行单点滤波以获取信道冲击响应的第二估计值。
具体的，第二估计模块430根据公式(9)将信道冲击响应的第一估计值变
换到DCT域，其中，dk表示DCT域的信道冲击响应的第一估计值，C表示预设的第一DCT变换矩阵。
可选的，预设的第一DCT变换矩阵可以是第II类DCT变换矩阵，其定义式为公式(10)，其中，μi的定义式为公式(11)，i和j分别为矩阵的横纵坐标。
进一步地，第二估计模块430根据公式(12)对变换到DCT域的信道冲击
响应的第一估计值进行单点滤波，其中，表示单点滤波后的变换到DCT域的信道冲击响应的第一估计值，Gk表示对角阵。
更进一步地，第二估计模块430根据公式(13)获取信道冲击响应的第二
估计值，其中，表示第k个用户设备的信道冲击响应的第二估计值，C H表示预设的第二DCT变换矩阵。
可选的，预设的第二DCT变换矩阵可以是扩展的第II类DCT变换矩阵，其定义式为公式(14)。
需要指出的是，在DCT域中对信道冲击响应的第一估计值进行单点滤波，可以进一步提高信道冲击响应估计的精度，得到估计精度更高的信道冲击响应的第二估计值。
第三估计模块440，用于根据所述用户设备的导频信号和所述信道冲击响应的第二估计值，基于残差计算获取干扰协方差阵的第一估计值。
具体的，第三估计模块440可直接根据公式(15)获取干扰协方差阵的第
一估计值，其中，表示第k个用户设备在第l个子载波上的干扰协方差阵的第一估计值，表示表示第k个用户设备在第l个子载波上的Xk,l表示第k个用户设备在第l个子载波上的的频域表达式。具体实现过程中：
首先，第三估计模块440基于用户设备在各个子载波上的导频符号和上述获取的信道冲击响应的第二估计值，计算得到导频信号通过导频位置的信道冲激响应的第二估计值所描述的信道到达接收端的信号Sk,l，如公式(16)所示。
然后，第三估计模块440将其从上述获取的频域接收信号中减去，得到干扰和噪声信号的初始估计值如公式(17)所示。
最后，第三估计模块440将干扰和噪声信号的初始估计值与其共轭转置相乘，从而获得干扰协方差阵的第一估计值如公式(18)所示。
第四估计模块450，用于将所述干扰协方差阵的第一估计值在DFT域进行加窗滤波以获取干扰协方差阵的第二估计值。
具体的，第四估计模块450根据公式(19)获取所述干扰协方差阵的第二
估计值，其中，表示第k个用户设备在第l个子载波上的干扰协方差阵的第二估计值，L表示最大路径延时，表示三角窗函数。
具体实现过程中，首先，第四估计模块450对获取的干扰协方差阵的第一估计值进行IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform，离散傅里叶逆变换)，得到干扰加噪声的时域自相关函数Rk,n，如公式(20)所示。
然后，第四估计模块450使用三角窗进行滤波，并对干扰加噪声的时域自相关函数进行DFT变换得到频域干扰协方差阵的第二估计值如公式(21)
所示，其中，L为最大路径延时。
需要指出的是，在DFT域对干扰协方差阵的第一估计值进行加窗滤波，进一步地改善干扰协方差的估计精度，得到估计精度更高的干扰协方差的第二估计值。
信道状态信息获取模块460，用于获取信道状态信息，所述信道状态信息包括所述信道冲击响应的第二估计值和所述干扰协方差阵的第二估计值。
具体的，信道状态信息获取模块460获取信道状态信息，其中信道状态信息主要包括信道冲击响应的第二估计值和干扰协方差阵的第二估计值。由上可知，信道冲击响应的第二估计值和干扰协方差阵的第二估计值均是改善估计精度后的估计值，故获取的信道状态信息也得到了改善，提高了准确度。
进一步地，在信道状态信息获取模块460获取到信道状态信息后，接收端可利用信道状态信息对数据信号进行检测，其中数据信号为发送端向接收端发送的非信道估计用途的消息，例如语音信息等。
图5是本发明实施例提供的一种用户设备的结构示意图，如图5所示，该用户设备可以包括：至少一个处理器501，例如CPU，至少一个无线信号收发器503，存储器504，至少一个通信总线502。其中，通信总线502用于实现这些组件之间的连接通信。其中，本发明实施例中用户设备的无线信号收发器503可以为无线接口，例如天线装置，用于与其他节点设备进行信令或数据的通信。存储器504可以是高速RAM存储器，也可以是非易失的存储器(non-volatile memory)，例如至少一个磁盘存储器。可选的，存储器504还可以是至少一个位于远离前述处理器501的存储装置。存储器504中存储一组程序代码，且处理器501用于调用存储器中存储的程序代码，用于执行以下操作：
接收发送端发送的用户设备的导频信号，所述用户设备的导频信号是通过ZC序列构造的；
根据所述用户设备的导频信号，基于最小二乘法获取信道冲击响应的第一估计值；
