CN101719883B - 无线信道估计器、无线信道估计的方法、发射器和系统 - Google Patents

Abstract

一种无线信道估计器(100)，用于估计第一无线信道h₁以获得第一无线信道估计第一无线信道h₁被包含于在至少第一发射天线Tx₁、第二发射天线Tx₂和接收天线Rx之间延伸的多输入多输出(MIMO)无线信道中，第一无线信道h₁在第一发射天线Tx₁和接收天线Rx之间延伸。无线信道估计器(100)包括用于接收由第二发射天线Tx₂发射的参考符号的装置(110)和用于基于该参考符号估计第二无线信道的装置(120)，第二无线信道h₂在第二发射天线Tx₂和接收天线Rx之间延伸。无线信道估计器进一步包括用于基于MIMO无线信道的空间特性处理第二无线信道估计以获得第一无线信道估计的装置(130)。

Description

无线信道估计器、无线信道估计的方法、发射器和系统

技术领域

本发明涉及在无线系统中实现的无线信道估计领域，例如，利用多发射天线的移动通信系统。 

背景技术

例如，无线信道估计用于传统的移动通信系统中，其中已知的符号，也叫做参考或者导频符号，从发射器发射给接收器，接收器基于参考符号的信息来估计无线信道。由于接收器知道参考符号何时及如何被发射，无线信道可以被估计，并且基于无线信道估计，数据可以在消除或者降低无线信道的影响的情况下被检测。 

使用多发射和接收天线的系统，如已知的多输入多输出(MIMO＝Multiple Input Multiple Output)系统，保证信道容量的有效增益，参见I..E.Telatar，Capacity of Multi-Antenna Gaussian Channels，European Trans.Telecommun.，vol.10，pp.585-595，1999年11月，以及G.J.Foschini和M.J.Gans，On Limits of Wireless Communications in a Fading Environment when using Multiple Antennas，Wireless Personal Communications，vol.6，pp.311-335，1998年。 

与正交频分复用(OFDM＝Orthogonal Frequency Division Multiplexing)一起，MIMO-OFDM是，例如，为无线局域网(WLAN＝Wireless Local Area Network)标准IEEE 802.11n选择的，参见R.Van Nee，V.K.Jones，G.Awater，A.Van Zelst，J.Gardner和G.steele，The 802.11n MIMO-OFDM standard for wireless LAN and beyond，Wireless Personal Communications，vol.37，pp.445-453，2006年5月，以及为超3G(B3G，beyond 3rd generation)移动通信系统选择的，参见M.Tanno，Y.Kishiyama，N.Miki，K.Higuchi和M.Sawahashi，Evolved UTRA-physical layer overview，in Proc.IEEE Workshop Signal Processing Advances Wireless Commun.(SPAWC 2007)，Helsinki，Finland，pp.1-8，2007年6月。 

通过多路径衰减信道发射无线信号，接收到的信号将具有未知的幅度和相位变化。为了相干检测接收到的信号，精确的信道估计是必要的。最常见的获 得信道状态信息的技术是通过导频辅助信道估计(PACF＝Pilot Aided ChannelEstimation)，其中，利用已知发射资源作为已知时隙或者频率，称为导频，将已知训练符号与数据复用。如果导频的间隔充分接近于满足采样定理，则信道估计和对整个数据序列的内插是可能的。在上下文中，术语间隔是指时间间隔以及频率间隔。导频符号的分离一般选择小于无线信道的相干时间或者相干带宽，使得在时域和/或频域的两个导频符号之间的内插是可能的。 

通过时域采样的一维(1D＝One Dimensional)信号流内插的信道估计例如是由Cavers提出的，参见J.K.Cavers，An Analysis of Pilot Symbol AssistedModulation for Rayleigh Fadding Channels，IEEE Trans.Vehic.Technol.，vol.VT-40，pp.686-693，1991年11月。对于OFDM，接收到的信号是二维(2D＝TwoDimensional)相关的，即时间和频率，允许通过在时间和频率上的内插进行2D信道估计，参见P. 

S.Kaiser和P.Robertson，Pilot-Symbol-Aided ChannelEstimation in Time and Frequency，in Proc.Communication Theory Mini-Conf.(CTMC)within IEEE Global Telecommun.Conf.(Globecom’97)，Phoenix，USA，pp.90-96，1997。 

由于多个信号同时被不同的发射天线发射，相干检测要求在接收器对所有发射天线的信号进行精确信道估计。如果发射天线相互不相关，被导频符号消耗的资源与发射天线的数量成比例地增长，比较G.Auer，Analysis ofPilot-Symbol Aided Channel Estimation for OFDM Systems with MultipleTransmit Antennas，in Proc.IEEE Int.Conf.Commun.(ICC 2004)，Paris，France，pp.3221-3225，2004年6月，如图9所示。 

图9显示了传统的导频设计方案。2维导频栅格以每一个发射天线被分配一个正交导频栅格的方式应用于MIMO-OFDM系统。图9显示了三个发射天线910，920和930。通过这三个发射天线中的每一个，正交导频栅格被发射，由图9中发射天线的左手边所示的发射资源层来指示。发射资源层被沿着时间维度和频率维度划分为为栅格。例如，在发射天线930上发射的层940，包括沿频率轴指示的多个子载波，以及沿时间轴指示的多个时隙，由卡笛尔坐标系(Cartesian coordinate sytem)950定义。 

不同颜色的方块，其中图例举例说明了相关的设置，指示了在发射栅格中的发射类型。空白方块对应于不发射，灰色方块对应于数据发射，黑色方块对应于导频或者参考符号发射。如从层940中所见，导频符号具有沿着时间轴的间隔D_t，沿着频率轴的间隔D_f，以及沿着空间轴的间隔D_s，即，在传统的方 案中，导频符号在每一个发射天线上发射。这提供了一个缺点，导频符号消耗了大量的发射资源，从而发射资源不能有效地利用。 

另一方面，天线之间的空间相关可以被利用以提高信道估计的精确度，参见M.Stege，P.Zillmann和G.Fettweis，MIMO Channel Estimation withDimension Reduction，in Proc.Int.Symp.Wireless Pers.Multimedia Commun.(WPMC2002)，Hawaii，USA，2002年10月。 

H.Miao和M.J.Juntti，Space-Time Channel Estimation and PerformanceAnalysis for Wireless MIMO-OFDM System With Spatial Correlation，IEEETrans.Vehic.Technol.，vol.54，pp.2003-2016，2005年11月，公开了在接收天线阵列相关的多输入多输出(MIMO)正交频分复用(OFDM)系统中的信道估计。提出了一种两步信道估计算法。首先，通过利用具有循环结构的特殊训练信号提出了基于时间延迟和空间特征估计的迭代积分最大似然。信道脉冲响应值向量的接收空间相关矩阵被表示为空间特征、时间延迟和脉冲整形滤波器的函数。 

基于最小均方误差信道估计器的联合时空(JST，joint spatio-temporal)滤波由空间相关的优点导出。另外，信道估计误差对相关MIMO信道上的空时块编码OFDM系统的比特误差概率性能的影响被导出。时间延迟估计中的克拉末-雷奥(Cramer-Rao)下限被提供为性能比较的基准。提出的算法的性能可基于分析和计算机仿真来阐明。与时间滤波相比，JST信道估计器获得均方误差增益。这也使得节约了导频符号功率电平。 

其它相关的现有技术可以在以下文献中找到：J.Wang和K.Araki，PilotSymbol Aided MAP-Based 3D Channel for Multi-User MIMO-OFDM Systems，IEICE Trans.Commun.，vol.E89-B，pp.801-808，2006年3月，以及J.-W.Choi和Y.-H.Lee，Complexity-Reduced Channel Estimation in Spatially CorrelatedMIMO-OFDM Systems，IEICE Trans.Commun.，vol.E90-B，pp.2609-2612，2007年9月。然而，应用多天线可达到的增益的大部分可能会被增加的导频开销抵消了，尤其当发射天线的数量较大时。 

D.Hammarwall和B.Ottersten，Spatial Transmit Processing usingLong-Term Channel Statistics and Pilot Signaling on Selected Antennas，in Proc.ASILOMAR Conference on Signals，Systems & Computers，Pacific Grove，USA，2006年11月，考虑了基于导频符号生成信道质量指示(CQI)反馈给发射器，其被插入发射天线的子集。 

发明内容

本发明的目的是提供一种在MIMO无线系统中利用导频符号进行信道估计的更有效的概念。 

通过根据第1方面的一种无线信道估计器、根据第2方面的一种估计方法、根据第3方面的一种发射器、根据第4方面的一种发射方法和根据第5方面的一种系统来达到目的。 

本发明是基于以下发现：通过利用空间信道的相关来进行空间无线信道估计，可以使得在空间相关信道上发射的针对MIMO-OFDM的导频辅助信道估计(PACE)更有效。通过内插的信道估计的原则可以扩展到空间域。当发射天线的信道响应相互相关时，对每一个发射天线来说，可以不插入导频符号，并且导频符号的发射资源可被节省，有利于增强数据和系统容量。本发明的一个发现是，信道估计可被3维(3D＝Three Dimensional)地执行，例如通过在时间、频率和空间上的内插。 

