CN105337579B - 一种低压低功耗有源混频器 - Google Patents

Abstract

一种可以工作在低电源电压下的单平衡有源混频器。包括RF输入信号（Vrf）的交流耦合电容C0，直流偏置电阻R0，输入管N1及其偏置管N0；还包括作为负载的MOS管N2，N3，P2和P3，其中，N2和P2通过电容C2和C3连接到正本振信号（Vlop），N3和P3通过电容C4和C5连接到负本振信号（Vlon）；负载管P2和P3的栅极的直流偏置由P0提供；负载管N2和N3的栅极的偏置由电阻R1提供，偏置电阻R1和偏置管N0在同一电流通路上，保证N2和N3的偏置电压比N1的偏置电压略高。本发明解决了现有有源混频器难以在极低电压下工作的问题，并且具有较低的功耗。

Description

一种低压低功耗有源混频器

技术领域

本发明涉及了射频前端中的混频器，尤其是低压低功耗的有源混频器，采用CMOS工艺，在低压数模混合电路中具有较大的优势，并且结构简单，与传统混频器相比，在低电压工作时具有较低的功耗，属于集成电路设计领域。

背景技术

随着CMOS集成电路工艺技术的进步，MOS管的尺寸越来越小，工作频率也越来越高，CMOS工艺已经能够制造几个GHz甚至十几GHz的射频电路。另一方面，CMOS工艺特别适合制造低功耗的数字电路，因此，射频电路和数字电路往往集成在单片芯片中，形成SOC(system on chip)的设计方案。随着MOS管尺寸的减小，其耐压能力也越来越低，另一方面，从降低功耗的角度来讲，低电压工作也是未来芯片设计的趋势，最新的45nm工艺的电源电压已经降低到1.2V甚至更低。

对数字电路来讲，较低的电源电压可以降低摆幅、提高速度并降低功耗，但是对于射频和模拟电路来讲，较低的电源电压并没有明显的优势，反而导致了电压摆幅的降低、动态范围的降低、工作状态的改变等一系列问题。混频器作为射频前端的重要模块，承担着射频信号和中频信号之间相互转换的任务，其性能也受到了电压降低的影响。

传统的有源混频器(单平衡结构)如图1所示，如上所述，随着电源电压VDD的降低，图1中作为负载电阻的R1和R2会消耗一定的静态电流，从而产生一定的静态压降，这样作为开关管的N1和N2以及作为射频信号输入管的N0的工作电压就会被压缩。如果电源电压很低，那么上述三个管子很容易由于电压裕度不够而偏离正常工作状态。

图1还有一个缺点就是，根据混频器的传输函数公式：

V_IF＝gm0*R1*Vrf*sgn(cosω_LO t) (1)

想要提高射频信号到中频信号的增益，要么增大电阻R1，要么提高N0管的gm0，前者会进一步压缩工作电压，后者会明显的增加功耗，都会给设计带来难度。

公式(1)中:

sgn(cosω_LO t)＝4/π(cosω_LO t)-1/3cos3ω_LO t+1/5Cos5ω_LO t+…，

该表达式必须在本振信号Vlop和Vlon为理想的大摆幅方波的情况下才成立，也就是说，N1和N2必须工作在开关状态，否则增益会明显的降低，甚至工作不正常。但是，随着射频频率的提高，各种寄生电容的存在会严重改变本信号的波形，使得方波很难存在，而倾向于被低通滤波近似成为正弦波；另外大摆幅信号意味着较大的功耗，对于降低功耗不利。

发明内容

本发明针对传统有源混频器技术的不足，提出了一种低压低功耗的有源混频器，可以工作在较低的电源电压下，对本振信号幅度要求不高，并且能够获得较高的增益。具体技术方案如下：

一种低压低功耗有源混频器，包括RF输入信号(Vrf)的交流耦合电容C0，直流偏置电阻R0，射频输入NMOS管N1及其直流偏置管N0；所述射频输入管N1的栅极和所述直流偏置管N0的栅极通过直流偏置电阻R0相连，并且所述N0管的栅极和其自身的漏极相连；所述射频输入管N1的漏极与两个负载NMOS管N2和N3的源极相连，所述负载管N2的漏极与负载PMOS管P2的漏极相连，所述负载管N3的漏极与负载PMOS管P3的漏极相连。其特征在于：中频输出信号Vifn从所述两个负载管N2和P2相连的节点引出，中频输出信号Vifp从所述两个负载管N3和P3相连的节点引出。

所述的低压低功耗有源混频器，其特征在于：所述负载管N2和P2的栅极分别通过电容C2和C3与正本振信号Vlop相连；所述负载管N3和P3的栅极分别通过电容C4和C5与负本振信号Vlon相连。