将所述信道冲击响应的第一估计值在DCT域进行单点滤波以获取信道冲击响应的第二估计值；
根据所述用户设备的导频信号和所述信道冲击响应的第二估计值，基于残差计算获取干扰协方差阵的第一估计值；
将所述干扰协方差阵的第一估计值在DFT域进行加窗滤波以获取干扰协方差阵的第二估计值；
获取信道状态信息，所述信道状态信息包括所述信道冲击响应的第二估计值和所述干扰协方差阵的第二估计值。
可选的，构造用户设备的导频信号具体是根据公式
构造的，其中，所述表示第k个用户设备在第b个波束上的时域导频信号，所述N表示导频信号的长度，所述B表示分配给各用户设备的波束个数，所述IN/B表示N/B阶单位阵，所述diag{1，WN(b)，...，WN((N-1)b)}表示主对角线元素为的1对角阵，所述表示长度为N/B且根序为rk的ZC序列，所述WN(i)＝exp(j2πi/N)。
相应地，处理器501根据所述用户设备的导频信号，基于最小二乘法获取信道冲击响应的第一估计值具体方法为：根据公式
获取所述信道冲击响应的第一估计值，其中，所述表示第k个用户设备的信道冲击响应的第一估计值，所述表示对Xk进行共轭转置运算后的矩阵，所述Xk表示的频域表达式，所述Yk表示第k个用户设备的频域导频向量。
进一步地，处理器501将所述信道冲击响应的第一估计值在DCT域进行单点滤波以获取信道冲击响应的第二估计值具体操作为：
根据公式
将所述信道冲击响应的第一估计值变换到DCT域，其中，所述dk表示DCT域的信道冲击响应的第一估计值，所述C表示预设的第一DCT变换矩阵；
根据公式
对所述变换到DCT域的信道冲击响应的第一估计值进行单点滤波，其中，所述表示单点滤波后的所述变换到DCT域的信道冲击响应的第一估计值，所述Gk表示对角阵；
根据公式
获取所述信道冲击响应的第二估计值，其中，所述表示第k个用户设备的信道冲击响应的第二估计值，所述C H表示预设的第二DCT变换矩阵。
更进一步地，处理器501根据所述用户设备的导频信号和所述信道冲击响应的第二估计值，基于残差计算获取干扰协方差阵的第一估计值具体操作可以为：根据公式
获取所述干扰协方差阵的第一估计值，其中，所述表示第k个用户设备在第l个子载波上的干扰协方差阵的第一估计值，所述表示表示第k个用户设备在第l个子载波上的所述所述Xk,l表示第k个用户设备在第l个子载波上的所述的频域表达式。
再进一步地，处理器501将所述干扰协方差阵的第一估计值在DFT域进行加窗滤波以获取干扰协方差阵的第二估计值的具体操作可以是：根据公式
获取所述干扰协方差阵的第二估计值，其中，所述表示第k个用户设备在第l个子载波上的干扰协方差阵的第二估计值，所述L表示最大路径延时，所述表示三角窗函数。
图6是本发明实施例提供的一种基站的结构示意图，如图6所示，该基站可以包括：至少一个处理器601，例如CPU，至少一个无线信号收发器603，存储器604，至少一个通信总线602。其中，通信总线602用于实现这些组件之间的连接通信。其中，本发明实施例中基站的无线信号收发器603可以为无线接口，例如天线装置，用于与其他节点设备进行信令或数据的通信。存储器604可以是高速RAM存储器，也可以是非易失的存储器(non-volatilememory)，例如至少一个磁盘存储器。可选的，存储器604还可以是至少一个位于远离前述处理器601的存储装置。存储器604中存储一组程序代码，且处理器601用于调用存储器中存储的程序代码，用于执行以下操作：
接收发送端发送的用户设备的导频信号，所述用户设备的导频信号是通过ZC序列构造的；
根据所述用户设备的导频信号，基于最小二乘法获取信道冲击响应的第一估计值；
将所述信道冲击响应的第一估计值在DCT域进行单点滤波以获取信道冲击响应的第二估计值；
根据所述用户设备的导频信号和所述信道冲击响应的第二估计值，基于残差计算获取干扰协方差阵的第一估计值；
将所述干扰协方差阵的第一估计值在DFT域进行加窗滤波以获取干扰协方差阵的第二估计值；
获取信道状态信息，所述信道状态信息包括所述信道冲击响应的第二估计值和所述干扰协方差阵的第二估计值。
可选的，构造用户设备的导频信号具体是根据公式
构造的，其中，所述表示第k个用户设备在第b个波束上的时域导频信号，所述N表示导频信号的长度，所述B表示分配给各用户设备的波束个数，所述IN/B表示N/B阶单位阵，所述diag{1，WN(b)，...，WN((N-1)b))表示主对角线元素为的对角阵，所述表示长度为N/B且根序为rk的ZC序列，所述WN(i)＝exp(j2πi/N)。
相应地，处理器601根据所述用户设备的导频信号，基于最小二乘法获取信道冲击响应的第一估计值具体方法为：根据公式
获取所述信道冲击响应的第一估计值，其中，所述表示第k个用户设备的信道冲击响应的第一估计值，所述表示对Xk进行共轭转置运算后的矩阵，所述Xk表示的频域表达式，所述Yk表示第k个用户设备的频域导频向量。