本发明是基于以下发现：空间相关可以比如为了在估计的空间无线信道之间内插而被利用。换句话说，在MIMO无线信道的空间维度上，内插和/或预测和/或推断可用于估计某个位置上的空间无线信道，在该位置上没有提供参考符号，但是相邻空间无线信道、即位于相邻位置处的无线信道是已知的，并且已知可被相关或关联。 

本发明的另一个发现是，导频辅助信道估计可以用于在空间相关信道上发射的MIMO-OFDM。实施例可以通过在空间域中的内插来扩展信道估计的原则。实施例可以提供更高的系统效率的优点，可以通过使用相互相关的发射天线的信道响应知识来实现。于是，由于为估计无线信道所必需的导频符号较少，从而节约了发射资源。换句话说，根据本发明的实施例，导频符号可以不被插入每一个发射天线，即，导频栅格可以适应空间无线信道可被内插的方式。 

实施例可以执行在时间、频率和空间上的3维内插。换句话说，当导频符号从一个位置或者发射天线提供到不同于第一个位置或者发射天线的另一个位置或者发射天线时，可以基于已知的相关来估计信道。 

发射天线间的空间相关可通过实施例而被利用以降低导频开销。导频符号可以仅被插入选择出的发射天线的子集中。换句话说，如果在一组发射天线上的信道响应是已知的，则空间相关可被利用以保持所有发射天线的信道响应，例如，通过内插的方法。在另一些实施例中，也可以采用预测和/或推断的方法。通过在时间和频率上的内插的信道估计可以通过本发明的实施例扩展为在空间 域中的内插，例如，导致了3维的导频辅助信道估计。 

与传统导频栅格相比，实施例可以提供更小的导频开销的优点，例如，对于MIMO-OFDM系统，其中一个2维导频栅格可以被插入到每一个发射天线。在实施例中利用3维导频栅格可以显著减小导频开销，尤其是当发射天线的数量较大时。 

于是实施例也可以提供能够利用空间相关来灵活地支持大量发射天线的优点。由于空间相关涉及足够窄的角展度(angular spread)或者分离角(AoD＝Angle of Departure)，例如可以在诸如具有仅仅2个导频栅格的LTE(LTE＝Long Term Evolution，长期演进技术)中支持多于四个的发射天线，参见3GPP TS 36.211V8.2.0，3rd Generation Partnership Project；TechnicalSpecification Group Radio Access Network；Evovled Universal Terrestrial RadioAccess(E-UTRA)；Physical Channels and Modulation(Release 8)，tech.rep.，2008年3月。因此，实施例可以提供无需修正LTE中下行链路参考符号的映射而增加发射天线的数量的优点。 

实施例可以进一步提供以下优点，信道质量信息(CQI＝Channel QualityInformation)和信道状态信息(CSI＝Channel State Information)在整个频带上是可用的。例如，对于空间预编码和链路自适应，整个频带上的CSI或者CQI形式的信道信息在发射器处是可用的。实现3维导频栅格的实施例可以促进接收器处CSI和CQI的带宽有效估计，然后可被反馈到发射器。 

附图说明

本发明的实施例将利用附图进行详细描述，其中 

图1A示意了无线信道估计器的实施例； 

图1B示意了无线信道估计器的另一个实施例； 

图1C示意了空间内插的概念； 

图2示意了应用于实施例的3维导频栅格； 

图3示意了OFDM系统的实施例； 

图4显示了角展度的图解； 

图5示意了根据实施例的钻石状空间-频率栅格； 

图6示意了均匀线性天线阵列； 

图7示意了当考虑本地散射体时的角分布； 

图8示意了仿真结果；以及 

图9示意了现有技术的2维导频栅格。 

具体实施方式

图1A示意了用于估计第一无线信道h₁以获得第一无线信道估计 

的无线信道估计器100，第一无线信道h₁包含于多输入多输出(MIMO＝Multiple InputMultiple Output)无线信道中，该MIMO无线信道在至少第一发射天线Tx₁、第二发射天线Tx₂和接收天线Rx之间延伸，第一无线信道h₁在第一发射天线Tx₁和接收天线Rx之间延伸。无线信道估计器100包括用于接收由第二发射天线Tx₂发射的参考符号的装置110。在实施例中，用于接收的装置110可以包含接收天线Rx或者一个或多个接收天线，以及用于接收和检测参考符号的装置。 

无线信道估计器100包括用于基于参考符号估计第二无线信道 

的装置120，第二无线信道h₂在第二发射天线Tx₂和接收天线Rx之间延伸。该无线信道估计器进一步包括用于基于MIMO无线信道的空间特性来处理第二无线信道的估计 

以获得第一无线信道估计 

的装置130。 

虽然，第一和第二无线信道h₁和h₂可能是不同的，在实施例中，已知的空间特性允许用于处理的装置130获得第一无线信道估计 

MIMO无线信道的空间特性在如下方面可对应于关于空间相关特性的知识，例如，天线的空间相关函数或者相关矩阵、自相关矩阵或者任何确定第一和第二空间无线信道h₁和h₂之间的连接或依从关系的耦合测量。在实施例中，用于处理的装置130可以基于第二无线信道估计 和空间特性的知识对第一无线信道 执行预测和/或推断。换句话说，实施例可以利用预测和/或推断的方法进行空间信道估计。在其他实施例中，内插装置可以被利用。 

图1B示意了另一个无线信道估计器100的实施例，其中与图1A中相似的部件具有相似的附图标记。在图1B描述的实施例中，第三发射天线Tx₃被引入以用于通过在发射天线Tx₃和接收天线Rx之间延伸的第三发射信道h₃发射另一个参考符号。在图1B描述的实施例中，用于接收的装置110适于从第三发射天线Tx₃接收另一个参考符号。而且，用于估计的装置120适于基于另一个参考符号估计第三无线信道 

更进一步的，在实施例中，用于处理的装置130适于基于MIMO无线信道的空间特性来处理第二无线信道估计 和第三无线信道估计 

以获得第一无线信道估计 

在实施例中，如图1B所示，涉及发射天线Tx₁的MIMO无线信道的空间子信道h₁可以基于两个相邻信道估计而被估计。在实施例中，这可以用内插的方法实现。换句话说，在实施例中，用于处理的装置130适于在第二无线信道估计 

和第三无线信道估计 之间进行内插以便获得第一无线信道估计 

图1C示意了实施例中由用于处理的装置130可能执行的内插。图1C在顶部显示了三个发射天线Tx₁，Tx₂和Tx₃，其中第一发射天线Tx₁位于其他两个发射天线Tx₂和Tx₃之间。根据上述内容，假设对于第二和第三无线信道的无线信道估计 

和 是可获得的。图1C显示了两个视图，一个关于复数信道估计 

的幅度 

另一个关于复数信道估计的幅角 

在图1C中，两个视图在它们的横坐标上沿着三个发射天线的延伸显示了空间维度。换句话说，在实施例中，可假定发射天线的均匀线性阵列，发射天线的空间信道估计可以通过其相邻天线的信道估计的内插来确定。 

图1C示意了具有线性内插的实施例，也就是已估计的无线信道的信道估计可以线性地连接，并且中间天线的内插值可以从相应的与待估计的无线信道的幅度和幅角有关的视图中读出。 

图2示意了用于实施例中的三个发射天线210，220和230的导频栅格。图2顶部显示了导频栅格层240。图2中的维度通过坐标系250确定。相应于图9的描述，图2在图标240中显示了通过发射天线230发射的发射资源。再一次，空白的方块指示空发射资源，黑色方块指示导频或者参考符号，以及灰色方块指示数据发射。可以看出，在层240中，导频符号在时间维度上具有间隔D_t，在频率维度上具有间隔D_f。图2示意了两个更多的层260和270。 

层260示意了通过发射天线220发射的信号。从图2可以看出，在本实施例中没有导频符号通过天线220发射。这是因为空间间隔D_s比例如图9所示的传统系统中的更大。层270通过发射天线210发射，包括具有与层240中一样的间隔的导频符号。如图2所示，没有导频符号在发射天线220上发射。然而，由于空间信道是相关的，因此发射天线220的无线信道可以被内插。 

图2示意了空间MIMO无线信道的相关的利用带来的开销降低。与图9中所示的其中2维导频栅格插入每个发射天线的传统MIMO-OFDM的导频栅格相比，图2中所示的实施例利用了3维导频栅格，其中如所示的利用发射天线220的例子，导频开销可以被显著降低。要指出的是，系统可利用的发射天线越多，实施例中的节约就越大。 