所述的低压低功耗有源混频器，其特征在于：所述负载管P2和P3的栅极的直流电压都是由直流偏置管P0提供的，所述P0管的栅极和漏极相连，并通过偏置电流源I2提供工作电流，所述直流偏置电压通过电阻R3和R5分别接到负载管P2和P3的栅极。所述负载管N2和N3的栅极的直流电压由所述N0管上串联一个电阻R1提供，所述电阻R1的上端电压作为直流偏置电压，比所述N0管的栅电压略高，这个电压通过电阻R2和R4连接到所述N2和N3管的栅极。

本发明的优点及显著效果：

1、采用工作在线性区的PMOS管代替传统混频器中的电阻，不消耗静态电压，适合在低电压下工作。

2、采用工作在线性区的NMOS管来代替传统混频器中的开关，可以明显降低对本振信号的幅度和波形的要求，从而降低本振电路的功耗。

3、所采用的MOS负载电阻是可变电阻，在很低的功耗下，可以得到较大的电压摆幅。

附图说明

图1为传统的单平衡有源混频器的结构原理图。

图2为本发明低压低功耗有源混频器的结构原理图。

图3为本发明低压低功耗有源混频器的简化模型图。

图4为本发明低压低功耗有源混频器的另一种实施的结构原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步说明。

本发明的低压低功耗混频器的结构原理图如图2所示，与图1所示的传统单平衡有源混频器相比，有相似之处，也有不同之处。

相似之处在于，射频信号Vrf都是通过交流耦合连接到一个NMOS管的栅极，通过该NMOS管的跨导gm将射频电压信号转换为射频电流信号；还有一点相似之处在于，所述射频电流信号都连接到两个NMOS管上(图1的N1、N2和图2的N2、N3)，并且这两个NMOS管的栅极都分别连接到正负本振信号Vlop和Vlon之上。

但是，所述两个NMOS管在本发明中的作用和传统单平衡混频器中的作用完全不同，在传统单平衡混频器(图1)中，N1和N2是作为开关管工作的，其栅极所连接的本振信号Vlop和Vlon必须是摆幅较大的方波信号，使得射频电流信号周期性的分别流过N1或者N2。而在本发明(图2)中，N2和N3不是作为开关工作的，其栅端的直流电压通过R1电阻偏置到一个合理的电位，使其工作在线性电阻区，而本振信号Vlop和Vlon通过交流耦合在较高的频率改变其栅端电压，使其成为压控电阻。

本发明和传统单平衡有源混频器的一个明显的不同之处是，传统混频器的两个开关管上连接了两个对电源的电阻R1和R2，作为射频电流的负载，将射频电流转换为中频的电压，而本发明中，与所述两个电阻对应的位置更换为两个PMOS管P2和P3，并且这两个PMOS管通过交流耦合连接到了本振信号之上，其直流电压通过P0管产生，这使得P2和P3与N2和N3相似，也工作在电阻区，并且成为压控电阻。

根据以上说明，本发明的简化模型如图3所示，射频电压Vrf转换为射频电流gm*Vrf，这个射频电流向上看去是由压控电阻Rn2，Rp2和Rn3，Rp3组成的两个支路，前者受电压Vlop控制，后者受电压Vlon控制。

根据电流分配原理，我们可以得到流向两个支路的电流分别为：

I_2＝(Rn3+Rp3)/(Rn2+Rp2+Rn3+Rp3)*gm*Vrf (2)

I_3＝(Rn2+Rp2)/(Rn2+Rp2+Rn3+Rp3)*gm*Vrf (3)

那么中频输出信号可以表示为：

Vif＝Vifp-Vifn＝(RP2*Rn3-Rn2*Rp3)/(Rn2+Rp2+Rn3+Rp3)*gm*Vrf (4)

从数学表达式上，混频器的输出应该是射频信号和本振信号的乘积，而式(4)中只有射频信号Vrf，没有本振信号，而事实上，四个电阻Rn2、Rn3、Rp2、Rp3都是本振信号Vlop和Vlon的函数，因此如果设计合适是完全可以满足混频器的数学表达式的。

工作在电阻区的NMOS管的电阻公式为：R＝1/(K*(Vgs-Vth)) (5)

其中K为工艺决定的常数，对PMOS管来讲K_P＝μ_P Cox Wp/Lp，对NMOS管来讲K_N＝μ_N Cox Wn/Ln。

如前所述，本发明的本振信号对幅度要求不高，那么为了简化分析，我们把本振信号作为小信号进行分析，由于Vlop和Vlon相位差为180度，在小信号分析时，用dv代替Vlop，那么就可以用-dv来代替Vlon。另外，按照小信号分析的一般规则，我们把小信号叠加在共模电压之上，而如前所述，共模电压又是固定的，因此我们可以把公式(5)中的Vgs-Vth用Vc+dv，其中Vc是固定常数，我们不关心它的具体取值，只要知道它是与共模电压相关的常数就可以了。

那么四个电阻的表达式就可以列出如下：

Rn2＝1/(K_N*(Vc+dv)),Rp2＝1/(K_P*(Vc-dv)),Rn3＝1/(K_N*(Vc-dv)),Rp3＝1/(K_P*(Vc+dv)) (6)