进一步地，处理器601将所述信道冲击响应的第一估计值在DCT域进行单点滤波以获取信道冲击响应的第二估计值具体操作为：
根据公式
将所述信道冲击响应的第一估计值变换到DCT域，其中，所述dk表示DCT域的信道冲击响应的第一估计值，所述C表示预设的第一DCT变换矩阵；
根据公式
对所述变换到DCT域的信道冲击响应的第一估计值进行单点滤波，其中，所述表示单点滤波后的所述变换到DCT域的信道冲击响应的第一估计值，所述Gk表示对角阵；
根据公式
获取所述信道冲击响应的第二估计值，其中，所述表示第k个用户设备的信道冲击响应的第二估计值，所述C H表示预设的第二DCT变换矩阵。
更进一步地，处理器601根据所述用户设备的导频信号和所述信道冲击响应的第二估计值，基于残差计算获取干扰协方差阵的第一估计值具体操作可以为：根据公式
获取所述干扰协方差阵的第一估计值，其中，所述表示第k个用户设备在第l个子载波上的干扰协方差阵的第一估计值，所述表示表示第k个用户设备在第l个子载波上的所述所述Xk,l表示第k个用户设备在第l个子载波上的所述的频域表达式。
再进一步地，处理器601将所述干扰协方差阵的第一估计值在DFT域进行加窗滤波以获取干扰协方差阵的第二估计值的具体操作可以是：根据公式
获取所述干扰协方差阵的第二估计值，其中，所述表示第k个用户设备在第l个子载波上的干扰协方差阵的第二估计值，所述L表示最大路径延时，所述表示三角窗函数。
本发明实施例还提出了一种计算机存储介质，所述计算机存储介质存储有程序，所述程序执行时包括本发明实施例结合图1～图3所描述的一种获取信道状态信息的方法中的部分或全部的步骤。
本发明实施例提供的接收端根据发送端发送的导频信号(该导频信号是通过ZC序列构造的)，基于最小二乘法并通过单点滤波获取信道冲击响应的估计值，再根据导频信号和信道冲击响应估计值，基于残差计算并通过加窗滤波获取干扰协方差阵的估计值，从而获取到准确的信道状态信息(其中信道状态信息包括信道冲击响应估计值和干扰协方差阵的估计值)，可以实现在大规模MIMO传输系统中，减小信道估计的复杂度，降低用户设备间的干扰以及提高获取信道状态信息的准确度，即提高信道冲击响应和干扰协方差阵的估计精度。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。
流程图中或在此以其他方式描述的任何过程或方法描述可以被理解为，表示包括一个或更多个用于实现特定逻辑功能或过程的步骤的可执行指令的代码的模块、片段或部分，并且本发明的优选实施方式的范围包括另外的实现，其中可以不按所示出或讨论的顺序，包括根据所涉及的功能按基本同时的方式或按相反的顺序，来执行功能，这应被本发明的实施例所属技术领域的技术人员所理解。
在流程图中表示或在此以其他方式描述的逻辑和/或步骤，例如，可以被认为是用于实现逻辑功能的可执行指令的定序列表，可以具体实现在任何计算机可读介质中，以供指令执行系统、装置或设备(如基于计算机的系统、包括处理器的系统或其他可以从指令执行系统、装置或设备取指令并执行指令的系统)使用，或结合这些指令执行系统、装置或设备而使用。就本说明书而言，"计算机可读介质"可以是任何可以包含、存储、通信、传播或传输程序以供指令执行系统、装置或设备或结合这些指令执行系统、装置或设备而使用的装置。计算机可读介质的更具体的示例(非穷尽性列表)包括以下：具有一个或多个布线的电连接部(电子装置)，便携式计算机盘盒(磁装置)，随机存取存储器(RAM)，只读存储器(ROM)，可擦除可编辑只读存储器(EPROM或闪速存储器)，光纤装置，以及便携式光盘只读存储器(CDROM)。另外，计算机可读介质甚至可以是可在其上打印所述程序的纸或其他合适的介质，因为可以例如通过对纸或其他介质进行光学扫描，接着进行编辑、解译或必要时以其他合适方式进行处理来以电子方式获得所述程序，然后将其存储在计算机存储器中。
应当理解，本发明的各部分可以用硬件、软件、固件或它们的组合来实现。在上述实施方式中，多个步骤或方法可以用存储在存储器中且由合适的指令执行系统执行的软件或固件来实现。例如，如果用硬件来实现，和在另一实施方式中一样，可用本领域公知的下列技术中的任一项或他们的组合来实现：具有用于对数据信号实现逻辑功能的逻辑门电路的离散逻辑电路，具有合适的组合逻辑门电路的专用集成电路，可编程门阵列(PGA)，现场可编程门阵列(FPGA)等。