在具有充分的空间相关的实施例中，可以灵活地支持大量的发射天线。例如，在LTE中，参见3GPP TS 36.211 V8.2.0，3rd Generation Partnership Project；Technical Specification Group Radio Access Network；Evovled UniversalTerrestrial Radio Access(E-UTRA)；Physical Channels and Modulation(Release8)，tech.rep.，2008年3月，多于四个的发射天线可以由仅仅两个导频栅格支持。 

从而实施例也可以包括能够进行MIMO无线信道的无线信道估计的发射器，MIMO无线信道在至少第一发射天线(Tx₁)，第二发射天线(Tx₂)和接收天线(Rx)之间延伸，MIMO无线信道具有相干时间、相干带宽和相干长度，第一发射天线(Tx₁)和第二发射天线之间的间隔小于相干长度。 

换句话说，MIMO无线信道具有时间跨度、即相干时间，在其期满之后，信道脉冲响应与所述时间跨度之前的信道脉冲响应完全独立或者不相关。类似地，MIMO无线信道具有带宽、即相干带宽，其中在两个频率上的被至少所述带宽分离的两个信道脉冲响应为完全独立或者不相关的。并且，MIMO无线信道具有长度，即空间距离、相干长度，其中在两个位置上的被至少所述长度或者距离分离的两个信道脉冲响应为完全独立或者不相干的。 

发射器的实施例包括用于在第一发射天线(Tx₁)上在第一时刻在载波频率上发射第一参考符号的装置，以及用于在第二发射天线(Tx₂)上在第二时刻在载波频率上发射第二参考符号的装置，其中第一和第二时刻的分隔大于相干时间，并且在第一和第二时刻之间，在相干带宽内，在第一发射天线(Tx₁)上和在第二发射天线(Tx₂)上的参考符号的发射从载波频率暂停。 

换句话说，实施例可以通过在MIMO无线信道的相干时间和频率内在一个发射天线上对于一个无线信道仅仅提供一个参考符号，利用无线信道的空间特性，例如，在两个发射天线和一个接收天线之间的两个无线信道的信道脉冲响应的已知相关，其他无线信道可以基于空间特性而被确定。分别地，实施例可以扩展上述概念到多种发射和接收天线。 

此外，实施例还包括一种能够对MIMO(MIMO＝Multiple Input MultipleOutput)无线信道进行无线信道估计的方法，该MIMO无线信道在至少第一发射天线(Tx₁)、第二发射天线(Tx₂)和接收天线(Rx)之间延伸，该MIMO无线信道具有相干时间、相干带宽和相干长度，第一发射天线(Tx₁)和第二发射天线之间的间隔小于相干长度。该方法包括在第一发射天线(Tx₁)上在第一时刻在载波频率上发射第一参考符号和在第二发射天线(Tx₂)上在第二时刻在载波频率上发射第二参考符号的步骤。第一和第二时刻之间的间隔大于相干时 间，并且在第一和第二时刻之间，在相干带宽内，在第一发射天线(Tx₁)上和在第二发射天线(Tx₂)上的参考符号的发射从载波频率暂停。 

如图2中所示，沿着频率轴，多个参考符号可被使用。换句话说，在实施例中，每个发射天线可以使用多个子载波。在实施例中，用于接收参考符号的装置110能够适于接收在第一子载波上的参考符号。因此，用于估计第二无线信道的装置120能够适于基于第一子载波上的参考符号来估计第二无线信道 

子载波可以例如是OFDM系统的子载波，一般它可以是多载波系统中的任何载波。 

此外，用于处理的装置130能够适于基于MIMO无线信道的空间特性处理第二无线信道的估计 

以获得第二子载波上的第一无线信道估计 

该空间特性例如是相关特性或者其他空间依从关系。第二子载波可以具有与第一子载波不同的频率，例如可以是OFDM系统的另一个子载波，一般它可以是多载波系统的任何另一个载波。 

换句话说，在实施例中，空间MIMO无线子信道可以从不同频率的信道估计中内插。因此，在实施例中，接收参考符号的装置110能够适于接收在第三子载波上的参考符号。用于处理的装置130能够适于处理第二和第三子载波的信道估计以便获得第一子载波的信道估计。这可以通过内插的方法实现。换句话说，在空间和频率域中的相关可以由各实施例共同使用。 

在实施例中，装置110能够适于接收多种子载波上的参考符号，所述子载波具有不同的子载波频率，并且用于估计的装置120能够适于估计多种子载波上的无线信道。用于处理的装置130能够适于基于MIMO无线信道的空间特性处理不同子载波的估计以获得其上没有提供参考符号的子载波的第一无线信道估计( 

)。 

关于图2，从260层上可见，没有导频符号可用。换句话说，层260的空间子信道从图2的实施例中的层270和240内插。然而，层260也包括子载波和时隙。换句话说，在各实施例中，3维内插是可以实现的，例如在空间、频率和时间域的相关可以共同使用。 

在实施例中，用于接收参考符号的装置110可适于在第一时隙期间接收参考符号。用于估计的装置120可适于基于在第一时隙期间接收到的参考符号来估计第二无线信道，以及用于处理的装置130可适于基于MIMO无线信道的空间特性处理第二无线信道的估计以便获得在第二时隙期间的第一无线信道估 计。换句话说，在各实施例中，在时间维度和空间域中的相关可以共同使用。 

因此，用于接收的装置110可适于在第三时隙期间接收另一个参考符号，相应地，用于估计的装置120可适于在第三时隙期间估计第三无线信道，以及用于处理的装置130可适于处理第一和第三时隙的估计以便获得在第二时隙期间的第一无线信道的估计。再一次，这可以依据内插来实现。 

在实施例中，装置110可适于在多种时隙中接收参考符号，并且装置120可适于基于在多种时隙中接收到的多种参考符号来估计无线信道。用于处理的装置130可适于基于MIMO无线信道的空间特性来处理多种无线信道的估计以获得针对没有提供参考符号的时隙的第一无线信道估计 

换句话说，在各实施例中，用于处理的装置130可适于在不同的时间内、在不同的位置和在不同的子载波频率上处理无线信道的估计以便根据3维栅格来估计或者内插在中间的无线信道。在实施例中，3维栅格可以被维度化以使得重复导频符号在域间隔中是可用的，该域间隔中的至少一个小于各个域相干限制。换句话说，导频符号可以在时间域内以小于无线信道的相干时间的次数被重复，使得可以在时间域中内插。换句话说，导频或者参考符号的平均时间间隔可以低于相干时间。可选的或附加的，导频符号可在频率域内在具有小于无线信道相干带宽的间隔的频率或子载波上被重复，使得可以在频率域中内插。此外根据实施例，导频符号在空间域中在具有小于无线信道相干长度的间隔的位置上被重复，使得可以在空间域中内插。在实施例中，3维栅格可以是规则的或者不规则的，也就是，在3维的每一个中，参考符号的间隔可以是等距的或者不规则的。 

实施例可以提供带宽有效的导频设计，其可以例如被适用于WINNER(WINNER＝Wireless World Initiative New Radio，无线世界计划新无线)II系统概念的广域配置场景，参见IST-4-027756 WINNER II，D6.13.10 final CG widearea description for integration into overall system concept and assessment of keytechnologies，2007年10月。此外，可能的应用可以包括LTE-Advanced，其中要求在不增加导频开销的情况下支持多于4个的发射天线。 

此外一个可能的应用场景可以是在屋顶之上的配置。在蜂窝网络中，天线典型性地配置在屋顶之上，空间信道展示了窄角展度，其引起在下行链路的发射天线之间的空间相关，其可被实施例有益地使用。此外，实施例一般可应用于无空间预编码的MIMO-OFDM方案，例如利用了发射天线的空间相关的空间多路复用或者空时块编码。 

实施例还可以应用于利用束(beam)栅格的场景，例如用于WINNER广域，参见IST-4-027756 WINNER II，D6.13.10 final CG wide area description forintegration into overall system concept and assessment of key technologies，2007年10月，以及用于LTE闭环单一用户MIMO，参见3GPPTS 36.211 V8.2.0，3rdGeneration Partnership Project；Technical Specification Group Radio AccessNetwork；Evolved Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA)；PhysicalChannels and Modulation(Release 8)，tech.rep.，2008年3月。可能的空间预编码器可以从固定矩阵的集合B＝{B₁，...，B_M}中选择，其中M表示可用预编码器的数量。 

然后接收器可以通过接收在未进行空间预编码的情况下在全部方向发射的未加权3D普通导频栅格和与预编码器B_m∈B相关联的束索引m，容易地确定有效的信道，即包括空间处理的信道。由于控制信息典型地被全部方向发射，例如在LTE中说明的，参见3GPP TS 36.211 V8.2.0，3rd Generation PartnershipProject；Technical Specification Group Radio Access Network；EvolvedUniversal Terrestrial Radio Access(E-UTRA)；Physical Channels andModulation(Release 8)，tech.rep.，2008年3月，各种各样的导频栅格、也就是专用和普通导频的插入被有效地避免。因此，导频开销进一步降低。 