将式(6)带入式(4)中，整理得到：

Vif＝(2*dv)/((K_P+K_N)*(Vc^2-dv^2))*gm*Vrf (7)

式(7)中分子即是射频信号与本振信号的乘积，正是混频器最原始的数学表达式，如果本振信号足够小，其二次方项是可以忽略的，分母就变为一个常数项，那么表达式(7)就变为一个混频器的标准数学表达式。

当然，一般情况下本振信号并不是小信号，那么式(7)应该使用泰勒展开展开为幂级数，如下：

Vif＝(2gm*Vrf*dv)/((K_P+K_N)*Vc^2)*(1+dv^2/Vc^2+dv^4/Vc^4+dv^6/Vc^6+dv^8/Vc^8)+… (8)

式(8)中存在本振信号的2次、4次方等偶次方项，将在混频之后的信号中引入本振的2次谐波，4次谐波等偶次谐波与射频信号的混频分量，这与传统混频器的混频结果相同，是可以通过滤波器滤掉的。

本发明低压低功耗有源混频器还有另一种实施结构如图4所示，这是图2的一种简化结构，在图4中，N2和N3两个NMOS管的栅极直接接到电源上，相当于两个阻值固定的电阻，而不是如图2所示的压控电阻。图4所示实施结构也比图2，对于减小版图面积，降低成本有一定的优势。

综上所述，本发明提供了一种低压低功耗的有源混频器及其另外一种实施结构。通过使用压控电阻来替代固定电阻，使得有源混频器可以工作在较低的电源电压下，并且对本振信号的幅度和波形要求不高。

本发明中的某些器件可以被其他结构替换，并不影响本发明的使用。比如，作为负载管的P2和P3也可以替换为NMOS管或者三极管。再比如，在合理的直流偏置电压下，本振信号Vlop可以直接连接到N2和P2的栅极上，从而去掉交流耦合电路，只要N2和P2两个管子都工作在线性区，就符合本发明的基本理念和原理。

Claims (5)

1.一种低压低功耗有源混频器，其特征在于，包括RF输入信号（Vrf）的交流耦合电容C0、直流偏置电阻R0、射频输入NMOS管N1及其直流偏置管N0；所述射频输入管N1的栅极和所述直流偏置管N0的栅极通过直流偏置电阻R0相连，所述射频输入管N1的源极接地；所述直流偏置NMOS管N0的栅极和其自身的漏极相连并通过偏置电流源I1连接电源VDD，所述直流偏置NMOS管N0的源极接地；还包括负载NMOS管N2和N3，负载PMOS管P2和P3，以及直流偏置PMOS管P0；所述直流偏置PMOS管P0的栅极与自身的漏极相连，并通过偏置电流源I2提供工作电流，所述直流偏置PMOS管P0的源极连接电源VDD；所述负载NMOS管N2和N3的源极与所述射频输入管N1的漏极相连，所述负载NMOS管N2的漏极与所述负载PMOS管P2的漏极相连并输出中频输出信号Vifn，所述负载管NMOS管N3的漏极与所述负载PMOS管P3的漏极相连并输出中频输出信号Vifp，所述负载NMOS管N2和N3的栅极连接偏置电流源I1，通过偏置电流源I1为其提供工作电流；所述负载PMOS管P2的栅极通过交流耦合电容C3接入正本振信号Vlop，所述负载PMOS管P3的栅极分别通过交流耦合电容C5接入负本振信号Vlon，所述负载PMOS管P2和P3的栅极还分别通过电阻R3和R5连接所述直流偏置PMOS管P0的栅极，并由直流偏置PMOS管P0为其提供工作电压，所述负载PMOS管P2和P3工作在线性电阻区，等效为压控电阻。

2.根据权利要求1所述的低压低功耗有源混频器，其特征在于，还包括电容C2和C4，所述负载NMOS管N2的栅极通过交流耦合电容C2接入正本振信号Vlop，所述负载NMOS管N3的栅极通过交流耦合电容C4接入负本振信号Vlon；还包括电阻R1、R2和R4，所述电阻R1的一端连接直流偏置NMOS管N0的栅极，另一端连接偏置电流源I1，所述负载NMOS管N2的栅极通过电阻R2和R1连接直流偏置NMOS管N0的栅极，所述负载NMOS管N3的栅极通过电阻R4和R1连接直流偏置NMOS管N0的栅极，所述负载NMOS管N2和N3的栅极的直流电压由所述电阻R1提供，使所述负载NMOS管N2和N3工作在线性线性区，等效为压控电阻。

3.根据权利要求1所述的低压低功耗有源混频器，其特征在于：所述负载PMOS管P2和P3的源极连接电压VDD。

4.根据权利要求1所述的低压低功耗有源混频器，其特征在于：所述偏置电流源I2接地。

5.根据权利要求1至4任意一项所述的低压低功耗有源混频器，其特征在于：所述负载PMOS管P2和P3由负载NMOS管或者三极管替代。