本技术领域的普通技术人员可以理解实现上述实施例方法携带的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，该程序在执行时，包括方法实施例的步骤之一或其组合。此外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理模块中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个模块中。上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。所述集成的模块如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。
上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。
以上所揭露的仅为本发明较佳实施例而已，当然不能以此来限定本发明之权利范围，因此依本发明权利要求所作的等同变化，仍属本发明所涵盖的范围。
Claims (10)
1.一种获取信道状态信息的方法，其特征在于，所述方法包括：
接收发送端发送的用户设备的导频信号，所述用户设备的导频信号是通过ZC(Zadoff-Chu)序列构造的；
根据所述用户设备的导频信号，基于最小二乘法获取信道冲击响应的第一估计值；
根据公式将所述信道冲击响应的第一估计值变换到DCT(Discrete CosineTransform，离散余弦变换)域；所述dk表示DCT域的信道冲击响应的第一估计值，所述表示第k个用户设备的信道冲击响应的第一估计值，所述C表示预设的第一DCT变换矩阵，所述预设的第一DCT变换矩阵为第II类DCT变换矩阵；
根据公式对所述变换到DCT域的信道冲击响应的第一估计值进行单点滤波；所述表示单点滤波后的变换到DCT域的信道冲击响应的第一估计值，所述Gk表示对角阵；
根据公式获取信道冲击响应的第二估计值，所述表示第k个用户设备的信道冲击响应的第二估计值，所述CH表示预设的第二DCT变换矩阵的共轭转置，所述预设的第二DCT变换矩阵为扩展的第II类DCT变换矩阵；
根据所述用户设备的导频信号和所述信道冲击响应的第二估计值，基于残差计算获取干扰协方差阵的第一估计值；
将所述干扰协方差阵的第一估计值在DFT(Discrete Fourier Transform，离散傅里叶变换)域进行加窗滤波以获取干扰协方差阵的第二估计值；
获取信道状态信息，所述信道状态信息包括所述信道冲击响应的第二估计值和所述干扰协方差阵的第二估计值；
其中，所述第II类DCT变换矩阵的定义公式为所述扩展的第II类DCT变换矩阵的定义公式为其中μi的定义式为i和j分别为矩阵的横纵坐标，N表示导频信号的长度，B表示分配给各用户设备的波束个数。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述用户设备的导频信号是通过ZC(Zadoff-Chu)序列构造的，包括：所述用户设备的导频信号是根据公式
构造的，其中，所述表示第k个用户设备在第b个波束上的时域导频信号，所述N表示导频信号的长度，所述B表示分配给各用户设备的波束个数，所述IN/B表示N/B阶单位阵，所述diag{1,WN(b),...,WN((N-1)b)}表示主对角线元素为1,WN(b),...,WN((N-1)b)的对角阵，所述表示长度为N/B且根序为rk的ZC序列，WN(i)＝exp(j2πi/N)，b≤i≤(N-1)b。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述根据所述用户设备的导频信号，基于最小二乘法获取信道冲击响应的第一估计值，包括：根据公式
获取所述信道冲击响应的第一估计值，其中，所述表示第k个用户设备的信道冲击响应的第一估计值，所述表示对Xk进行共轭转置运算后的矩阵，所述Xk表示的频域表达式，所述Yk表示第k个用户设备的频域导频向量。
4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述根据所述用户设备的导频信号和所述信道冲击响应的第二估计值，基于残差计算获取干扰协方差阵的第一估计值，包括：根据公式
获取所述干扰协方差阵的第一估计值，其中，所述表示第k个用户设备在第l个子载波上的干扰协方差阵的第一估计值，所述表示表示第k个用户设备在第l个子载波上的所述所述Xk,l表示第k个用户设备在第l个子载波上的所述的频域表达式，所述Yk,l表示第k个用户设备在第l个子载波上的频域导频向量。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述将所述干扰协方差阵的第一估计值在DFT域进行加窗滤波以获取干扰协方差阵的第二估计值，包括：
根据公式
获取所述干扰协方差阵的第二估计值，其中，所述表示第k个用户设备在第l个子载波上的干扰协方差阵的第二估计值，所述L表示最大路径延时，所述表示三角窗函数。
6.一种获取信道状态信息的装置，其特征在于，所述获取装置包括：