图3示意了MIMO-OFDM系统。在左手边的发射器，生成3维导频栅格，也就是在块310中，参考符号的栅格在时间、频率和空间域延伸。然后，生成的3维导频栅格在空间域被分离，也就是时间和频率栅格的层被分配给空间发射路径，其通过将实体312和314多路复用来实现。多路复用实体312和314将生成的3维导频栅格与发射数据进行多路复用，其被标注 

以获得包括导频符号 

的数据符号。然后在相应的时间域信号 

在N_T发射天线330上发射之前，在块322和324中执行OFDM调制。 

图3显示了接收器侧N_R接收天线340，其连接于OFDM解调实体342和344，接收信号 被提供给所述解调实体并生成频率域信号 

两个解多路复用实体352和354从接收的信号中提取导频符号并将它们提供给信道估计实体360，根据上述描述该信道估计实体可以包括无线信道估计器110。一旦信道估计实体360估计了信道，检测器和估计器370可以为发射的信号确定估计 

接下来，更详细的系统和信道模型将被提供。 

在下面，如图3所示的具有N_T发射和N_R接收天线的MIMO-OFDM系统中的实施例被考虑。使用的子载波的数量用N_c表示，每一帧的OFDM符号的数量用L表示。发射信号向量 $x_{n,l}={[X_{n,l}^{\left(1\right)},...,X_{n,l}^{\left(N_T\right)}]}^T$ 通过具有N_T个元素的天线阵列发射，其可以包括或者不包括发射波束成形。总发射功率被设为E{‖x_n，l‖²}＝E_d。OFDM调制通过N_DFT点(N_DFT≥N_c)反DFT(IDFT，DFT＝Discrete FourierTransform，离散傅立叶变换)执行，随后是N_CP个样本的循环前缀(CP＝CyclicPrefix)的插入。假设在时间和频率上有最佳的正交性，第l个OFDM符号块和第v个接收天线的子载波n的接收的信号通过下式给出 

0≤n＜N_c

$Y_{n,l}^{\left(v\right)}=x_{n,l}^T{h}_{n,l}^{\left(v\right)}+Z_{n,l}^{\left(v\right)};$ 0≤l＜L    (1) 

0≤v＜N_R

其中Z_n，l ^(v)表示零均值且方差为N₀的加性高斯白噪声(AWGN)。通过设置N_CPT_spl≥τ_max避免了符号间的干扰，其中τ_max表示信道脉冲响应(CIR)的最大延迟。在向量表示中，OFDM符号l的接收天线v上观测到的信号可以被方便地表达为 

$y_l^{\left(v\right)}=X_l{h}_l^{\left(v\right)}+z_l^{\left(v\right)}\∈C^{N_c\×1}---\left(2\right)$

维度N_c×N_TN_c的2D发射信号矩阵由频率和空间上的发射符号组成，用  $X_l=\mathrm{diag}[x_{1.l}^T,...,x_{N_c,l}^T]$ 表示。同样地，描述CTF的维度N_cN_T×1的2D矩阵通过  $h_l={[h_{1,l}^T,...,h_{N_c,l}^T]}^T$ 给出。最后，N_c×1维噪声向量由 $z_l={[z_{1,l},...,z_{N_c,l}]}^T$ 组成。 

一帧的接收信号由L个OFDM符号组成， $y^{\left(v\right)}={[y_1^T,...,y_L^T]}^T,$ 其为如下形式 

$y^{\left(v\right)}={\mathrm{Xh}}^{\left(v\right)}+z^{\left(v\right)}\∈C^{N_{c}L\×1}---\left(3\right)$

其中X＝diag[X₁，...，X_L]， $h={[h_1^T,...,h_L^T]}^T$ 以及 $z={[z_1^T,...,z_L^T]}^T.$

信道传递函数(CTF＝Channel Transfer Function)在时间、频率和空间上相关。从发射天线μ发射到接收天线v的离散CTFH_n，l ^(μ，v)通过在频率f＝n/T和时间t＝lT_sym上采样H^(μ，v)(f，t)获得，其中T_sym＝(N_c+N_CP)T_spl和T＝N_cT_spl表示具有或者没有循环前缀的OFDM符号持续时间，并且T_spl是采样持续时间。 

从发射天线阵列到接收天线v的复合CTF由式(1)中的信道向量  $h_{n,l}^{\left(v\right)}={[H_{n,l}^{(1,v)},...,H_{n,l}^{(N_T,v)}]}^T$ 来计算。 $E\left\{{\left|\right|h_{n,l}^{\left(v\right)}\left|\right|}^2\right\}={\stackrel{\‾}{\mathrm{\σ}}}_h^2=1$ 的标准化平均信道增益被假设。为了建立MIMO-OFDM系统的数学模型，接下来的三个假设被应用，实 施例并不局限于此。第一，考虑了频率可选的时间变量信道，通过具有Q₀非零抽头的抽头延迟线来建立模型。每一个信道抽头q，1≤q≤Q₀，具有相关联的抽头延迟τ_q，由S_q个本地散射体组成，对于散射体s具有多普勒频率f_D，q，s。第二，基站天线阵列被假定为安装在屋顶上。在这样的环境中，分离角 

1≤s≤S_q，被包含于某个角展度θ中，随后将在图4中详细说明，素之间引起空间相关。第三，移动终端接收器被大量的本地散射体包围。因此，到达角 

1≤s≤S_q，可以被认为均匀地分布在移动台周围。 

图4示意了空间信道模型，尤其是角展度的模型。图4显示了具有四个天线402，404，406和408的均匀线性天线阵列。冲击和分离信号围绕具有角展度θ的平均角 

分布。根据这些假设，信道向量可以被描述为 

其中A_q是抽头q的幅度， $D=\frac{d}{\mathrm{\λ}}$ 代表由载波波长λ归一化的天线间隔。在(4)式中，多路径传播引起的抽头延迟τ_q导致频率上的变化(子载波索引n)，而由于多普勒效应导致的移动速度所引起的时间变化导致时间上的变化(OFDM符号索引l)。 

一个信道抽头由S_q个本地散射体组成，其从发射天线阵列以角度 

分离。信道向量h_n，l ^(v)的空间特性由阵列响应 

确定。对于具有天线间隔d的均匀线性阵列(ULA)的阵列响应，对天线元素μ为如下形式 

0≤μ＜N_T

$D=\frac{d}{\mathrm{\λ}}$        (5) 

假设所有N_R个接收天线互相不相关。为了信道估计的目的，接收天线v的信道响应独立于其他接收天线而生成。因此，以下不再讨论接收天线v。根据这个约定，在子载波n上的CTF，源于发射天线μ的OFDM符号l为如下形式 

其中g_n，l ^(μ)[q]说明了由抽头q组成的CTF的一部分，在(5)式中定义了阵列响应a^(μ)(·)。在相关接收天线的情况下，信道估计可以被增强，参见H.Miao和M.J.Juntti，Space-Time Channel Estimation and Performance Ahalysis for Wireless MIMO-OFDM System With Spatial Correlation，IEEE Trans.Vehic.Technol.，vol.54，pp.2003-2016，2005年11月，J.Wang和K.Araki，Pilot SymbolAided MAP-Based 3D Channel for Multi-User MIMO-OFDM Systems，IEICETrans.Commun.，vol.E89-B，pp.801-808，2006年3月，以及J.-W.Choi和Y.-H.Lee，Complexity-Reduced Channel Estimation in Spatially CorrelatedMIMO-OFDM Systems，IEICE Trans.Commun.，vol.E90-B，pp.2609-2612，2007年9月。 

通过利用例如J.-W.Choi和Y.-H.Lee的结构，考虑的估计器可以以直接的方式被推广到相关的接收天线。二阶统计量由3维(3D)相关函数确定： 

$R[{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{\μ}},{\mathrm{\Δ}}_n,{\mathrm{\Δ}}_l]=E\left\{H_{n,l}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}{\left(H_{n+{\mathrm{\Δ}}_n,l+{\mathrm{\Δ}}_l}^{(\mathrm{\μ}+{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{\μ}})}\right)}^{*}\right\}$

$=R_t\left[{\mathrm{\Δ}}_l\right]\underset{q=1}{\overset{Q_0}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{f,q}\left[{\mathrm{\Δ}}_n\right]\·R_{s,q}\left[{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{\μ}}\right]---\left(7\right)$

由三个在时间、频率和空间上独立的相关函数组成。在时间和频率上的相关函数由W.C.Jakes，Microwave Mobile Communications，Wiley，NY，1974给出： 