导频信号接收模块，用于接收发送端发送的用户设备的导频信号，所述用户设备的导频信号是通过ZC(Zadoff-Chu)序列构造的；
第一估计模块，用于根据所述用户设备的导频信号，基于最小二乘法获取信道冲击响应的第一估计值；
第二估计模块，用于根据公式将所述信道冲击响应的第一估计值变换到DCT(Discrete Cosine Transform，离散余弦变换)域；所述dk表示DCT域的信道冲击响应的第一估计值，所述表示第k个用户设备的信道冲击响应的第一估计值，所述C表示预设的第一DCT变换矩阵，所述预设的第一DCT变换矩阵为第II类DCT变换矩阵；
所述第二估计模块，用于根据公式对所述变换到DCT域的信道冲击响应的第一估计值进行单点滤波；所述表示单点滤波后的变换到DCT域的信道冲击响应的第一估计值，所述Gk表示对角阵；
所述第二估计模块，用于根据公式获取信道冲击响应的第二估计值，所述表示第k个用户设备的信道冲击响应的第二估计值，所述C H表示预设的第二DCT变换矩阵的共轭转置，所述预设的第二DCT变换矩阵为扩展的第II类DCT变换矩阵；
第三估计模块，用于根据所述用户设备的导频信号和所述信道冲击响应的第二估计值，基于残差计算获取干扰协方差阵的第一估计值；
第四估计模块，用于将所述干扰协方差阵的第一估计值在DFT(Discrete FourierTransform，离散傅里叶变换)域进行加窗滤波以获取干扰协方差阵的第二估计值；
信道状态信息获取模块，用于获取信道状态信息，所述信道状态信息包括所述信道冲击响应的第二估计值和所述干扰协方差阵的第二估计值；
其中，所述第II类DCT变换矩阵的定义公式为所述扩展的第II类DCT变换矩阵的定义公式为其中μi的定义式为i和j分别为矩阵的横纵坐标，N表示导频信号的长度，B表示分配给各用户设备的波束个数。
7.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述用户设备的导频信号是通过ZC(Zadoff-Chu)序列构造的，包括：所述用户设备的导频信号是根据公式
构造的，其中，所述表示第k个用户设备在第b个波束上的时域导频信号，所述N表示导频信号的长度，所述B表示分配给各用户设备的波束个数，所述IN/B表示N/B阶单位阵，所述diag{1,WN(b),...,WN((N-1)b)}表示主对角线元素为1,WN(b),...,WN((N-1)b)的对角阵，所述表示长度为N/B且根序为rk的ZC序列，WN(i)＝exp(j2πi/N)，b≤i≤(N-1)b。
8.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述第一估计模块，具体用于：
根据公式
获取所述信道冲击响应的第一估计值，其中，所述表示第k个用户设备的信道冲击响应的第一估计值，所述表示对Xk进行共轭转置运算后的矩阵，所述Xk表示的频域表达式，所述Yk表示第k个用户设备的频域导频向量。
9.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述第三估计模块，具体用于：根据公式
获取所述干扰协方差阵的第一估计值，其中，所述表示第k个用户设备在第l个子载波上的干扰协方差阵的第一估计值，所述表示表示第k个用户设备在第l个子载波上的所述所述Xk,l表示第k个用户设备在第l个子载波上的所述的频域表达式，所述Yk,l表示第k个用户设备在第l个子载波上的频域导频向量。
10.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述第四估计模块，具体用于：根据公式
获取所述干扰协方差阵的第二估计值，其中，所述表示第k个用户设备在第l个子载波上的干扰协方差阵的第二估计值，所述L表示最大路径延时，所述表示三角窗函数。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201410360850.2A CN105337907B (zh) | 2014-07-25 | 2014-07-25 | 一种获取信道状态信息的方法和装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201410360850.2A CN105337907B (zh) | 2014-07-25 | 2014-07-25 | 一种获取信道状态信息的方法和装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN105337907A CN105337907A (zh) | 2016-02-17 |
| CN105337907B true CN105337907B (zh) | 2019-02-26 |
Family
ID=55288202
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201410360850.2A Active CN105337907B (zh) | 2014-07-25 | 2014-07-25 | 一种获取信道状态信息的方法和装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN105337907B (zh) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102017206248B3 (de) * | 2017-04-11 | 2018-07-26 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Sender und empfänger und entsprechende verfahren |
| CN113193895B (zh) * | 2021-04-19 | 2023-03-10 | 中国人民解放军陆军工程大学 | 大规模mimo信道状态信息获取方法、系统及计算机存储介质 |
Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102025678A (zh) * | 2009-09-11 | 2011-04-20 | 华为技术有限公司 | 信道估计方法、装置及相干检测系统 |
| WO2012065540A1 (en) * | 2010-11-15 | 2012-05-24 | Huawei Technologies Co., Ltd. | System and method for measuring channel state information in a communications system |
| CN102882575A (zh) * | 2011-07-13 | 2013-01-16 | 英特尔移动通信科技德累斯顿有限责任公司 | 用于确定信道状态信息的方法和装置 |
| WO2013100579A1 (en) * | 2011-12-27 | 2013-07-04 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Channel state information feedback apparatus and method in wireless communication system operating in fdd mode |
| CN103297111A (zh) * | 2013-06-19 | 2013-09-11 | 清华大学 | Mimo上行多用户信号检测方法、检测装置及接收系统 |
| CN103475602A (zh) * | 2013-09-16 | 2013-12-25 | 东南大学 | 一种考虑同频干扰的mimo-ofdm信道估计方法 |
| CN103825663A (zh) * | 2014-02-21 | 2014-05-28 | 电信科学技术研究院 | 信道状态信息测量方法以及装置 |
-
2014
- 2014-07-25 CN CN201410360850.2A patent/CN105337907B/zh active Active
Patent Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102025678A (zh) * | 2009-09-11 | 2011-04-20 | 华为技术有限公司 | 信道估计方法、装置及相干检测系统 |
| WO2012065540A1 (en) * | 2010-11-15 | 2012-05-24 | Huawei Technologies Co., Ltd. | System and method for measuring channel state information in a communications system |
| CN102882575A (zh) * | 2011-07-13 | 2013-01-16 | 英特尔移动通信科技德累斯顿有限责任公司 | 用于确定信道状态信息的方法和装置 |
| WO2013100579A1 (en) * | 2011-12-27 | 2013-07-04 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Channel state information feedback apparatus and method in wireless communication system operating in fdd mode |