$R_t\left[{\mathrm{\Δ}}_l\right]=E\left\{H_{n,l}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}{\left(H_{n,l+{\mathrm{\Δ}}_l}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}\right)}^{*}\right\}$

$=J_0\left(2\mathrm{\π}{f}_{D,\max }{T}_{\mathrm{sym}}\right)---\left(8\right)$

其中f_D，max是最大多普勒频率，以及J₀(·)代表零阶第一类贝塞尔函数，并且 

$R_{f,q}\left[{\mathrm{\Δ}}_n\right]=E\left\{g_{n,l}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}\right[q\left]{\left(g_{n+{\mathrm{\Δ}}_n,l}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}\right[q\left]\right)}^{*}\right\}$

$={\mathrm{\σ}}_q^2\exp (-j2\mathrm{\π}{\mathrm{\τ}}_q\frac{{\mathrm{\Δ}}_n}{T})---\left(9\right)$

其中 ${\mathrm{\σ}}_q^2=E\left[{\left|A_q\right|}^2\right].$ 在天线μ和μ+Δ_μ之间的空间相关为如下形式 

$R_{s,q}\left[{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{\μ}}\right]=E\left\{g_{n,l}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}\right[q\left]{\left(g_{n,l}^{(\mathrm{\μ}+{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{\μ}})}\right[q\left]\right)}^{*}\right\}$

$D=\frac{d}{\mathrm{\λ}},---\left(10\right)$

其中 

表示与抽头延迟τ_q相关联的AoD角分布的概率密度函数pdf(pdf＝probability density function)。 

由于假设移动台被大量的本地散射体包围着，R_t[Δ_l]是独立于信道抽头q的。另一方面，测量活动，参见IST-4-027756 WINNER II，D1.1.2 WINNER IIChannel Models，2007年9月，提出空间相关R_s，q[Δ_μ]与信道抽头q接近相关。这是由主要反射体的远距离分离导致明显的抽头延迟τ_q的事实物理地促进的。因此，式(7)中的3维相关函数可以仅仅被分离为时间相关R_t[Δ_l]和频率-空 间联合相关R_fs[Δ_n，Δ_μ]： 

R[Δ_μ，Δ_n，Δ_l]＝R_t[Δ_l]R_fs[Δ_μ，Δ_n]      (11) 

其中 

$R_{\mathrm{fs}}[{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{\μ}},{\mathrm{\Δ}}_n]=E\left\{H_{n,l}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}{\left(H_{n+{\mathrm{\Δ}}_n,l}^{(\mathrm{\μ}+{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{\μ}})}\right)}^{*}\right\}=\underset{q=1}{\overset{Q_0}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{f,q}\left[{\mathrm{\Δ}}_n\right]\·R_{s,q}\left[{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{\μ}}\right]---\left(12\right)$

一般认为R_f ^(μ，v)[Δ_n]和R_t ^(u，v)[Δ_l]是严格频带限制的，参见F.Sanzi和J.Speidel，An Adaptive Two-Dimensional Channel Estimator for Wireless OFDM withApplication to Mobile DVB-T，IEEE Trans.Broadcasting，vol.46，pp.128-133，2000年6月。也就是说，通过功率延迟特性描述的R_f ^(μ，v)[Δ_n]的反傅立叶变换在[0，τ_max]范周内本质上是非零的，其中τ_max是最大信道延迟。同样地，描述自于移动速度导致的时间变化的R_t ^(μ，v)[Δ_l]的傅立叶变换通过多普勒功率谱给出的，在[-f_D，max，f_D，max]范围内非零。安置于屋顶上的天线阵列的空间相关的类似特性被观测到，关联于抽头延迟τ_q的本地散射体在具有角展度θ_q的平均AoDφ_q周围聚集，如图4所示。 

根据J.Salz和J.Winters，Effect of fading correlation on adaptive arrays indigital mobile radio，IEEE Trans.Vehic.Technol.，vol.43，pp.1049-1057，1994年11月，式(10)和(12)中的积分可以通过假设在 

范围内具有大量S_q个均匀分布的本地散射体来得出。然后概率密度函数 

可以通过连续概率密度函数来近似。 

一般的相关函数R_s，q在J.Salz和J.Winters，Effect of fading correlation onadaptive arrays in digital mobile radio，IEEE Trans.Vehic.Technol.，vol.43，pp.1049-1057，1994年11月中的方程(A-19)和(A-20)中给出。 

根据以下的假设，小角展度可以被近似。由于角展度θ_q是非常小的，相关R_s，q可以通过如下描述的简化表达式近似。定义 

均匀分布于范围 

用 

和 

为小角展度 $({\mathrm{\&theta;}}_q<\frac{\mathrm{\&pi;}}{6})$ 调用三角加法定理，得到 

因为 

然后阵列响应(5)可以近似为 

并且发射天线μ和μ+Δ_μ之间的相关变为 

$R_{s,q}\left[{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{\&mu;}}\right]\&ap;\exp \left(j2\mathrm{\&pi;}{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{\&mu;}}D\sin {\mathrm{\&phi;}}_q\right)\&CenterDot;\frac{\sin \left(\mathrm{\&pi;}{\mathrm{\&theta;}}_q{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{\&mu;}}D\cos {\mathrm{\&phi;}}_q\right)}{\mathrm{\&pi;}{\mathrm{\&theta;}}_q{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{\&mu;}}D\cos {\mathrm{\&phi;}}_q};$ $D=\frac{d}{\mathrm{\&lambda;}}---\left(15\right)$

导频辅助信道估计(PACE)被首先引入用于单载波系统，并且要求平坦衰减信道，参见J.K.Cavers，An Analysis of Pilot Symbol Assisted Modulation forRayleigh Fading Channels，IEEE Trans.Vehic.Technol.，vol.VT-40，pp.686-693，1991年11月。 

对于传统的2维PACE，N_P个已知参考符号(导频)以时间中的D_t和频率中的D_f的等距导频间隔插入，参见P. S.Kaiser，和P.Robertson，Pilot-Symbol-Aided Channel Estimation in Time and Frequency，in Proc.Communication Theory Mini-Conf.(CTMC)within IEEE Global Telecommun.Conf.(Globecom’97)，Phoenix，USA，pp.90-96，1997年。以前的关于MIMO-OFDM信道估计空间相关的工作被利用以提高信道估计的精确度，参见M.Stege，P.Zillmann和G.Fettweis，MIMO Channel Estimation withDimension Reduction，in Proc.Int.Symp.Wireless Pers.Multimedia Commun.(WPMC2002)，Hawaii，USA，2002年10月，H.Miao和M.J.Juntti，Space-TimeChannel Estimarion and Performance Analysis for Wireless MIMO-OFDMSystem With Spatial Correlation，IEEE Trans.Vehic.Technol.，vol.54，pp.2003-2016，2005年11月，J.Wang和K.Araki，Pilot Symbol Aided MAP-Based3D Channel for Multi-User MIMO-OFDM Systems，IEICE Trans.Commun.，vol.E89-B，pp.801-808，2006年3月，以及J.-W.Choi和Y.-H.Lee，Complexity-Reduced Channel Estimation in Spatially CorrelatedMIMO-OFDM Systems，IEICE Trans.Commun.，vol.E90-B，pp.2609-2612，2007年9月。然而，与这些概念相比，利用了空间内插的实施例提供了重要的益处和优点，因为在向上保持信道估计质量的同时可以降低导频开销。 

对于提出的3维(3D)PACE，空间相关被使用以降低导频开销。通过允许在空间D_s中的导频间隔，导频不被插入每一个发射天线μ；而信道响应通过 在不同发射天线的导频之间内插来获得，如图2所示。上述实施例的讨论是关于OFDM的，通过应用C.-T.Lam，G.Auer，F.Danilo-Lemoine和D.Falconer，Design of Time and Frequency Domain Pilots for Generalized MulticarrierSystems，in Proc.IEEE Int.Conf.Commun.(ICC 2007)，Glasgow，UK，2007年6月中的结构，3维PACE可以被容易地扩展到广义多载波波形，Z.Wang和G.B.Giannakis，Wireless Multicarrier Communications-Where Fourier MeetsShannon，IEEE Signal Proc.Mag.，vol.17，pp.29-48，2000年5月，其包括DFT扩展OFDM、多载波(MC)CDMA和零值填充(ZP＝zero padding)OFDM。 

规则的3维栅格可以在如下文献中找到Y.Li，Pilot-Symbol-Aided ChannelEstimation for OFDM in Wireless Systems，IEEE Trans.Vehic.Technol.，vol.49，pp.1207-1215，2000年7月。 

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{\&mu;}\\ n\\ l\end{array}\right]=G\tilde{d}+d_0;$ $G=\left[\begin{array}{ccc}{D}_s& {\mathrm{\&delta;}}_{\mathrm{sf}}& 0\\ d_{\mathrm{sf}}& D_f& 0\\ d_{\mathrm{st}}& 0& D_t\end{array}\right],$ $d_0=\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&mu;}}_0\\ n_0\\ l_0\end{array}\right]---\left(16\right)$

其中 $\tilde{d}={[\widetilde{\mathrm{\&mu;}},\tilde{n},\tilde{l}]}^T$ 是导频索引，在下面描述导频符号的变量被标记为“～”。此外，d₀＝[μ₀，n₀，l₀]^T说明了第一导频相对于[0，0，0]^T的移动。仅仅包含导频的发射信号序列通过 $\left\{{\tilde{X}}_{\tilde{n},\tilde{l}}^{\left(\widetilde{\mathrm{\&mu;}}\right)}\right\}=\left\{X_{n,l}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}\right\}$ 表示，其中μ，n和l通过式(16)给出。通常，G的非零非对角元素组成了非矩形导频栅格，例如钻石形栅格，参见J.Choi和Y.Lee，Optimum Pilot Pattern for Channel Estimation in OFDM Systems，IEEETrans.Wireless Commun.，vol.4，pp.2083-2088，2005年9月，或者DVB-T栅格，参见F.Sanzi和J.Speidel，An Adaptive Two-Dimensional Channel Estimator forWireless OFDM with Application to Mobile DVB-T，IEEE Trans.Broadcasting，vol.46，pp.128-133，2000年6月。在式(16)中，参数δ_sf沿着空间域移动导频。 

图5示意了钻石形空间-频率或者空间-时间栅格的实施例。如图5所示的实施例利用了四个发射天线502，504，506和508。此外，图5示意了四个时间-频率维度化导频方案的层512，514，516和518。在图5中使用的图解与以上描述的图2和9中的图解类似。因此，黑色方块表示导频或者参考符号，空白方框表示空发射资源。图5示意了频率间隔D_f＝4，时间间隔D_t＝5，以及空间间隔D_s＝2。 

此外，非对角元素被设置为δ_sf＝1，形成了钻石形空间-频率栅格。为了获得来自所有N_T发射天线的信道估计，属于不同发射天线的导频在时间、频率和 /或空间上被正交地分离，如图2所示。实现这一点的一种方式是利用式(16)中的d_sf mod D_f≠0或者d_st mod D_t≠0的条件。在图5中，来自不同天线元素的导频通过设置d_sf＝1和d_st＝0在频率上分离。这提供了掺杂噪声的式(3)中的3DCTF h的二次采样形式，其避免了属于不同发射天线的导频之间的干扰。注意，正交分离导频存在其他的可能性，但是它们导致更高的复杂度和/或至少相同的导频开销，参见G.Auer，Analysis of Pilot-Symbol Aided Channel Estimation forOFDM Systems with Multiple Transmit Antennas，in Proc.IEEE Int.Conf.Commun.(ICC 2004)，Paris，France，pp.3221-3225，2004年6月。 

然而，3D PACE的实施例也可以被推广为其他方案，例如相位移动导频序列，参见I.Barhumi，G.Leus和M.Moonen，Optimal training design for MIMOOFDM systems in mobile wireless channels，Signal Processing，IEEETransactions on，vol.51，pp.1615-1624，2003年6月，通过将公开于W.G.Jeon，J.H.Paik和Y.S.Cho，Two Dimensional MMSE(MMSE＝Minimum MeanSquare Error)Channel Estimation for OFDM Systems with TransmitterDiversity，in Proc.IEEE Vehic.Technol.Conf.2001-Fall(VTC’F01)，Atlantic City，USA，2001年10月，G.Auer，Channel Estimation for OFDM Systems withMultiple Transmit Anternnas by Filtering in Time and Frequency，in Proc.IEEEVehic.Technol.Conf.2003-Fall(VTC’F03)，Orlando，USA，2003年10月中的概念从2维扩展到3维。 

分布于时间、频率和空间的全部N_P个导频根据下式被插入 

$N_P=N_{P,t}\&CenterDot;N_{P,f}\&CenterDot;N_{P,s}=\left[\frac{L}{D_t}\right]\&CenterDot;\left[\frac{N_c}{D_f}\right]\&CenterDot;\left[\frac{N_T}{D_s}\right]---\left(17\right)$

维度N_P×1的接收到的导频序列 $\tilde{y}=\tilde{h}+\tilde{z}$ 是式(3)中的3D CTF _h的二次采样形式。不是所有的导频都可以用于信道估计。时间上的导频子集，M_t≤N_P，t，频率上的导频子集，M_f≤N_P，f，以及空间上的导频子集，M_s≤N_P，s，在某些实施例中可以用于信道估计。用 表示的h的估计可以通过基于3D内插的最小均方误差(MMSE)的方法获得。 

在一个实施例中，假设发射信号包括波束成形，x_n，l＝s_n，lb_n，l，其中b_n，l表示波束成形向量，并且s_n，l说明发射的符号。然后接收器需要估计有效的信道，即包括用户特定波束成形的信道响应， $H_{\mathrm{eff}}=b_{n,l}^T{h}_{n,l}.$ 如果波束成形向量在接收器处已知，则有效信道通过 $H_{\mathrm{eff}}=b_{n,l}^T{h}_{n,l}$ 确定，其中 

是h_n，l的估计。这是固定波 束成形的情况，其中b_n，l是从一些预定义向量中选择的。这个场景可以应用于例如3GPP LTE Standard 3GPP TS 36.211 V8.2.0，3rd Generation PartnershipProiect；Technical Specification Group Radio Access Network；EvolvedUniversal Terrestrial Radio Access(E-UTRA)；Physical Channels and Modulation(Release8)，tech.rep.，2008年3月。 

在实施例中，用于处理的装置130能够适于进行维纳(Wiener)滤波。用于处理的装置130能够适于基于3维维纳滤波器处理第二无线信道的估计 

其中，3维维纳滤波器是基于在时间、频率和空间维度上的3维交叉相关。在更进一步的实施例中，用于处理的装置130可以适于根据三个一维维纳滤波器并基于MIMO无线信道的空间特性处理第二无线信道的估计 

一个维纳滤波器是基于时间域中的相关特性，一个维纳滤波器是基于频率域中的相关特性而一个维纳滤波器是基于空间域中的相关特性，如MIMO无线信道的空间特性。 

维纳内插滤波器(WIF＝Wiener Interpolation Filter)由一个FIR滤波器实现，w[μ，n，l]，具有M＝M_tM_fM_s个抽头。子载波n，OFDM符号l和发射天线μ的CTF估计由下式给出 

${\hat{H}}_{n,\mathrm{ell}}^{\mathrm{\&mu;}}=w^H[\mathrm{\&mu;},n,l]\tilde{y}=r_{H\tilde{y}}^H[\mathrm{\&mu;},n,l]R_{\tilde{y}\tilde{y}}^{-1}\tilde{y}---\left(18\right)$

WIF $w(\mathrm{\&mu;},n,l)=R_{\tilde{y}\tilde{y}}^{-1}{r}_{H\tilde{y}}[\mathrm{\&mu;},n,l]$ 最小化了在要求的响应H_n，ell ^μ和经过滤波的输出 之间的均方误差，假定接收到的导频序列 

接收的导频的3D自相关矩阵 

由 $R_{\tilde{y}\tilde{y}}=R_{\tilde{h}\tilde{h}}+N_{0}I$ 组成，其中 $R_{\tilde{h}\tilde{h}}=E\left\{\tilde{h}{\tilde{h}}^H\right\}$ 是在导频位置上的除去AWGN项的C+TF的自相关矩阵，并且I表示单位矩阵，所有维度为M×M。 的第i行第j列可以被表示为 

${\left\{R_{\tilde{h}\tilde{h}}\right\}}_{i,j}=R[D_s\&CenterDot;({\widetilde{\mathrm{\&mu;}}}_1-{\widetilde{\mathrm{\&mu;}}}_2),D_f\&CenterDot;({\tilde{n}}_1-{\tilde{n}}_2),D_t\&CenterDot;({\tilde{l}}_1-{\tilde{l}}_2)];$

$i={\widetilde{\mathrm{\&mu;}}}_1+M_s{\tilde{n}}_1+M_s{M}_t{\tilde{l}}_1$

$j={\widetilde{\mathrm{\&mu;}}}_2+M_s{\tilde{n}}_2+M_s{M}_t{\tilde{l}}_2---\left(19\right)$

其中R[·]表示式(7)中定义的3维相关函数。 

3维交叉相关函数 $r_{H\tilde{y}}^H(\mathrm{\&mu;},n,l)=E\left\{\tilde{y}{\left(H_{n,l}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}\right)}^{*}\right\}$ 表示在 

和要求的响应H_n，l ^(μ)之间的交叉相关。 

的第i个元素指定了导频符号i的CTF和要求的响应H_n，ell ^μ之间的相关，为如下形式 

${\left\{r_{H\tilde{y}}^H\right[\mathrm{\&mu;},n,l\left]\right\}}_t=R[\mathrm{\&mu;}-D_s\widetilde{\mathrm{\&mu;}},n-D_f\tilde{n},l-D_t\tilde{l}];i=\widetilde{\mathrm{\&mu;}}+M_s\tilde{n}+M_s{M}_t\tilde{l}---\left(20\right)$

由三个一维(1D)估计器组成的被称作3×1D PACE的级联信道估计器可以如如下提议来实施，J.-W.Choi和Y.-H.Lee，Complexity-Reduced ChannelEstimation in Spatially Correlated MIMO-OFDM Systems，IEICE Trans.Commun.，vol.E90-B，pp.2609-2612，2007年9月。在这种情况下，导频符号可从所有发射天线在相干时间和带宽内获得。在一个实施例中，装置130能够适于将3维内插分离为三个一维内插。将3D估计器(18)分离为三个1D估计器要求分离3D相关函数(11)为三个1D分量，其仅仅可以用下式近似 

$R[{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{\&mu;}},{\mathrm{\&Delta;}}_n,{\mathrm{\&Delta;}}_l]\&ap;R_t\left[{\mathrm{\&Delta;}}_l\right]\&CenterDot;\left(\underset{q=1}{\overset{Q_0}{\mathrm{\&Sigma;}}}{R}_{f,q}\right[{\mathrm{\&Delta;}}_n\left]\right)\&CenterDot;\left(\underset{q=1}{\overset{Q_0}{\mathrm{\&Sigma;}}}{R}_{s,q}\right[{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{\&mu;}}\left]\right)---\left(21\right)$

由于频率-空间相关(12)的精确分离是不可能的，因此通过上述近似，在实施例中3×1D PACE的性能将有一定的降低。 

3×1D PACE的可计算的有效实施方式是通过具有模型失配的维纳内插滤波器(WIF)，也就是用于处理的装置130适于根据维纳滤波器进行处理的实施例。根据P. S.Kaiser，和P.Robertson，Pilot-Symbol-Aided ChannelEstimation in Time and Frequency，in Proc.Communication Theory Mini-Conf.(CTMC)within IEEE Global Telecommun.Conf.(Globecom’97)，Phoenix，USA，pp.90-96，1997年，在频率和时间上的滤波系数可以假设均匀分布的功率延迟特性和多普勒功率谱，在[0，τ_w]和[-f_D，w，f_D，w]范围内非零而生成。此外，滤波器输入γ_w处的平均SNR被要求为其必须大于或者等于实际平均SNR，所以γ_w≥γ₀。 

在空间域，假设在平均AoDφ_w周围的角展度θ_w之内具有均匀的角分布，即 假设有大量的本地散射体，角分布可以通过连续的概率密度函数近似 

角展度和平均AoD通过下式确定 

               ，(23) 

其中 

和 表示最大和最小的AoD。 

根据J.Salz和J.Winters，Effect of fading correlation on adaptive arrays indigital mobile radio，IEEE Trans.Vehic.Technol.，vol.43，pp.1049-1057，1994年11月，天线元素μ和μ+Δ_μ之间的空间相关函数(10)生成 

$\mathrm{Re}\left\{R_{\mathrm{aa}}\right[{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{\&mu;}}\left]\right\}=J_0\left(2\mathrm{\&pi;D}{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{\&mu;}}\right)+2\underset{k=1}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{J}_{2k}\left(2\mathrm{\&pi;D}{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{\&mu;}}\right)\cos \left(2k{\mathrm{\&phi;}}_w\right)\frac{\sin \left(k{\mathrm{\&theta;}}_w\right)}{k{\mathrm{\&theta;}}_w}---\left(24\right)$

$\mathrm{Im}\left\{R_{\mathrm{aa}}\right[{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{\&mu;}}\left]\right\}=2\underset{k=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{J}_{2k+1}\left(2\mathrm{\&pi;D}{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{\&mu;}}\right)\sin \left(\right[2k+1\left]{\mathrm{\&phi;}}_w\right)\frac{\sin \left([k+\frac{1}{2}]{\mathrm{\&theta;}}_w\right)}{[k+\frac{1}{2}]{\mathrm{\&theta;}}_w}---\left(25\right)$

其中 $D=\frac{d}{\mathrm{\&lambda;}},$ 以及J_k代表第一类k阶贝塞尔函数。 

为了生成滤波系数，平均AoDφ_w和角展度θ_w需要被估计。 

图6显示了具有天线602、604、606和608的均匀线性阵列的图解。如图6中指示的，天线元素具有间隔D。图6也指示了从天线元素602和608冲击出的参考符号，也就是，在当前情况下空间间隔D_s等于3。此外，图6还指示了从角θ的冲击出的平波。 

图7示意了Δ的功率密度函数，即角域中的归一化功率分布或者换句话说，本地散射体的角分布的测量。与时间和频率的采样定理类似，参见F.Sanzi和J.Speidel，An Adaptive Two-Dimensional Channel Estimator for Wireless OFDMwith Application to Mobile DVB-T，IEEE Trans.Broadcasting，vol.46，pp.128-133，2000年6月，存在空间上的最大导频间隔，对其的空间阵列响应(5)可以被重建。为了确保这一点，每一个 

必须具有唯一的二次采样阵列响应被考虑，如图6中描述的那样， 

其中向上取整运算符 

表示等于或小于x的最小整数。假设AoD根据式(23)分布，相等长度 

的分布可以通过功率密度函数描述 

因为 以2π为周期，空间假频(alias)被隔开1/(DD_s)观测到，如图7中所示。式(5)中的阵列响应 

在给出式(26)中的 

时可以被很好的重建，如果角分布 

不与它的假频重叠。可以从图7中提取分离的条 件： $\sin ({\mathrm{\&phi;}}_w+\frac{{\mathrm{\&theta;}}_w}{2})<\sin ({\mathrm{\&phi;}}_w-\frac{{\mathrm{\&theta;}}_w}{2})+\frac{1}{{\mathrm{DD}}_s},$ 其中 $D=\frac{d}{\mathrm{\&lambda;}},$ 利用三角加法定理，这转换为空间中的导频间隔的如下条件 

$D_s<\frac{1}{2D\cos {\mathrm{\&phi;}}_w\&CenterDot;\sin \frac{{\mathrm{\&theta;}}_w}{2}}---\left(28\right)$

关于最大可允许的导频间隔，最差的情况下的条件是cosφ_w＝0，其生成 

$D_s<\frac{1}{2D\sin \frac{{\mathrm{\&theta;}}_w}{2}}\&ap;\frac{1}{D{\mathrm{\&theta;}}_w},---\left(29\right)$

其中，后者的近似应用于小角展度θ_w≤π/6。 

对于与 $D=\frac{1}{2}$ 相应的天线间隔 $d=\frac{\mathrm{\&lambda;}}{2},$ 可以获得下式 

$D_s<\frac{1}{\sin \frac{{\mathrm{\&theta;}}_w}{2}}\&ap;\frac{2}{{\mathrm{\&theta;}}_w}---\left(30\right)$

维度1×M的任意估计器w的MSE可以以一般形式表达 

$E\left[{|H_{n,l}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}-{\hat{H}}_{n,l}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}|}^2\right]=E\left[{\left|H_{n,l}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}\right|}^2\right]-2\mathrm{Re}\left\{w^H{r}_{H\tilde{y}}\right[\mathrm{\&mu;},n,l\left]\right\}+w^H{R}_{\tilde{h}\tilde{h}}w---\left(31\right)$

其中 ${\hat{H}}_{n,l}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}=w^H\tilde{y}.$ M_f维度向量 

说明了一个OFDM符号的接收导频序列，并且被用于确定 和 

注意，式(31)对于具有或者不具有模型失配的任何估计器w是有效的。此外，具有降低长度的估计器M_f，可以通过在装置130的实施例的近似位置插入零而用于式(31)。 

具有N_T＝4个发射天线的MIMO-OFDM系统基于维纳规范IST-4-027756WINNER II，D6.13.14 WINNER II System Concept Description，2007年12月而被考虑。一帧由L＝12个OFDM符号组成，每一个OFDM符号由N_c＝1024个子载波组成。持续时间T_CP＝128·T_spl的循环前缀被利用。信号带宽是40MHz，其转换为T_spl＝25ns的采样持续时间。这导致了循环前缀为T_CP＝3.2μs的OFDM符号持续时间T_sym＝35.97μs。城市移动场景考虑速度达到50km/h。在5GHz载波频率，这转换归一化最大多普勒频率f_D，maxT_sym≤0.0067。由维纳项目指定的典型城市信道模型被考虑为具有35°角展度，参见IST-4-027756 WINNER II，D1.1.2 WINNER II Channel Models，2007年9月。 

对于在时间、频率和空间上的导频间隔，D_t＝8、D_f＝6和D_s＝2被选择。此外，l₀＝1，n₀＝1和s₀＝0。不同发射天线的导频之间的正交性通过设置式(16) 中的d_sf＝1和d_st＝0而维持。最后，为了降低边缘效应，δ_sf＝1的钻石形空间-频率栅格在实施例中使用，如图5中描述的。 

信道估计单元通过具有时间、频率和空间上的滤波系数M_t＝2、M_f＝16和M_s＝2的WIF实现。为了生成滤波系数，假设式(19)和(20)中的自相关和交叉相关矩阵形式的二阶统计量知识是可获得的。 

图8显示了对于具有N_T＝4个发射天线和在空间上导频间隔为D_s＝2的3维PACE的均方误差-子载波索引n的仿真结果。2维PACE的MSE，其不试图使用空间相关，为了比较而显示。对于MIMO无线信道的四个子信道μ＝1..4的信道估计，利用实施例获得的结果被显示在10dB和30dB这两个E_s/N₀处，其为符号能量E_s除以噪声密度N₀。 

图8中MSE在3维PACE的子载波索引n上绘出。所有发射天线的信号的MSE通过所提出的估计器精确地估计。为了比较，不试图使用空间相关的传统2维PACE的MSE也被绘出。可以看出3维PACE的性能与2维PACE相近，而3维PACE要求的导频开销被降低一半，其证明了本实施例在当前场景中节约了一半的导频信号发射资源的优点。 

取决于本发明方法的某个实现要求，本发明的方法可以在软件上或硬件上实施。实施方式可以利用数字存储媒介，尤其是，存储了电子可读控制信号的闪存、磁盘、DVD或者CD实现，其与可编程计算机系统合作，使得本发明的方法被实现。一般地，本发明因此是在机器可读载体上存储了程序代码的计算机程序产品，当计算机程序产品在计算机上运行时，程序代码被操作来实现本发明的方法。换句话说，本发明的方法因此是，当计算机程序在计算机或者处理器上运行时，具有执行至少一个本发明方法的程序代码的计算机程序。 

Claims (15)

1.一种用于估计第一无线信道以获得第一无线信道估计的无线信道估计器(100)，第一无线信道被包含于多输入多输出无线信道、即MIMO无线信道中，所述MIMO无线信道在至少第一发射天线、第二发射天线和接收天线之间延伸，第一无线信道在第一发射天线和接收天线之间延伸，所述MIMO无线信道具有相干时间、相干带宽和相干长度，第一发射天线和第二发射天线之间的间隔小于所述相干长度，所述无线信道估计器(100)包括：

装置(110)，用于接收由第二发射天线发射的参考符号；

装置(120)，用于基于所述参考符号估计第二无线信道，以便获得第二无线信道的估计，第二无线信道在第二发射天线和接收天线之间延伸；以及

装置(130)，用于基于所述MIMO无线信道的空间特性处理第二无线信道估计，以获得第一无线信道估计，而不根据来自在相干时间或相干带宽内发射的来自第一发射天线的参考符号处理第一无线信道估计。

2.如权利要求1所述的无线信道估计器(100)，其中用于接收的装置(110)适于接收来自第三发射天线的另一参考符号，并且其中用于估计的装置(120)适于基于该另一参考符号估计第三无线信道，以便获得第三无线信道的估计，第三无线信道在第三发射天线和接收天线之间延伸，并且其中用于处理的装置(130)适于基于所述MIMO无线信道的空间特性处理第二无线信道估计和第三无线信道估计，以获得第一无线信道估计。

3.如权利要求2所述的无线信道估计器(100)，其中用于处理的装置(130)适于在第二无线信道估计和第三无线信道估计之间内插，以获得第一无线信道估计，其中所述空间特性包括第一和第二无线信道的相关特性。

4.如前述权利要求中任何一项所述的无线信道估计器(100)，其中用于接收的装置(110)适于在具有第一子载波频率的第一子载波上接收参考符号，并且其中用于处理第二无线信道估计的装置(130)适于基于所述MIMO无线信道的空间特性处理估计，以获得针对第二子载波的第一无线信道估计，第二子载波具有与第一子载波不同的频率。

5.如权利要求1-3中任何一项所述的无线信道估计器(100)，其中装置(110)适于在多种子载波上接收参考符号，所述子载波具有不同的子载波频率，并且其中用于估计的装置(120)适于估计多种子载波上的无线信道，并且其中用于处理的装置(130)适于基于所述MIMO无线信道的空间特性处理不同子载波的估计，以获得针对其上没有提供参考符号的子载波的第一无线信道估计。

6.如权利要求1-3中任何一项所述的无线信道估计器(100)，其中用于接收的装置(110)适于在第一时隙内接收参考符号，并且其中装置(120)适于在第一时隙内基于所述参考符号对第二无线信道进行估计，以获得在第一时隙中的第二无线信道估计，并且其中用于处理的装置(130)适于基于所述MIMO无线信道的空间特性处理第二无线信道估计，以获得针对第二时隙的第一无线信道估计，第二时隙不同于第一时隙。

7.如权利要求1-3中任何一项所述的无线信道估计器(100)，其中装置(110)适于在多种时隙内接收参考符号，并且其中装置(120)适于基于在多种时隙内接收的多种参考符号估计无线信道，并且其中用于处理的装置(130)适于基于所述MIMO无线信道的空间特性处理多种无线信道的估计，以获得针对没有提供参考符号的时隙的第一无线信道估计。

8.如权利要求1-3中任何一项所述的无线信道估计器(100)，其中用于处理的装置(130)适于基于3维维纳滤波器处理第二无线信道估计，该3维维纳滤波器是基于时间、频率和空间维度上的3维交叉相关。

9.如权利要求1-3中任何一项所述的无线信道估计器(100)，其中用于处理的装置(130)适于根据三个一维维纳滤波器并基于MIMO无线信道的空间特性处理第二无线信道估计，一个维纳滤波器是基于时间域中的相关特性，一个维纳滤波器是基于频率域中的相关特性，并且一个维纳滤波器是基于作为MIMO无线信道的空间特性的空间域中的相关特性。

10.如权利要求1-3中任何一项所述的无线信道估计器(100)，其中装置(110)适于在等距的时隙、等距的子载波和/或针对等距的发射天线接收参考符号。

11.如权利要求1-3中任何一项所述的无线信道估计器(100)，其中用于接收的装置(110)适于以不规则的时间间隔、不规则的频率间隔和/或不规则的空间分隔接收参考符号。

12.一种用于估计第一无线信道以获得第一无线信道估计的方法，所述第一无线信道被包含于在至少第一发射天线、第二发射天线和接收天线之间延伸的多输入多输出无线信道、即MIMO无线信道中，所述第一无线信道在第一发射天线和接收天线之间延伸，所述MIMO无线信道具有相干时间、相干带宽和相干长度，第一发射天线和第二发射天线之间的间隔小于所述相干长度，所述方法包括以下步骤：

接收由第二发射天线发射的参考符号；

基于所述参考符号估计第二无线信道，以便获得第二无线信道的估计，第二无线信道在第二发射天线和接收天线之间延伸；以及

基于所述MIMO无线信道的空间特性处理第二无线信道估计，以获得第一无线信道估计，而不根据来自在相干时间或相干带宽内发射的来自第一发射天线的参考符号处理第一无线信道估计。

13.一种使得能够进行多输入多输出无线信道、即MIMO无线信道的无线信道估计的发射器，所述MIMO无线信道在至少第一发射天线、第二发射天线和接收天线之间延伸，所述MIMO无线信道具有相干时间、相干带宽和相干长度，第一发射天线和第二发射天线之间的间隔小于所述相干长度，所述发射器包括：

用于在第一发射天线上在第一时刻在载波频率上发射第一参考符号的装置；

用于在第二发射天线上在第二时刻在所述载波频率上发射第二参考符号的装置，

其中第一和第二时刻之间的间隔大于所述相干时间，并且在第一发射天线上和在第二发射天线上的参考符号的发射在第一和第二时刻之间并且在所述相干带宽内从所述载波频率暂停。

14.一种使得能够进行多输入多输出无线信道、即MIMO无线信道的无线信道估计的方法，所述MIMO无线信道在至少第一发射天线、第二发射天线和接收天线之间延伸，所述MIMO无线信道具有相干时间、相干带宽和相干长度，第一发射天线和第二发射天线之间的间隔小于所述相干长度，所述方法包括以下步骤：

在第一发射天线上在第一时刻在载波频率上发射第一参考符号；

在第二发射天线上在第二时刻在所述载波频率上发射第二参考符号，

其中第一和第二时刻之间的间隔大于所述相干时间，并且在第一发射天线上和在第二发射天线上的参考符号的发射在第一和第二时刻之间并且在所述相干带宽内从所述载波频率暂停。

15.一种系统，包括根据权利要求1-3中任意一项所述的无线信道估计器和根据权利要求13所述的发射器。

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