| CN103297111A (zh) * | 2013-06-19 | 2013-09-11 | 清华大学 | Mimo上行多用户信号检测方法、检测装置及接收系统 |
| CN103475602A (zh) * | 2013-09-16 | 2013-12-25 | 东南大学 | 一种考虑同频干扰的mimo-ofdm信道估计方法 |
| CN103825663A (zh) * | 2014-02-21 | 2014-05-28 | 电信科学技术研究院 | 信道状态信息测量方法以及装置 |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| On Scheduling for Massive Distributed MIMO Downlink;Qiang Sun;《Wireless Communizations Symposium》;20131231;全文 |
| 大规模MIMO无线通信关键技术;尤力，高西奇;《中兴通讯技术》;20140430;全文 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN105337907A (zh) | 2016-02-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN103688474B (zh) | 通信方法、基站和用户设备 | |
| CN101719883B (zh) | 无线信道估计器、无线信道估计的方法、发射器和系统 | |
| CN106922207B (zh) | 基于探测参考信号的下行信道估计方法、装置以及通信系统 | |
| CN104052691B (zh) | 基于压缩感知的mimo‑ofdm系统信道估计方法 | |
| CN108540412B (zh) | 无线局域网数据传输方法和装置 | |
| CN108702226A (zh) | 无线通信系统中的测量参考信号的方法和设备 | |
| CN104917554B (zh) | 基站及形成波束的方法 | |
| KR101481590B1 (ko) | 하향링크 ｍｉｍｏ시스템에 있어서 ｒｓ 전송 방법 | |
| KR101517424B1 (ko) | 전송 다이버시티 방법, 및 관련 장치 및 시스템 | |
| CA3175343A1 (en) | Srs transmission method, device and system, storage medium, and electronic device | |
| KR20120091309A (ko) | 고급 롱텀 에볼루션 시스템 중 참조시그널 시퀀스의 매핑시스템 및 방법 | |
| EP4239896A2 (en) | Reference signal with beamforming training and channel estimation | |
| JP5391335B2 (ja) | 多入力多出力ビーム形成のデータ送信方法及び装置 | |
| CN107113155A (zh) | 提供用于块单载波传输的灵活的保护间隔的装置和方法 | |
| WO2015147814A1 (en) | Radio frequency beamforming basis function feedback | |
| CN105144599A (zh) | 用于产生及发射信道反馈的方法及发射器设备与用于接收及检索信道反馈的方法及接收器设备 | |
| WO2015124071A1 (zh) | 一种双流波束赋形方法和装置 | |
| CN108631836A (zh) | 数据传输方法和装置 | |
| CN108476185A (zh) | 无线通信系统中的信道估计方法、通信单元、终端和通信系统 | |
| CN104782071B (zh) | 信道状态信息的测量和反馈方法、终端及基站 | |
| JP5203308B2 (ja) | 送信指向性制御装置及び送信指向性制御方法 | |
| KR20190130315A (ko) | 무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법 및 장치 | |
| CN105337907B (zh) | 一种获取信道状态信息的方法和装置 | |
| CN106506054A (zh) | 用于在多天线ofdm系统中选取循环延迟的方法和系统 | |
| JP7147934B2 (ja) | 第１の通信装置、第２の通信装置、方法、及びシステム |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |